目全球导航系统、例如全球定位系统中的接收器，使用基于来 自卫星的视线信号的范围测定。该接收器测量一个或多个广播信号 的到达时间。这种到达时间测量包括基于信号的粗采集编码部分的 时间测定，该部分称为伪范围，以及基于包括1.57542GHz的L1和 1.22760GHz的L2的L波段载波信号的相位测定，并将很快包括 1.17645GHz的L5。理想情况下，这些测量仅根据直接视线信号。然 而，由接收器接收的实际信号是直接视线信号和一个或更多二次反 射信号的组合。这些已知为多径信号的二次信号，由包括建筑、设 备和地面的任意数量的结构反射。
图1示出了全球导航卫星系统(GNSS)100中的复合信号。装置110 接收直接路径信号114和单个由物体112反射的多径信号116。多径信 号116的路径长度比直接路径信号114的路径长度要长。结果是，多 径信号116是直接路径信号114的迟延仿形，其具有一般更低的幅 度。图2示出了由(图1的)装置110接收的信号的相位复数矢量图200， 包括(相对于图1中装置110中的内部参照的)同相I 212和正交Q 210 成分。正交Q 210成分具有相对于同相I 212的90°的相位关系。直接路 径信号114(图1)具有幅度Ad214和相位θd218。多径信号116(图1) 具有幅度Am216和相位θm220。鉴于多径信号116(图1)与直接路径 信号114(图1)到达的时间不同，所以相位θd218和相位θm220不同。 多径信号，例如多径信号116(图1)导致L波段载波信号中的失真， 也称为相位多径。图3示出相位多径失真300中的信号的幅度310，其 作为时间312的函数。由装置110接收的复合信号314是正弦直接路径 信号316和一般低幅度的、延迟的多径信号318的总和。该直接路径 信号316和多径信号318被编码使得每个经受了一个在码片边缘的 180°反相。注意，该反相也称为码跳变。码跳变率(也称为码片边缘 率)是L波段载波频率的等分(sub-multiple)。例如，在GPS中对于 L1和L2上的P代码，等分分别是154和120。对于粗采集代码(或CA 代码)，码片率是1.023MHz。在许多全球导航卫星系统(GNSS)中， 通过使用双相位调制代码利用码跳变对信号进行编码，其中载波信 号相位提前或延迟90°。多径信号318的不同相位导致在时间间隔320 期间复合信号314中的显著的失真。然而在其它时间也有影响。例 如，在这个视图中复合信号314的零穿越324被延迟，即相对于直接 路径信号316的零穿越322向右移动。总的来说，多径信号可导致复 合信号314的零穿越迟延或提前。这种显然的相位提前或迟延导致相 位误差。
需要一种技术来缓和全球导航卫星系统(GNSS)中这样的多径导 致的误差。

描述了一种用于缓和全球导航卫星系统(GNSS)中的多径导致的 误差的系统和方法。在该方法的一个实施例中，接收一复合信号。 该复合信号包括波段受限的直接路径信号和至少一个波段受限的多 径信号，该两种信号每个被用周期性的反相调制。在具有至少一个 周期性反相的时间间隔期间，该复合信号以时间为函数被测定。复 合信号和直接路径信号之间的由于多径信号而产生的相位误差φε，根 据作为时间函数的测定复合信号和对应于滤波器的预定滤波特性来 确定，该滤波器用于波段限制该直接路径信号和该多径信号。修正 了导航计算中的相位误差φε。
在方法的一些实施例中，该滤波特性是滤波阶跃响应、滤波脉冲 响应或滤波复传递函数。
在方法的一些实施例中，多径信号相对于直接路径信号的时间延 迟δ显著地小于对应于用于波段限制直接路径信号和多径信号的滤 波器的滤波阶跃响应时间。
在方法的一些实施例中，确定了对应于在包括多径信号的效应的 实际反相时间和没有多径信号的效应的反相时间之间的差值的时间 误差Δt，并且修正了伪范围一个对应于该时间误差Δt的误差。
在该系统的一个实施例中，一种缓和全球导航卫星系统(GNSS) 中多径导致的误差效应的装置，包括接收复合信号的接收器。该复 合信号包括波段受限的直接路径信号和至少一个波段受限的多径信 号，该两种信号每个被用周期性的反相调制。该装置进一步包括测 定结构、处理器和存储器，其中该测定结构在具有至少一个周期性 反相的时间间隔期间，将该复合信号以时间为函数采样。该存储器 包括至少一个由处理器执行的程序模块，该至少一个程序模块包括 指令，该指令用于根据作为时间函数的测定复合信号和预定滤波特 性来确定复合信号和直接路径信号之间由于多径信号而产生的相位 误差φε，其中滤波特性用于波段限制该直接路径信号和该多径信号。 将该装置配置来修正导航计算中的相位误差φε。
在系统的一些实施例中，该滤波特性是滤波阶跃响应、滤波脉冲 响应或滤波复传递函数。
在系统的一些实施例中，多径信号相对于直接路径信号的时间延 迟δ显著地小于对应于用于波段限制直接路径信号和多径信号的滤 波器的滤波阶跃响应时间。
在系统的一些实施例中，该至少一个程序模块进一步包含用于确 定时间误差Δt和修正对应于时间误差Δt的伪范围(pseudo-range)中 的误差的指令，该时间误差Δt对应于包括多径信号的效应的实际反相 时间和没有多径信号的效应的反相时间之间的差值。
提供了方法和系统实施例的附加变化。
附图说明
从下面结合附图的说明和所附权利要求中，本发明的其它目的和 特征将变得更加显而易见。
图1示出具有直接路径信号和多径信号的全球导航卫星系统 (GNSS)的图示。
图2示出直接路径信号和多径信号的同相及正交成分的相位矢量 图。
图3示出复合信号的相位多径失真。
图4A示出全球导航卫星系统(GNSS)中的装置的追踪矢量。
图4B示出在直接路径信号经受一个反相后该装置中的追踪矢 量。
图4C示出在直接路径信号和多径信号经受反相后该装置中的追 踪矢量。
图5示出滤波阶跃响应和由多径导致的接收器跟踪误差。
图6示出直接路径信号、多径信号和复合信号的滤波阶跃响应。
图7示出波段受限直接路径信号和波段受限多径信号的反相期间 的追踪矢量。
图8示出用于全球导航卫星系统(GNSS)中的典型装置的前端电 子部件的框图。
图9示出用于全球导航卫星系统(GNSS)中的典型装置的信号处 理的框图。
图10示出对滤波阶跃响应采样的累加器。
图11为示出用于全球导航卫星系统(GNSS)中的典型装置的部件 的框图。
图12为示出用于确定多径导致的误差的技术中的第一程序的框 图。
图13为示出用于确定多径导致的误差的技术中的第二程序的框 图。
在附图的全部几个视图中，相同的数字指对应的部件。

参照图3，在直接路径信号316的码片边缘和多径信号318的码片 边缘之间的时间间隔320期间，复合信号314具有复杂但可预期的形 状。在该系统和方法中，使用时间间隔320期间的接收的复合信号314 的显著特征来确定和缓和一个或多个多径导致的误差。
GPS用于说明该系统和方法。但该系统和方法不限于GPS。它们 可用于其它的全球导航卫星系统(GNSS)，该系统包括但不限于全球 环绕导航卫星系统(GLONASS)、伽利略(GALILEO)定位系统、欧 洲地球同步导航覆盖系统(EGNOS)、广域增加系统(WAAS)、基于 多功能传送卫星的增加系统(MSAS)和准天顶卫星系统(QZSS)。
在GPS中，使用具有双相位调制的扩展频谱伪随机噪声对L波段 载波信号进行编码。由装置110(图1)对复合信号314进行的基本信 号处理是一个跟踪环过程，其用从至少一个卫星接收的复合信号的 相位匹配由该装置110(图1)产生的仿形信号的相位。用于产生仿 形信号的同步提供由该装置110(图1)进行的基本代码伪范围测定 和载波相位测定。该装置110(图1)的跟踪过程不能容易地区分直 接路径信号316和多径信号318，所以它跟踪复合信号314。图4A是跟 踪环过程的400_1的说明图，其中追踪矢量，该复合信号幅度 Ad+m410，是直接路径信号幅度214和多径信号幅度216的矢量和。该 复合信号幅度Ad+m410，以及因此用于相位测定中的信号仿形，具有 相对于直接路径信号幅度214的相位误差φε412_1。图4A还说明了直接 路径信号幅度214和多径信号幅度216之间的相位差φm414_1，以及相 位φ3rd416_1，其等于180度(或等同地，π弧度)减去φε412_1和φm414_1 的和。图4A对应于时间间隔320(图3)之前的时间。
参照图3，当码片边缘在直接路径信号316中开始并在多径信号 318中结束时，在时间间隔320期间的复合载波信号314的表现可由该 装置110(图1)观测到。鉴于多径信号318相对于直接路径信号316 迟延，所以对应于芯片边缘的载波信号的码跳变发生在多径信号318 中的较后时间。在图4B、4C中说明了一种其使用这种特征的第一方 法，用于缓和多径导致的误差。
参照图4B，由于多径信号116(图1)相对于直接路径信号114(图1) 的时间延迟δ，装置110(图1)的直接路径信号316(图3)的反相发生在 多径信号318(图3)之前。这导致复合信号314(图3)具有不同的相位 (未示出)，跟踪过程400_2中的相位误差φε412_2和相位差φm414_2具 有新值。图4B对应于时间间隔320期间(图3)的时间。
参照图4C，在多径信号318(图3)发生反相之后，复合信号314(图 3)具有原始的相位(未示出)，跟踪过程400_3中的相位误差φε412_1 和相位差φm414_1将返回到跟踪过程400_1中的值。图4C对应于时间 间隔320(图3)之后的时间。
通过在图4B中测定复合信号314(图3)的相位，在直接路径信 号316(图3)的码跳变之后但在多径信号318(图3)的码跳变之前，可计 算跟踪过程400_1中的相位误差φε412_1。参照图3，然而，第一技术 假定直接路径信号316和多径信号318的码跳变同时发生。这种假设 是不正确的，因为在装置110(图1)和/或一个或多个卫星中存在对 直接路径信号316和多径信号318进行波段限制的滤波。因此，如果 时间延迟δ足够大以允许直接路径信号316的滤波的码跳变，从而实 现在多径信号318的码跳变开始跳变之前的稳态，则第一技术仅适用 于修正多径导致的误差。这限制第一技术至更长多径信号延迟。不 幸的是，在例如跟踪过程400_1(图4A)的跟踪过程中产生最长期相 位误差的多径信号，其依次导致相位测量偏差，且通常具有比装置 110(图1)和/或一个或多个卫星中的一个或多个滤波器的滤波阶跃 响应时间更短得多的延迟。
通过比较带通滤波器的滤波阶跃响应和例如在现有技术中假定 的即时滤波阶跃响应，其中该带通滤波器代表了高精度全球导航卫 星系统(GNSS)，可进一步理解该第一技术的限制。图5示出6极 Butterworth滤波器的即时滤波阶跃响应514和滤波阶跃响应516的与 时间512相对的幅度510，该6极Butterworth滤波器具有30MHz的中间 频率等效带宽。注意在对应于滤波阶跃响应516中的零穿越的时间 t1522和对应于理想即时阶跃响应514的时间518之间的时间误差Δt 520。通过从图删除的任何滤波响应中所内含的时间延迟，时间误差 Δt 520表示由代码多径引起的代码跟踪误差。一些很复杂的相关器 设计，例如使用双Δ修正的这些设计，减少这种误差但并不能消除 它。
30MHz的带宽对于目前高精度全球导航卫星系统中的接收器较 宽，但这种幅度的带宽正随着信号处理速度增加而变得更加普遍， 部分地使得实现多径信号的更大可观测性。另外，这个带宽代表了 全球导航卫星系统(GNSS)中的现代卫星支持的信号带宽。具有 30MHz带宽的一些典型滤波器具有跳变该反相的大约50ns的滤波阶 跃响应时间，并且大约150ns不能获得稳态。其它滤波器具有跳变该 反相的大约40ns的滤波阶跃响应时间并且大约200ns不能获得稳态 (即对应于该滤波器的滤波阶跃响应时间在40-200ns之间，并更一 般地为小于或等于200ns)。其它滤波器具有10MHz的带宽和小于1μ s的滤波阶跃响应时间。当时间延迟δ大于约50ns时，图4A-4C中的 跟踪过程400仅仅是一个合理的模型，其需要直接路径信号114(图 1)和多径信号116(图1)的路径长度差为至少50英尺(feet)。
在图6中示出了直接路径信号、多径信号和复合信号的滤波阶跃 响应结果，包括直接路径即时滤波响应610、多径即时滤波响应612、 直接路径滤波阶跃响应614、多径滤波阶跃响应616和复合滤波阶跃 响应618。注意，除了例如滤波阶跃响应516(图5)的滤波阶跃响应 外，例如在装置110(图1)中和/或一个或多个卫星中的接收器中， 滤波器的滤波特性也可根据滤波脉冲响应或复滤波传递函数来表 征。
图7示出了用于跟踪多径信号116的跟踪过程700，多径信号116 在直接路径信号316(图3)和多径信号318(图3)的码片跳变过程中 具有小于50英尺的路径长度差。在这个说明中，直接路径信号316(图 3)和多径信号318(图3)被使用具有例如滤波阶跃响应516(图5) 的滤波阶跃响应的滤波器来限制波段。在码片跳变期间跟踪过程700 的I 212和Q 210成分沿着轨迹710，而不是在图4A-4C中示出的即时 跳变。注意，轨迹710表示了，代表多径信号216(图2)的矢量在代 表直接路径信号214(图2)结束它的码跳变之前开始码跳变。如下 面所述，通过根据至少一个预定滤波器特性，例如滤波阶跃响应516 (图5)，在直接路径信号114(图1)和多径信号116(图1)的码跳 变期间拟合测定轨迹710，可确定并缓和一个或多个多径导致的误 差。
在图8中，示出了一个接收器的典型前端800的框图，该接收器在 例如装置110(图1)的装置中。天线810接收来自一个或多个卫星的 信号。在一些实施例中，该天线810具有内置放大器。该信号通过宽 带宽的滤波器820来排除波段之外的干扰。滤波之后，该信号由L波 段的载波信号构成，该L波段的载波信号通过一个嵌入的扩展频谱伪 随机噪声码而在10MHz或更宽的带宽上扩展。通过卫星的带宽确定 该信号的总信息容量。在一个实施例中，该带宽稍微小于30MHz。
接下来，通过在混频器814中混合由基于参考振荡器818的产生结 构816产生的信号，可将该L波段信号下变频成中频带或基带频率， 并通过带通滤波器820滤波。一般可包括但不要求该下变频步骤，因 为对几百兆赫或较低的频率的信号进行采样和滤波比对在1-2GHz L 波段传输的载波信号频率的信号进行处理要容易的多。最终滤波器 820的带宽必须至少是卫星信号(例如30MHz)的带宽，否则将丢失 一部分该卫星信号的信息内容。特别是，如果滤波器820的带宽小于 卫星的带宽，该卫星的带宽对于新GPS卫星而言是大概30MHz，则 码跳变的细节降低。
正交发生器826和混频器822_1与822_2产生被滤波信号的同相I 和正交Q成分。在一些实施例中，该正交发生器826和混频器822还提 供信号到基带的最终下变频。该同相I和正交Q信号通过A/D转换器 828和830从模拟转换到数字形式。在一些实施例中，该同相I和正交 Q信号是强度受限的或限幅的。该数字采样由信号处理器832处理。
注意，在一些实施例中，使用多位A/D转换来限制信号处理损 失。另外，A/D转换器828和830可具有非常窄的采样孔径，所以精确 地知道采样的定时。宽孔径的转换器产生的采样是孔径期间的模拟 信号的平均值，这等同于削弱了采样信号的高频部分。另外，A/D转 换器828和830的采样率必须超出基于信号的信息带宽的尼奎斯特条 件。鉴于卫星信号具有30MHz数量级的信息带宽，接收器必须以等 于或大于30MHz的速率进行复(同相I和正交Q)测定或者以至少两 倍信息带宽的速率(用单个A/D转换器)进行实际测定。在装置110 (图1)的一个示例性实施例中，以40MHz的速率进行复测定。
图9为适用作图8中信号处理器832的信号处理器900的框图。图9 描述了单个接收器信道。在一些接收器中，有10-50个基本相同的信 道来从不同的卫星接收信号。注意，为了执行下面描述的信号处理 功能，接收器必须已经具有对来自一个或多个卫星的信号的相干跟 踪。特别是，必须有载波锁，其中接收器中载波跟踪回路(未示出) 中的参照信号的多普勒效应匹配载波信号的多普勒效应，代码锁基 于接收器中的代码跟踪回路(未示出)，这允许恢复扩展频谱伪随机 噪声码中的信号功率的最大值。
该信号处理器900从接收器的前端800接收同相I和正交Q采样 910。该采样910在混频器920和932中与载波信号和代码信号的仿形相 混频。在一些实施例中，在混频器920和932中的混频可以相反次序 实施，或可以合并在在单个混频步骤中。在混频器920中的混频由以 一个角度使同相I和正交Q复旋转，该角度对应于载波信号的仿形的 相位。该角度是通过来自载波跟踪回路的输出912产生，该载波跟踪 回路驱动载波频率产生结构914。一个加法器916和载波相位求和918 产生对应于该相位的连续数字求和。可以以码片率对采样910进行旋 转。这个旋转从采样910中去除了任何多普勒和任何剩余的中频相位 旋转。在一些实施例中，旋转足够快以满足地，即用可测量的仪器 损失，从采样910中去除了任何多普勒和任何剩余的中频相位旋转。 该载波跟踪回路-其通过反馈控制载波信号的仿形的相位和频率- 可以以软件或ASIC和软件组合的方式实施在专用集成电路(ASIC) 中。如果载波信号的仿形的相位和频率是正确的，则旋转的结果为 真正基带、零多普勒的采样。
在混频器932中的混频从采样去除了扩展频谱的伪随机噪声码。 该代码的相位和定时通过来自代码跟踪回路的反馈控制，该代码跟 踪回路可实施在ASIC中，以软件或ASIC与软件相结合的方式。代码 跟踪回路的输出922驱动码频产生结构924。加法器926和代码相位求 和928产生连续的数字和值。来自代码相位求和928的输出驱动代码 产生结构930。对于双相位调制，来自代码产生结构930的输出，是 对应于二进制移相键控的±1。代码产生结构930的输出可仅仅以码 片边缘速率改变符号。
如果，代码信号的仿形的相位和频率是正确的，那么代码从采样 中去除，且可以说该采样是相关的。所产生的解扩频采样代表恒定 的、零多普勒采样(DC项)，其可以随着时间被积分。对于扩展的间 隔，可将成功相关的采样求和，从而提高测量的信噪比。如果代码 信号的仿形的定时在误差上小于一个码片周期(例如对于粗收集代 码，该码片周期大约是1毫秒，码片率的倒数)，那么连续的采样是 不相关的，且随时间的积分产生比成功相关的采样小的结果。如果 代码信号的仿形的定时在误差上大于一个码片周期，那么连续采样 是不相关的，随时间的积分产生接近零平均值的结果。
卫星信号的采样可根据载波频率产生结构914和码频产生结构 924的相位分类。一般地，载波跟踪回路使用全部采样，因为这样提 供最佳信噪比。另一方面，根据使用的误差鉴别器，例如双Δ、选 通相关器或脉冲幅度相关器，代码跟踪回路一般地使用采样的子 集。在一些实施例中，为了取得最好的多径抑制，仅使用测量的采 样的部分，该测量的采样对应于接近码片边缘的码跳变。例如，可 将代码跟踪回路配置来仅仅对那些具有0.75-0.25P码片周期(0.75-1.0 和0.0-0.25)之间的码相位分数的采样求和。在这个实施例中，具有 0.25-0.75之间(大于0.25并小于0.75)相位的采样被代码跟踪回路丢 弃。
卫星信号采样(除丢弃之外的那些)被传送至一系列的累加器。 块936和942检查代码相位求和928的相位，并启动该对应的积分电路 (例如具有输出938和944的积分电路934和940之一)，用于对特定的 采样积分。尽管在图9中示出了两个累加器，仍然可有额外的累加 器。一般地，对于给定的接收器信道，有8-32个累加器，其中的每一 个用于累积对应于该累加器的相位范围的卫星信号采样。在一个示 例的实施例中，有16个累加器。每个信道使用多个累加器实现跳变 轨迹的跟踪，例如轨迹710(图7)。另外，在信号收集期间，可使用 更多数量的累加器来增加代码查找速率。
图10提供了对应于16个累积器的积分采样1020相对于滤波阶跃 响应1010的示图。该积分采样1020是通过选择性地积分具有相对于码 片边缘的适当相位的同相I和正交Q采样而产生的。
接收器可根据由接收器使用来积分采样的积分电路的数量来分 类，该采样根据它们相对于码片边缘的位置来分类。该接收器一般 地在每个码片周期采取基本上恰为整数的采样。每个采样指定一个 采样号，且在多个跳变上该接收器分别地对每个采样号而积分各个 采样。例如，如果接收器每个码片周期具有4个同相I和正交Q采样 对，则它通过相对于码片边缘对采样1-4进行编号以及通过对该采 样的两个子集求和，来实现一种加或减四分之一码片的相关性。第 一子集仅仅包括采样4，其恰发生在码片边缘之前。第二子集仅仅包 括采样1，其恰发生在码片边缘之后。
在积分采样1020之间的间隔可以是5ns或更小。如果上述的采样 技术用于产生这样窄的采样子集，那么需要复合采样和至少200MHz 的数据处理速率。根据能量消耗、部件成本和实施难度，这样高的 采样率实施起来非常昂贵。然而，因为对于来自每个码跳变的每个 累加器有至少一个采样，所以它提供了高的信噪比。
在一些实施例中，一种可替换的技术可用于用更低采样率取得同 样的结果。在这些实施例中，采样率可低至30MHz，Nyquist限制所 允许的最低速度。这种技术使用不是码片率整数倍的采样率。因此， 关于码跳变的采样定时随每个码跳变改变。参照图8，在这些实施例 中，相对于来自一个或多个卫星的载波信号频率，该参照振荡器818 被有意地偏移一般40-100ppm(最大地取决于参照振荡器818的温 度)。对于L1，这对应于60-150KHz(在L1时，1ppm等于1.57542KHz)， 并模拟来自A/D转换器828和830的采样中的剩余多普勒偏移效应。这 种偏移确保了码跳变的定时将相对于采样时间慢慢地改变。这确保 了在一段时间周期上，码跳变的采样均匀地分布在信道中的多个累加 器上。
参照图9，对于代码信号的仿形，代码相位求和928的相位用于确定 哪个积分器，例如积分器934，接收给定码跳变的采样。提供精确间隔 的采样所要求的全部是，相应细地测试代码信号的仿形的相位。鉴 于采样的暂时间隔大于每个累加器之间的时间间隔，所以只有一部分 累加器被分配了每个码跳变的采样。实际上，在一些实施例中，对于 每个码跳变，只有一个累加器被分配一个采样。然而，在很多个码片周 期的范围中每个累加器接收很多采样。因为对于每个码跳变只有一 部分累加器接收采样，所以这种技术确实具有关于信噪比的相对缺 陷。但是，鉴于具有小于50ft的路径长度差的多径信号的相关时间非 常长，积分可以继续更长的时间以取得需要的信噪比。100ms到几秒 的积分时间是充分的，并且远远小于具有小于50ft的路径长度差的多 径信号的相关时间。
如果可观测轨迹710(图7)的确切形状，那么可以确定和消除多径 导致的误差效应。如图6所示，多径干涉对复合滤波阶跃响应618具有 几个显著的效应，包括：幅度增加、滤波特性阶跃响应的时间上的增 加，例如阶跃响应的持续时间和反相的起始与零穿越之间的时间误 差Δt 520(图5)。
该系统和方法的基本构想是，通过使用预定滤波特性观测在观测 的复合信号和计算的直接信号之间的偏差，可模拟跳变轨迹710(图 7)和一个或多个多径导致的误差，其中该观测的复合信号例如是复 合信号314(图3)，该预定滤波特性例如是滤波阶跃响应516(图5)。 在一些实施例中，在校准过程中确定该预定滤波特性。在其它实施 例中，例如如果工作温度有改变，那么可重复校准程序。在一些实 施例中，该预定滤波特性可基于卫星或接收器的假定滤波器。该预 定滤波特性不需要是实际滤波特性的完美仿形。而是，它需要足够 近似以使得显著地缓和一个或多个多径导致的误差。
通过图10中的积分采样1020，示出所需要的观测。尽管图10代表 作为一维(真实)采样的观测，码跳变的采样也可以采取作为二维 (复)采样，以提供幅度-例如复合信号幅度Ad+m410(图4A)-和 复合信号的相位(未示出)。如果可以计算误差曲线的形状，那么可 以确定和基本修正幅度Am216(图2)、相位θm220(图2)和对应于 路径长度差的多径信号116(图1)的时间延迟δ。这样做，能可靠 地估计由多径信号116(图1)导致的相位误差Φε412_1(图4A)，且 可缓和多径导致的相位误差。下面描述根据跳变轨迹710的模型(图 7)估计相位误差Φε412_1(图4A)的信号分析方法(有时在本文称 为算法)。
这种信号分析方法估计限定轨迹710(图7)的参数，从而模拟 该轨迹710(图7)。在后面算法的描述中，使用两个时间指数。一个 j指数表示一组数据的实际时间或者重复时间。(在经过多个码跳变 周期积分之后)，每次进行完整并独立的测量组，重复该信号分析。 选择重复时间，使得它足够的长以提供用于可靠估计的充分信噪 比，以及足够的短以至可观测多径信号116(图1)中的变化。如前 面所提到的，鉴于具有短路径长度差-即小于50ft-的多径干涉随 着时间缓慢改变，产生几百秒数量级的多径相关时间，从100ms到几 秒的重复速率是典型的。一个k指数表示相对于对应于理想码跳变的 即时阶跃响应时间t0518(图5)的、数据组内特定数据采样的时间延 迟。参照图10，当k＝0，便参考在积分采样1020的最左边采样的数据， 且其对应于码跳变的开始。当k＝1，数据采样便对应于向右的下一个 点，如此在滤波阶跃响应1010上继续。
该信号分析方法估计下面的参数：
直接路径信号的幅度Ad214(图2)；
多径信号的幅度Am216(图2)；
相位误差Φε412_1(图4A)；
相位差Φm414_1(图4A)；和
时间延迟δ。
该信号分析方法使用下面的输入：
预定滤波阶跃响应SR(t)，其中t是时间；
复合信号幅度Ad+m419(图4A)，其使用稳态的信号跟踪回路(未 示出)测定；和
在码跳变期间的多个时间上进行的同相I(t)和正交Q(t)基带测量。
对于一个给定的码跳变，I(t)和Q(t)可表示为：
I(t)＝Ad·SR(t)·cos(φε)+Am·SR(t-δ)·cos(φ3rd)   (1)
Q(t)＝Ad·SR(t)·sin(φε)-Am·SR(t-δ)·sin(φ3rd)，
其中Φ3rd为由下式给出的相位Φ3rd416_1
               φ3rd＝π-(φε+φm).
由于该信号分析方法估计多个相关的量，所以它具有两个程 序。第一个程序估计相位Φ3rd416_1(图4A)和时间误差Δt 520(图 5)。注意，时间误差Δt 520(图5)还对应于接收器中重构代码定时 中的误差。该信号分许方法确定码跳变的适当时间对准和跳变的测 量时间，其由I(t)和Q(t)采样的定时代表。由于第二程序敏感地 取决于对应于该理想的即时阶跃响应514(图5)的时间t0518(图5) 和轨迹710的起始(图7)，所以适当的时间对准是重要的。第二程序 估计其它的参数。下面首先描述该算法中的第一程序。
跳变轨迹710(图7)是直接路径信号114(图1)上的码跳变时的 I(t)对于Q(t)的图，在时间上后面紧跟着延迟的多径信号116(图 1)的相同码跳变。接收器或卫星中的滤波器的滤波阶跃响应，例如 滤波阶跃响应1010(图10)，限定了这些码跳变的形状。如图5所示， 码跳变是时间的函数。然而，如前面所提到的，该预定滤波阶跃响 应不必是实际滤波器特性的完美仿形。也需注意，对应于理想即时 滤波阶跃响应的时间t0518的初始估计值是通过代码跟踪回路(未示 出)提供的。在该信号分析方法的第一程序中确定的时间误差Δt 520 的估计值是一个在时间t0518的初始估计中的任何剩余的多径导致的 代码跟踪误差的准确估计值，以及因此是伪范围测量。因此，在这 个技术中确定的参数可用于修正这种伪范围导航计算中的剩余的多 径导致的误差以及相位误差Φε412_1(图4A)。
通过修正等式1，可生成允许确定时间误差Δt 520的等式。定义
x＝Ad+m·SR(t0)-I(t1)
和
y＝Q(t1)，
其中该时间t0518是通过该代码跟踪回路提供的初始估计值，时间 t1522是包括多径信号116(图1)的效应的码跳变的实际时间。使用 来自等式1的I(t)和Q(t)产生
x(t1)＝Ad+m·SR(t0)-[Ad·SR(t1)·cos(φε)+Am·SR(t1-δ)·cos(φ3rd)]   (2)
y(t1)＝Ad·SR(t1)·sin(φε)-Am·SR(t1-δ)·sin(φ3rd).
基于(来自图4A)的三角关系替代
Ad+m＝Ad·cos(ε)+Am·cos(3rd)
得到
x(t1)＝Ad·[SR(t0)-SR(t1)]·cos(φε)+Am·[SR(t0)-SR(t1-δ)]·cos(φ3rd)
y(t1)＝Ad·SR(t1)·sin(ε)-Am·SR(t1-δ)·sin(φ3rd).
用下式乘以x(t1)
$\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)=\frac{\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)}{\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)}$
得到
x(t1)·tan(φ3rd)＝Ad·[SR(t0)-SR(t1)]·cos(φε)·tan(φ3rd)+Am·[SR(t0)-SR(t1-δ)]·sin(φ3rd)
          y(t1)＝Ad·SR(t1)·sin(φε)-Am·SR(t1-δ)·sin(φ3rd).
从第二等式和再排列结果中减去第一等式得到
y(t1)＝x(t1)·tan(φ3rd)-Ad·[SR(t0)-SR(t1)]·cos(φε)·tan(φ3rd)+[Ad·SR(t1)·sin(φε)-Am·SR(t0)·sin(φ3rd)].
参照图4A，注意
Ad·sin(φε)＝Am·sin(φ3rd).
将这个关系式替换到前面的等式中，得到
y(t1)＝x(t1)·tan(φ3rd)-Ad·[SR(t0)-SR(t1)]·cos(φε)·tan(φ3rd)+[Am·SR(t1)·sin(φ3rd)-Am·SR(t0)·sin(φ3rd)].
简化这个等式得到
y(t1)＝x(t1)·tan(φ3rd)-[SR(t0)-SR(t1)]·[Ad·cos(φε)·tan(φ3rd)+Am·sin(φ3rd)].
进一步简化得到
y(t1)＝x(t1)·tan(φ3rd)-[SR(t0)-SR(t1)]·[Ad·cos(φε)+Am·cos(φ3rd)]·tan(φ3rd).
这个表达式可重新表示为：
y(t1)＝x(t1)·tan(φ3rd)-[SR(t0)-SR(t1)]·[Ad+m]·tan(φ3rd).
对于小值的时间误差Δt 520(等于时间t1522减去时间t0518)，
$y\left(t\right)=x\left(t\right)·\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)-[A_{d+m}·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}\left(t\right)\right)·[\mathrm{\Delta t}·\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\left]\right].$
对于在对应于接收器中全部n个累加器的每个数据组中的n个 输入I和Q采样，后面的y(t)的等式可以矩阵形式重写
$\left[\begin{array}{cc}x\left(t_{k1}\right)& -[A_{d+m}·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}\left(t_{k1}\right)\right)]\\ x\left(t_{k2}\right)& -[A_{d+m}·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}\left(t_{k2}\right)\right)]\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ x\left(t_{\mathrm{kn}}\right)& -[A_{d+m}·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}\left(t_{\mathrm{kn}}\right)\right)]\end{array}\right]·\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\\ [\mathrm{\Delta t}·\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\left(t_{k1}\right)\\ y\left(t_{k2}\right)\\ .\\ .\\ .\\ y\left(t_{\mathrm{kn}}\right)\end{array}\right].\end{array}---\left(3\right)$
矩阵等式(3)可以多种方式解答，但最简单的是最小平方拟合 方法。这种最小平方计算的结果是具有斜率tan(Φ3rd)和与时间误 差Δt 520成比例的截距的直线的参数。第一程序中，等式2和3用 于形成时间误差Δt 520的估计量，其用于重复地更新时间t0518直到 时间t0518等于时间t1522且基本Δt＝0，即直线的y截距等于等于0。 斜率的估计用于形成相位Φ3rd416_1(图4A)的估计值。特别地，斜 率的第j估计值根据下式更新
$\mathrm{sl}\hat{o}p{e}_j=\mathrm{sl}\hat{o}p{e}_{j-1}+\kappa ·(\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)-\mathrm{sl}\hat{o}p{e}_{j-1}),$
其中k为回路增益的倒数。回路增益的典型值为10-1000之间。该回 路增益可随该第一程序收敛到一个解而变化。一个适当的收敛性判 别标准为在重复期间所估计的斜率变化小于10-4。时间t0518(图5) 的第j估计值是
${\hat{t}}_{0j}={\hat{t}}_{0(j-1)}+\frac{{[\mathrm{\Delta t}·\tan \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)]}_{j-1}}{\mathrm{sl}\hat{o}p{e}_j}.$
该相位Φ3rd416_1(图4A)的估计值是由下式给出
${\hat{\phi }}_{3\mathrm{rd}}={\tan }^{-1}\left(\mathrm{sl}\hat{o}p{e}_j\right).$
起初，斜率估计独立地进行以允许斜率的估计值在更新时间 t0518之前收敛。当时间t0518等于时间t1522，等式3简化成
y(t)＝x(t)·tan(φ3rd).     (4)
因此，当矩阵等式3的解产生等于0的截距，等式2的输入x 和y数据拟合一条具有斜率tan(Φ3rd)的直线，因为该数据组通过 等式4的直线限定。
图12为信号分析方法中的第一程序1200的流程图。I(t)和Q (t)为在步骤1210的输入。在步骤1212计算x(t)和y(t)，并 在1214确定时间误差Δt 520和tan(Φ3rd)的估计值。如果斜率没 有收敛1216，则重复这些步骤。如果斜率收敛1216，在步骤1218 更新时间t0518的估计值，在1220输出相位Φ3rd416_1(图4A)并重 复这些步骤。现在描述该信号分析方法中的第二程序。
在建立正确的定时以及产生相位Φ3rd416_1(图4A)的初始估计值 后，估计描述跳变轨迹710(图5)的参数的其余参数。该信号分析方法 首先估计参数的I成分，然后估计参数的Q成分。在可选择的实施例中， 该信号分析方法首先估计Q成分参数，然后估计I成分参数。在又另一个 实施例中，可同时地估计Q成分参数和I成分参数。从两个成分Adcos( Φε)和Adsin(Φε)估计直接路径信号的幅度Ad214(图2)。使用来自 第一程序的相位Φ3rd416_1(图4A)的估计值，从两个成分Amcos(Φ3d) 和Amsin(Φ3d)估计多径信号的幅度Am216(图2)。使用泰勒展开分 别地估计时间延迟δ，这产生δ中的一个线性项。
在第二程序中估计的量为
$A_d\cos \left({\phi }_{ϵ}\right)\equiv \widehat{A_I}$
$A_d\sin \left({\phi }_{ϵ}\right)\equiv \widehat{A_Q}$
$A_m\equiv \widehat{A_m}$
$\delta \equiv \hat{\delta }.$
根据估计的量重写等式1，得到
$\hat{I}\left(t_{\mathrm{jk}}\right)=\widehat{A_I}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}\left(t_k\right)+\widehat{A_m}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right))·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)$
$\hat{Q}\left(t_{\mathrm{jk}}\right)=\widehat{A_Q}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}\left(t_k\right)-\widehat{A_m}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right))·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right),$
其中下标jk表示在重复j的第k数据采样。然后通过取估计的I(t)和 Q(t)之间的差值以及来自接收器的I和Q数据采样，形成测定等式
x(k)＝tjk
$y_I\left(k\right)=I\left(t_{\mathrm{jk}}\right)-\hat{I}\left(t_{\mathrm{jk}}\right)$
$=(A_I-\widehat{A_I}\left(t_j\right))·\mathrm{SR}\left(t_k\right)+(A_m·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right))-\widehat{A_m}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right)))·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)$
$y_Q\left(k\right)=Q\left(t_{\mathrm{jk}}\right)-\hat{Q}\left(t_{\mathrm{jk}}\right)$
$=(A_Q-\widehat{A_Q}\left(t_j\right))·\mathrm{SR}\left(t_k\right)-(A_m·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right))-\widehat{A_m}\left(t_j\right)·\mathrm{SR}(t_k-\hat{\delta }\left(t_j\right)))·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)$
围绕时间延迟δ的估计值的泰勒展开用于线性化这些等式。定义
$\Delta {\hat{A}}_I\left(j\right)=A_I-\widehat{A_I\left(j\right)}$
$\Delta {\hat{A}}_Q\left(j\right)=A_Q-\widehat{A_Q}\left(j\right)$
$\widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)=\delta -\hat{\delta }\left(j\right)$
并仅使用时间的下标(数据组的重复是j，数据组的重复内的采样是 k)以及丢弃符号t，得到
x(k)＝k
$y_I\left(k\right)=\Delta {\hat{A}}_I\left(j\right)·\mathrm{SR}\left(k\right)+\Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\mathrm{SR}(k-\hat{\delta }\left(j\right))·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)+\widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}(k-\hat{\delta }\left(j\right))\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)$
$y_Q\left(k\right)=\Delta {\hat{A}}_Q\left(j\right)·\mathrm{SR}\left(k\right)-\Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\mathrm{SR}(k-\hat{\delta }\left(j\right))·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)+\widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}(k-\hat{\delta }\left(j\right))\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right).$
对于输入I和Q采样数据组，泰勒展开可以矩阵方式重新写为
$\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{SR}\left(x\left(k\right)\right)& \mathrm{SR}(x\left(k\right)-\hat{\delta }(j-1))& \frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}(x\left(k\right)-\hat{\delta }(j-1))\right)\\ .& .& .\\ .& .& .\end{array}\right]·\left[\begin{array}{c}\Delta {\hat{A}}_I\left(j\right)\\ \Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\\ \widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\end{array}\right]=y_I\left(k\right)---\left(5a\right)$
和
$\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{SR}\left(x\left(k\right)\right)& \mathrm{SR}(x\left(k\right)-\hat{\delta }(j-1))& \frac{\partial }{\partial t}\left(\mathrm{SR}(x\left(k\right)-\hat{\delta }(j-1))\right)\\ .& .& .\\ .& .& .\end{array}\right]·\left[\begin{array}{c}\Delta {\hat{A}}_Q\left(j\right)\\ \Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\\ \widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\end{array}\right]=y_Q\left(k\right)---\left(5b\right)$
然后分别地解等式5a和5b。这些矩阵等式可以多种方法求解， 但最简单的是使用最小平方拟合方法。如果该矩阵是过确定的，则 该最小平方拟合方法确定一个伪倒数矩阵。等式5a和5b的解为以 下两个误差矢量的估计值
$\left[\begin{array}{c}{ϵ}_{\mathrm{dI}}\\ {ϵ}_{\mathrm{mI}}\\ {ϵ}_{\mathrm{\delta I}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\Delta {\hat{A}}_I\left(j\right)\\ \Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\\ \widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\end{array}\right]$
和
$\left[\begin{array}{c}{ϵ}_{\mathrm{dQ}}\\ {ϵ}_{\mathrm{mQ}}\\ {ϵ}_{\mathrm{\delta Q}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\Delta {\hat{A}}_Q\left(j\right)\\ \Delta {\hat{A}}_m\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\\ \widehat{\mathrm{\Delta \delta }}\left(j\right)·\widehat{A_m}\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)\end{array}\right].$
使用这些误差估计值根据下式更新跳变轨迹成分的估计值
$\widehat{A_I}\left(j\right)=\widehat{A_I}(j-1)+(\kappa ·{ϵ}_{\mathrm{dI}})$
$\widehat{A_Q}\left(j\right)=\widehat{A_Q}(j-1)+(\kappa ·{ϵ}_{\mathrm{dQ}})$
$\widehat{A_m}\left(j\right)=\widehat{A_m}(j-1)+\kappa ·(\frac{{ϵ}_{\mathrm{mI}}}{\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)}+\frac{{ϵ}_{\mathrm{mQ}}}{\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)})$
$\hat{\delta }\left(j\right)=\hat{\delta }(j-1)+\kappa ·(\frac{{ϵ}_{\mathrm{\delta I}}}{\widehat{A_m}\left(j\right)·\cos \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)}+\frac{{ϵ}_{\mathrm{\delta Q}}}{\widehat{A_m}\left(j\right)·\sin \left({\phi }_{3\mathrm{rd}}\right)}),$
其中，k为回路增益的倒数。回路增益的典型值为10-1000之间。该 回路增益可随该第二程序收敛到一个解而变化。注意在一些实施例 中，前面等式中的一个或多个中的k值可不同于其它等式中的k值。
图13为信号分析方法中的第二程序1300的流程图。在步骤1310 中，初始化AI和AQ的估计值、多径信号幅度Am216(图2)和时间 延迟δ。在1312，确定I(t)和Q(t)的估计值。在1314，测量的 I(t)和Q(t)被输入。在1316，计算对于I采样的x和y以及对 于Q采样的y。在1318，计算ΔAI、ΔAm和Δδ。在1320，计算Δ AQ、ΔAm和Δδ。在1322，更新ΔAI、ΔAQ的估计值、多径信号幅 度Am216(图2)和时间延迟δ。然后重复这些步骤，直到第二程序 收敛1300。适当的收敛性标准是，重复期间所估计的参数的变化小 于10-4。在1324，然后估计其余的参数。
从由第一和第二程序计算的量，可确定对于全部描述跳变轨710 (图7)的参数的估计值。该第一程序提供时间误差Δt 520和相位 Φ3rd416_1(图4A)。在第二程序中，确定对于时间延迟δ和多径信 号幅度Am216(图2)的估计值。从这些参数，可确定对于其余参数 的估计值。具体地
$\widehat{A_d}=\sqrt{{\left(\widehat{A_I}\right)}^2+{\left(\widehat{A_Q}\right)}^2}$
${\phi }_{ϵ}={\tan }^{-1}\left(\frac{\widehat{A_Q}}{\widehat{A_I}}\right)$
φm＝π-(φε+φ3rd).
相位误差Φε412_1(图4A)的估计值允许与这个参数相关的多 径导致的误差在导航计算中被修正。该导航计算可包括确定：位置、 任何位置导数和/或位置与一个或多个位置导数的组合。信号分析方 法的实施例的仿真示出，对于小至1m的路径长度差，其可有效地消 除大至95％的多径导致的误差。
用于缓和一个或更多多径导致的误差的系统和方法的说明及示 例实施例可用于一个或多个多径信号。如果有超过一个的多径信号 存在，则估计的参数将对应于多径信号的矢量和。如果这些滤波器 的滤波特性是已知的，该系统和方法可还用于多个接收器或卫星。 如果滤波器具有足够相似的滤波特性，则在一些实施例中，平均滤 波特性可用于实施该系统和方法。
尽管上述的系统和方法对于缓和大于50英尺的路径长度差的一 个或多个多径导致的误差也是有用的，但是有一些与这样的多径信 号相关的额外挑战。特别是，这样的多径信号具有较短的相关时间。 在这些使用较低的采样率并经过时间积分以取得足够的信噪比的实 施例中，这可能是有问题的。在这些实施例中，该系统和方法可结 合其它多径导致的误差缓和技术使用，该技术例如是双Δ修正、选 通相关器和脉冲孔径相关器。双Δ修正技术和其它的多径导致的误 差缓和技术，良好地适于结合这种系统和方法使用。特别是，上面描 述的系统和方法缓和与多径信号有关的相位误差以及还估计剩余的 多径导致的伪范围误差，其中该相位误差未由这些其它的多径导致 的误差缓和技术消除。另外，这些其它的多径导致的误差缓和技术和 上述的系统及方法相互之间不影响。
该系统和方法可用于在CA代码的接收器重构的定时中缓和多径 导致的误差，例如伪范围误差。具体地，在没有确定相位误差Φε 412_1(图4A)的情况下，通过仅实施信号分析方法中的第一程序， 可确定时间误差Δt 520(图5)。在这样的实施例中，适当的滤波带宽是 大概10MHz，滤波阶跃响应时间应该基本上小于1μs，即CA代码的周 期。
该用于缓和与近程多径信号有关的相位误差的系统和方法可实 施在多个结构中。模拟处理、数字硬件和软件信号处理之间的划分 线是任意的，并在接收器之间变化很大。常常地，接收器中信号处理 的一大部分实施在ASIC中。其它结构使用ASIC和由一个或多个处 理器执行的软件的组合。趋势已经变成以软件来实施一个或更多的 接收器。一些接收器，包括非实时的那些，已经完全地以软件实现。 另外，一些接收器已经用模拟电路实现全部信号处理。
在一些系统的实施例中，在33ns(30MHz)或更小的时间尺度上执 行的步骤使用模拟电路来实现。在33ns-1ms之间的时间尺度上执行 的步骤使用ASIC来实现。在较长的时间尺度上的其余步骤，例如累 加器中的积分，使用由例如微处理器的一个或多个处理器执行的软 件来实现。
图11示出了全球导航卫星系统(GNSS)中用于缓和一个或多个多 径导致的误差的装置1110的一个实施例。该装置1110包括：
●前端电路1112，例如前端电路800(图8)；
●信号处理器1114，例如信号处理器900(图9)；
●处理器1116；
●存储器1118，其可包括高速随机访问存储器并可还包括非易 失存储器，例如一个或多个磁盘存储装置，EEPROM和/或闪存 EEPROM，该存储器进一步包括：
操作系统1120；
一个或多个滤波特性1122；和
至少一个程序模块1124，其由处理器1116执行，该至少 一个程序模块1124包括指令用于：载波和代码锁1126、可 选的其它多径修正1128(例如双Δ修正、选通相关器和脉冲 孔径相关器)、包括前面描述的第一程序和第二程序的多径 计算1130、以及相位误差Φε412_1(图4A)或伪范围的多 径修正1132。
在一些实施例中，可以有超过一个的处理器1116。如前所提到 的，在其它的实施例中，该装置1110可包括ASIC并且该至少一个 由处理器1116执行的程序模块1124的功能的一些或全部可实施在 ASIC中。
出于解释的目的，前面的描述使用特别的术语来提供本发明的 详细理解。但是，对于本领域技术人员来说，该特定的细节并非实 施本发明所要求的。选择和描述的实施例用于最佳地解释本发明的 原理和它的实际应用，从而使本领域技术人员最佳地利用本发明以 及具有各种变化的各种实施例，其适用于所考虑的特别应用。因此， 前面的公开内容目的不在于穷竭或限制本发明成公开的准确形式。 关于上面的教导，可能有很多修正或变化。
本发明的范围由后面的权利要求和它们的等同来限定。