本发明涉及一种将平衡信号和不平衡信号相互变换的平衡-不平衡变换器。

平衡-不平衡变换器是将平衡信号和不平衡信号相互变换的变换器。这里，所谓的不平衡信号是将接地电位作为基准电位的信号，所谓的平衡信号是由相位相互相差几乎180度、振幅几乎相等的2个信号构成的信号。平衡-不平衡变换器具有用于输入输出平衡信号的2个平衡端子和用于输入输出不平衡信号的1个不平衡端子。
平衡-不平衡变换器被使用于例如像便携式电话或无线LAN(局域网)用通信设备那样的移动通信设备中。在移动通信设备中，因为小型化、薄型化的要求较高，所以就需要高密度的零件安装技术。于是，提出使用多层基板集成零件的方案。多层基板是包含交替层叠的电介质层和被图形化的导体层的层叠体。
以往，作为平衡-不平衡变换器，多数利用至少有2组电磁耦合的一对1/4波长的带状线的结构的平衡-不平衡变换器(在本申请中称为电磁耦合型平衡-不平衡变换器)。另外，在例如特开平9-260145号公报、特开平2000-188218号公报及特开2002-190413号公报中所述，也提出有各种各样的使用多层基板构成的层叠型的电磁耦合型平衡-不平衡变换器。
在电磁耦合型平衡-不平衡变换器中，要求提高一对1/4波长的带状线间的耦合度。可是，在层叠型的电磁耦合型平衡-不平衡变换器中，提高一对1/4波长的带状线间的耦合度很难，因此，有插入损失变大这样的问题。
于是，在特开平10-200360号公报中，作为即使是层叠型也能使插入损失变小的平衡-不平衡变换器，提出有使用了高通滤波器和低通滤波器的平衡-不平衡变换器(在本申请中称为滤波器型平衡-不平衡变换器。)。
在特开平10-200360号公报所述的滤波器型平衡-不平衡变换器中，高通滤波器和低通滤波器都通过由1个线圈和1个电容器构成的LC电路来构成。在特开平10-200360号公报所述的滤波器型平衡-不平衡变换器中，与电磁耦合型平衡-不平衡变换器相比，能使插入损失变小。可是，在该滤波器型平衡-不平衡变换器中，在使用其的频带附近，2个平衡端子的输出信号的振幅差随频率变化而变大，其结果是，存在2个平衡端子的输出信号的振幅差满足所希望的标准的频率范围变小这样的问题。
另外，根据层叠型的滤波器型平衡-不平衡变换器，则平衡-不平衡变换器的小型化成为可能。可是，在层叠型的滤波器型平衡-不平衡变换器中，容易发生多个线圈相互间的电磁干扰。当发生该干扰时，平衡-不平衡变换器的所希望的特性与实际制造的平衡-不平衡变换器的特性就会不同，其结果是，存在下述问题，即：在制造的平衡-不平衡变换器中，难以实现所希望的特性。

本发明的第1目的是提供：插入损失小，并且在宽的频率范围中，2个平衡端子的输出信号的振幅差较小的平衡-不平衡变换器。
本发明的第2目的是提供：插入损失小，能够小型化，并且能够容易实现所希望的特性的平衡-不平衡变换器。
本发明的第1平衡-不平衡变换器具备：输入输出不平衡信号的不平衡端子；输入输出平衡信号的第1及第2平衡端子；设在不平衡端子与第1平衡端子之间的低通滤波器；以及设在不平衡端子与第2平衡端子之间的高通滤波器，低通滤波器具有至少2个线圈和至少1个电容器，高通滤波器具有至少2个电容器和至少1个线圈。
在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，在不平衡端子输入不平衡信号时，该信号通过低通滤波器，相位几乎滞后90度并由第1平衡端子输出的同时，通过高通滤波器，相位几乎超前90度并由第2平衡端子输出。其结果，由第1平衡端子输出的信号和由第2平衡端子输出的信号成为相位互相几乎相差180度的2个信号即构成平衡信号的2个信号。另外，在第1平衡端子和第2平衡端子输入构成平衡信号的2个信号时，在第1平衡端子输入的信号通过低通滤波器，相位几乎滞后90度并到达不平衡端子，在第2平衡端子输入的信号通过高通滤波器，相位几乎超前90度并到达不平衡端子。其结果，由不平衡端子输出不平衡信号。在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，由于低通滤波器具有至少2个线圈和至少1个电容器，高通滤波器具有至少2个电容器和至少1个线圈，因此，在宽的频率范围内，2个平衡端子的输出信号的振幅差变小。
在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，可以还具备包含交替层叠的电介质层和导体层的层叠体，各线圈及电容器使用导体层构成。此时，变换可以是不平衡端子、第1平衡端子及第2平衡端子布置在层叠体的外周部，以使平衡-不平衡变换器构成一个芯片型电子零件。另外，可以是包含低通滤波器中的2个线圈和高通滤波器中的1个线圈的至少3个线圈配置在从层叠体的各层的垂直方向看时互相不重叠的位置上。另外，本发明的第1平衡-不平衡变换器可以还具备使用导体层构成并将至少3个线圈相互电磁分离的分离部。
另外，在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，可以还具备接地的接地端子，低通滤波器包括：一端连接于不平衡端子的第1线圈；一端连接于第1线圈的另一端，另一端连接于第1平衡端子的第2线圈；以及一端连接于第1线圈的另一端，另一端连接于接地端子的第1电容器，高通滤波器包括：一端连接于不平衡端子的第2电容器；一端连接于第2电容器的另一端，另一端连接于第2平衡端子的第3电容器；以及一端连接于第2电容器的另一端，另一端连接于接地端子的第3线圈。
另外，在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，也可以是不平衡端子与第1平衡端子之间的信号通路及不平衡端子与第2平衡端子之间的信号通路都不包含由电磁耦合来传输信号的部分。
本发明的第2平衡-不平衡变换器具备：输入输出不平衡信号的不平衡端子；
输入输出平衡信号的第1及第2平衡端子；设在不平衡端子与第1平衡端子之间的低通滤波器；设在不平衡端子与第2平衡端子之间的高通滤波器；以及包含交替层叠的电介质层和导体层的层叠体，低通滤波器和高通滤波器总计至少包含3个使用导体层来构成的线圈，至少3个线圈配置在从层叠体的各层的垂直方向看时互相不量叠的位置上。
在本发明的第2平衡-不平衡变换器中，还具有使用导体层构成并将至少3个线圈相互电磁分离的分离部。
本发明的第1平衡-不平衡变换器使用低通滤波器及高通滤波器构成。由此，根据本发明，能实现插入损失小的平衡-不平衡变换器。另外，在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，低通滤波器具有至少2个线圈和至少1个电容器，高通滤波器具有至少2个电容器和至少1个线圈。由此，根据本发明，就能够实现在宽的频率范围内2个平衡端子的输出信号的振幅差较小的平衡-不平衡变换器。
本发明的第1平衡-不平衡变换器，还具备包含交替层叠的电介质层和导体层的层叠体，各线圈及电容器使用导体层构成，在这种情况下，平衡-不平衡变换器的小型化就成为可能。
另外，在本发明的第1平衡-不平衡变换器中，包含低通滤波器中的2个线圈和高通滤波器中的1个线圈的至少3个线圈配置在从层叠体的各层的垂直方向看时互相不重叠的位置上，在这种情况下就能够防止至少3个线圈相互间的电磁干扰，其结果是，能够容易实现所希望的特性。
另外，本发明的第1平衡-不平衡变换器还具有使用导体层构成并将至少3个线圈相互电磁分离的分离部，在这种情况下就能更好地防止至少3个线圈相互间的电磁干扰。
另外，本发明的第2平衡-不平衡变换器使用低通滤波器和高通滤波器构成。由此，根据本发明，能实现插入损失小的平衡-不平衡变换器。另外，本发明的第2平衡-不平衡变换器具备包含交替层叠的电介质层和导体层的层叠体，低通滤波器和高通滤波器总计至少包含3个使用导体层构成的线圈，该至少3个线圈配置在从层叠体的各层的垂直方向看时互相不量叠的位置上。由此，根据本发明，平衡-不平衡变换器的小型化就成为可能，并且能够防止至少3个线圈相互间的电磁干扰，其结果是，能够容易实现所希望的特性。
另外，本发明的第2平衡-不平衡变换器还具备使用导体层构成并将至少3个线圈相互电磁分离的分离部，在这种情况下就能够更好地防止至少3个线圈相互间的电磁干扰。
本发明的其他目的、特征及优点通过以下说明就会变得十分清楚了。
附图说明
图1是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的电路结构的电路图。
图2是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器外观的立体图。
图3A至图3G分别是表示构成本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的多层基板中各层结构的一例的说明图。
图4是表示仿真中使用的比较例的平衡-不平衡变换器的电路结构的电路图。
图5是表示图4所示比较例的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图6是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图7是表示电磁耦合型平衡-不平衡变换器的结构的电路图。
图8是表示图7所示电磁耦合型平衡-不平衡变换器的反射损失的频率特性的特性图。
图9是表示图7所示电磁耦合型平衡-不平衡变换器的插入损失的频率特性的特性图。
图10是表示图7所示电磁耦合型平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图11是表示图7所示电磁耦合型平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的相位差的频率特性的特性图。
图12是表示图4所示比较例的平衡-不平衡变换器的反射损失的频率特性的特性图。
图13是表示图4所示比较例的平衡-不平衡变换器的插入损失的频率特性的特性图。
图14是表示图4所示比较例的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图15是表示图4所示比较例的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的相位差的频率特性的特性图。
图16是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的反射损失的频率特性的特性图。
图17是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的插入损失的频率特性的特性图。
图18是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图19是表示本发明第1实施方式的平衡-不平衡变换器的2个平衡端子中的输出信号的相位差的频率特性的特性图。
图20A至图20G分别是表示构成本发明第2实施方式的平衡-不平衡变换器的多层基板中各层结构的一例的说明图。
图21是表示本发明第3实施方式的平衡-不平衡变换器的电路结构的电路图。

下面，针对本发明的实施方式，参照附图来详细说明。
[第1实施方式]首先，参照图1，针对本发明的第1实施方式的平衡-不平衡变换器的电路构成来说明。本实施方式的平衡-不平衡变换器具备：输入输出不平衡信号的不平衡端子10，输入输出平衡信号的第1及第2平衡端子11、12，连接地的2个接地端子13、14。平衡-不平衡变换器还具备：设在不平衡端子10和第1平衡端子11之间的低通滤波器21和设在不平衡端子10和第2平衡端子12之间的高通滤波器22。
低通滤波器21具有：一端连接于不平衡端子10的第1线圈31；一端连接于第1线圈31的另一端，另一端连接于第1平衡端子11的第2线圈32；一端连接于第1线圈31的另一端，另一端连接于接地端子13的第1电容器41。高通滤波器22具有：一端连接于不平衡端子10的第2电容器42；一端连接于第2电容器42的另一端，另一端连接于第2平衡端子12的第3电容器43；一端连接于第2电容器42的另一端，另一端连接于接地端子14的第3线圈33。
在本实施方式的平衡-不平衡变换器中，不平衡端子10与第1平衡端子11之间的信号通路及不平衡端子10与第2平衡端子12之间的信号通路都不包含通过电磁耦合传输信号的部分。
在这里，针对本实施方式的平衡-不平衡变换器的作用来进行说明。在平衡-不平衡变换器中，在不平衡端子10输入了不平衡信号时，该信号通过低通滤波器21，相位几乎滞后90度，由平衡端子11输出，同时通过高通滤波器22，相位几乎超前90度，由平衡端子12输出。其结果是，由平衡端子11输出的信号和由平衡端子12输出的信号成为互相相位几乎相差180度的2个信号，即构成平衡信号的2个信号。另外，在向平衡端子11和平衡端子12输入构成平衡信号的2个信号时，在平衡端子11输入的信号通过低通滤波器21，相位几乎滞后90度，到达不平衡端子10，而在平衡端子12输入的信号通过高通滤波器22，相位几乎超前90度，到达不平衡端子10。其结果是，通过不平衡端子10，输出不平衡信号。
下面，参照图2及图3A至图3G，针对本实施方式的平衡-不平衡变换器的构造来进行说明。图2是表示本实施方式的平衡-不平衡变换器的外观的立体图。如图2所示，本实施方式的平衡-不平衡变换器具备包含交替层叠的电介质层和导体层的层叠体，即多层基板50。图1所示的各线圈及电容器使用导体层构成。多层基板50的上面、下面及侧面设有不平衡端子10、平衡端子11、12，接地端子13、14及端子15。这些端子10～15连接于多层基板50的内部导体层。并且，端子10～14连接于外部电路，但是端子15并没有连接于外部电路。这样，在本实施方式中，端子10～15配置在多层基板50的外周部，使平衡-不平衡变换器构成大致六面体形状的1个芯片型电子零件。
图3A至图3G分别是表示构成本实施方式的平衡-不平衡变换器的多层基板50中各层结构的一例的说明图。图3A至图3G分别表示了从上数第1层至第7层的导体层及其下面的电介质层。
在图3A所示的电介质层51的上面，形成有3个线圈用导体层61a、62a、63a和导体层64。另外，在电介质层51形成有通孔71、72、73。导体层61a、62a、63a分别构成线圈31、32、33的一部分。导体层64的一端连接于不平衡端子10，导体层64的另一端连接于端子15。导体层61a的一端连接于导体层64，导体层61a的另一端连接于通孔71。导体层62a的一端连接于平衡端子11，导体层62a的另一端连接于通孔72。导体层63a的一端连接于接地端子14，导体层63a的另一端连接于通孔73。
在图3B所示的电介质层52的上面，形成有3个线圈用导体层61b、62b、63b和通孔连接用导体层74、76、78。另外，在电介质层52形成有通孔75、77、79。导体层61b、62b、63b分别构成线圈31、32、33的一部分。导体层61b的一端连接于导体层74，导体层61b的另一端连接于通孔75。导体层62b的一端连接于导体层76，导体层62b的另一端连接于通孔77。导体层63b的一端连接于导体层78，导体层63b的另一端连接于通孔79。导体层74、76、78分别连接于图3A所示的通孔71、72、73。
在图3C所示的电介质53的上面，形成有3个线圈用导体层61c、62c、63c和通孔连接用导体层80、82、84。另外，在电介质层53形成有通孔81、83、85。导体层61c、62c、63c分别构成线圈31、32、33的一部分。导体层61c的一端连接于导体层80，导体层61c的另一端连接于通孔81。导体层62c的一端连接于导体层82，导体层62c的另一端连接于通孔83。导体层63c的一端连接于导体层84，导体层63c的另一端连接于通孔85。导体层80、82、84分别连接于图3B所示的通孔75、77、79。
在图3D所示的电介质54的上面，形成有导体层65和通孔连接用导体层86、87、89。另外，在电介质层54，形成有通孔88、90。导体层65的一端连接于导体层86，导体层65的另一端连接于导体层87。通孔88连接于导体层65的中途。导体层89连接于通孔90。导体层86、87、89分别连接于图3C所示的通孔81、83、85。
在图3E所示的电介质层55的上面，形成有电容器用导体层66、67。另外，在电介质层55形成有通孔91。导体层66连接于图3D所示的通孔88。导体层67连接于端子15。通孔91连接于图3D所示的通孔90。
在图3F所示的电介质层56的上面形成有电容器用导体层68、69。导体层68与图3E所示的导体层66相面对。导体层69与图3E所示的导体层67相面对。通过导体层66、68形成电容器41。通过导体层67、69形成电容器42。导体层68连接于接地端子13。导体层69连接于图3E所示的通孔91。
在图3G所示的电介质层57的上面形成有电容器用导体层70。导体层70与图3F所示的导体层68相面对。通过导体层68、70形成电容器43。导体层70连接于平衡端子12。
从图3A至图3G可知，在本实施方式中，低通滤波器21中的2个线圈31、32和高通滤波器22中的1个线圈33配置在从多层基板50的各层的垂直方向看时彼此互不重叠的位置上。
多层基板50例如是低温烧成的陶瓷多层基板。此时，多层基板50例如按如下方式制造。即，首先，在预先形成了通孔用的孔的陶瓷生片上，例如，使用将银作为主要成分的导电膏，形成规定图形的导体层。接着，对如上所述形成了导体层的多个陶瓷生片进行层叠，并同时对其进行烧制。由此，通孔也同时形成。接着，形成端子10～15，使多层基板50做成。
如以上说明那样，本实施方式的平衡-不平衡变换器使用低通滤波器21和高通滤波器22构成。由此，根据本发明的实施方式，就能实现插入损失小的平衡-不平衡变换器。
另外，在本实施方式的平衡-不平衡变换器中，低通滤波器21具有2个线圈31、32和一个电容器41，高通滤波器22具有2个电容器42、43和1个线圈33。据此，在本实施方式的平衡-不平衡变换器中，与低通滤波器和高通滤波器都是通过由1个线圈和1个电容器构成的LC电路构成的平衡-不平衡变换器相比，在宽的频率范围内，2个平衡端子11、12的输出信号的振幅差变小。下面，使用仿真的结果来对此进行说明。
图4是表示仿真使用的比较例的平衡-不平衡变换器的电路结构的电路图。该比较例的平衡-不平衡变换器具备：输入输出不平衡信号的不平衡端子110，输入输出平衡信号的第1及第2平衡端子111、112。比较例的平衡-不平衡变换器进一步具有：设在不平衡端子110与第1平衡端子111之间的低通滤波器121和设在不平衡端子110与第2平衡端子112之间的高通滤波器122。低通滤波器121具有：一端连接于不平衡端子110，另一端连接于第1平衡端子111的线圈131；一端连接于线圈131的另一端，另一端接地的电容器141。高通滤波器122具有：一端连接于不平衡端子110，另一端连接于第2平衡端子112的电容器142；一端连接于电容器142的另一端，另一端接地的线圈132。在仿真中，线圈131、132的电感都设为8.0nH，电容器141、142的电容都设为0.88pF。
另外，仿真使用的本实施方式的平衡-不平衡变换器的电路结构如图1所示。在仿真中，线圈31、32、33的电感分别设为5.2nH、5.4nH、5.1nH，电容器41、42、43的电容分别设为0.55pF、0.64pF、2.43pF。
图5及图6表示仿真的结果。图5表示图4所示的比较例的平衡-不平衡变换器中的低通滤波器121的输出信号的振幅、高通滤波器122的输出信号的振幅及2个平衡端子111、112的输出信号的振幅的差(以下称为振幅差)的频率特性。在图5中，符号123表示低通滤波器121的输出信号的振幅，符号124表示高通滤波器122的输出信号的振幅，符号125表示振幅差。振幅差用低通滤波器121的输出信号的振幅和高通滤波器122输出信号的振幅的差来表示。
图6表示图1所示的本实施方式的平衡-不平衡变换器中的低通滤波器21的输出信号的振幅、高通滤波器22的输出信号的振幅及2个平衡端子11、12的输出信号振幅的差(以下称为振幅差)的频率特性。在图6中，符号23表示低通滤波器21的输出信号的振幅，符号24表示高通滤波器22的输出信号的振幅，符号25表示振幅差。振幅差用低通滤波器21的输出信号的振幅和高通滤波器22的输出信号的振幅的差来表示。
比较图5及图6中的振幅差即可知，在本实施方式的平衡-不平衡变换器中，与比较例的平衡-不平衡变换器相比，在宽的频率范围内，振幅差变小。这是由于在比较例和本实施方式之间的低通滤波器及高通滤波器的各输出信号的振幅的频率特性不同而造成的。即，比较例的低通滤波器及高通滤波器的各输出信号的振幅的频率特性都表现为较为平缓的曲线。因此，比较例的振幅差的频率特性就描绘成具有较大倾斜的近似直线的曲线。相比之下，本实施方式的低通滤波器及高通滤波器的各输出信号的振幅的频率特性都描绘成具有波动的曲线。因此，本实施方式中振幅差的频率特性就描绘成在振幅差为0(dB)的附近具有平坦的部分的曲线。
下面，针对电磁耦合型平衡-不平衡变换器的一例、图4所示的比较例的平衡-不平衡变换器、图1所示的本实施方式的平衡-不平衡变换器，展示实际测定获得的特性的一例。图7是表示在这里使用的电磁耦合型平衡-不平衡变换器结构的电路图。该电磁耦合型平衡-不平衡变换器具备：输入输出不平衡信号的不平衡端子150，输入输出平衡信号的第1及第2平衡端子151、152。电磁耦合型平衡-不平衡变换器进一步具备：电磁耦合的一对1/4波长的带状线153、154以及电磁耦合的一对1/4波长的带状线155、156。带状线153的一端连接于不平衡端子150。带状线153的另一端连接于带状线155的一端。带状线155的另一端呈开放状。带状线154、156中互相对置的各一端分别连接于平衡端子151、152。带状线154、156的各另一端接地。
另外，这里所使用的比较例的平衡-不平衡变换器和本实施方式的平衡-不平衡变换器中的各线圈的电感值与各电容器的电容值，和前述仿真中使用的值相同。
图8至图11表示图7所示的电磁耦合型平衡-不平衡变换器的特性。图8表示反射损失的频率特性。图9表示插入损失的频率特性。图10表示平衡端子151、152的输出信号振幅的差(以下称为振幅差)的频率特性。图11表示平衡端子151、152的输出信号的相位的差(以下称为相位差)的频率特性。
图12至图15表示图4所示的比较例的平衡-不平衡变换器的特性。图12表示反射损失的频率特性。图13表示插入损失的频率特性。图14表示振幅差的频率特性。图11表示平衡端子111、112的输出信号的相位的差(以下称为相位差)的频率特性。
图16至图19表示本实施方式的平衡-不平衡变换器的特性。图16表示反射损失的频率特性。图17表示插入损失的频率特性。图18表示振幅差的频率特性。图19表示平衡端子11、12的输出信号的相位的差(以下称为相位差)的频率特性。
通常，在使用层叠型平衡-不平衡变换器的频率范围中，对于层叠型平衡-不平衡变换器谋求上述各特性满足以下条件。即，谋求反射损失的绝对值是10dB以上。谋求插入损失的绝对值是1.0dB以下。振幅差谋求在0±1.0dB范围内。相位差谋求在180±10度(deg)的范围内。
比较图9、图13及图17可知，在电磁耦合型平衡-不平衡变换器中，与图4所示比较例的平衡-不平衡变换器及本实施方式的平衡-不平衡变换器相比，插入损失大。因此，在图8至图11所示特性的电磁耦合型平衡-不平衡变换器中，可使用的频率范围大约在1800MHz～2000MHz的范围。
在图4所示的比较例的平衡-不平衡变换器及本实施方式的平衡-不平衡变换器中，与电磁耦合型平衡-不平衡变换器相比，在宽的频率范围内，插入损失变小。可是，从图14可知，在图4所示的比较例的平衡-不平衡变换器中，振幅差在0±1.0dB范围内的频率范围窄。在图12至图15所示特性的比较例的平衡-不平衡变换器中，可使用的频率范围大约在1800MHz～1900MHz的范围。
从图18可知，在本实施方式的平衡-不平衡变换器中，与比较例的平衡-不平衡变换器相比，在宽的频率范围内，振幅差在0±1.0dB范围内。在图16至图19所示特性的本实施方式的平衡-不平衡变换器中，可使用的频率范围大约在1600MHz～2100MHz的范围。
如上所述，根据本实施方式，就能实现插入损失小，并且在宽的频率范围内，2个平衡端子的输出信号的振幅差较小的平衡-不平衡变换器。
另外，根据本实施方式，因为使用多层基板50的导体层，构成包含在低通滤波器21及高通滤波器22中的线圈及电容器，所以平衡-不平衡变换器的小型化成为可能。
另外，在本实施方式中，低通滤波器21中的2个线圈31、32和高通滤波器22中的1个线圈33配置在从多层基板50的各层的垂直方向看时互相不重叠的位置上。由此，根据本实施方式，就能够防止3个线圈31、32、33相互间的电磁干扰，其结果是，能容易实现平衡-不平衡变换器所希望的特性。
[第2实施方式]下面，参照图20A至20G，针对本发明第2种实施方式的平衡-不平衡变换器来进行说明。图20A至图20G分别是表示构成本实施方式的平衡-不平衡变换器的多层基板50中各层结构的一例的说明图。图20A至20G分别表示从上数第1层至第7层的导体层及其下面的电介质层。在本实施方式中，图20A至20G所示的各层结构与图3D至3G所示的各层的结构相同。
在本实施方式中，如图20A所示，在电介质层51的上面，除了图3A所示的各导体层之外，还形成有线圈分离用导体层93。线圈分离用导体层93做成T字形状，并配置成隔开配置了线圈用导体层61a、62a、63a的3个区域。另外，线圈分离用导体层93连接于接地端子13。另外，在电介质层51，形成有连接于线圈分离用导体层93的多个通孔94。
另外，在本实施方式中，如图20B所示，在电介质层52的上面，除了图3B所示的各导体层之外，还形成有线圈分离用导体层95。线圈分离用导体层95做成T字形状，并配置成隔开配置了线圈用导体层61b、62b、63b的3个区域。另外，线圈分离用导体层95连接于接地端子13。另外，在电介质层52，形成有连接于线圈分离用导体层95的多个通孔96。多个通孔96连接于图20A所示的多个通孔94。
另外，在本实施方式中，如图20C所示，在电介质层53的上面，除了图3C所示的各导体层之外，还形成有线圈分离用导体层97。线圈分离用导体层97做成T字形状，并配置成隔开配置了线圈用导体层61c、62c、63c的3个区域。另外，线圈分离用导体层97连接于接地端子13。另外，在电介质层53的上面，形成有连接于线圈分离用导体层97的多个通孔连接用导体层98。多个通孔连接用导体层98连接于图20B所示的多个通孔96。
在本实施方式中，根据图20A至20C所示的线圈分离用导体层93、95、97，通孔94、96及通孔连接用导体层98，形成将3个线圈相互电磁分离的分离部。该分离部在多层基板50内，配置成隔开配置了3个线圈31～33的3个区域。另外，该分离部连接于接地端子。因此，该分离部将各线圈与其他线圈电磁屏蔽。由此，根据本实施方式，就能更好地防止3个线圈31～33相互间的电磁干扰，其结果是，能更容易实现平衡-不平衡变换器的所希望的特性。
本实施方式的其他结构、作用及效果和第1实施方式一样。
[第3实施方式]下面，参照图21，针对本发明第3实施方式的平衡-不平衡变换器来进行说明。图21是表示本实施方式的平衡-不平衡变换器的电路结构的电路图。
本实施方式的低通滤波器21除了图1的线圈31、32及电容器41外，还具有线圈34及电容器44。线圈34插入线圈32和第1平衡端子11之间。电容器44的一端连接于线圈32和线圈34的连接点，电容器44的另一端连接于接地端子13。
另外，本实施方式的高通滤波器22除了图1的电容器42、43及线圈33外，还具有电容器45及线圈35。电容器45插入电容器43和第2平衡端子12之间。线圈35的一端连接于电容器43和电容器45的连接点，线圈35的另一端连接于接地端子14。
本实施方式的平衡-不平衡变换器也和第1实施方式一样，具备多层基板50，图20A至图20G所示的各线圈及电容器使用多层基板50的导体层构成。本实施方式的平衡-不平衡变换器除了第1实施方式的平衡-不平衡变换器的结构要素外，还具有2个线圈34、35和2个电容器44、45。这些也和图3A至图3G所示线圈及电容器的形成方法一样，能使用多层基板50的导体层来形成。在本实施方式中，最好将5个线圈31～35配置在从多层基板50的各层的垂直方向看时互相不重叠的位置上。
另外，在本实施方式中，也和第2实施方式一样，可以设有将5个线圈31～35相互电磁分离的分离部。
本实施方式的其他结构、作用及效果和第1实施方式一样。
另外，本发明不限于上述的各实施方式，可以进行各种变换。在本发明中，低通滤波器具有至少2个线圈和至少1个电容器，高通滤波器具有至少2个电容器和至少1个线圈。因此，例如，也可以低通滤波器是第1实施方式的结构，高通滤波器是第3实施方式的结构。另外，或者，也可以低通滤波器是第3实施方式的结构，高通滤波器是第1实施方式的结构。另外，低通滤波器可以是这样的结构：在图21所示的低通滤波器21的线圈34和第1平衡端子11之间，插入1组以上与线圈34及电容器44位置关系相同的新的线圈及电容器。同样，高通滤波器可以是这样的结构：在图21所示的高通滤波器22的电容器45和第2平衡端子12之间，插入1组以上与电容器45及线圈35位置关系相同的新的电容器及线圈。
另外，也可以是在本发明的平衡-不平衡变换器中，低通滤波器和高通滤波器不管它们的电路结构如何，在总计至少包含3个使用多层基板的导体层构成的线圈时，将该至少3个线圈配置在从层叠体的各层的垂直方向看时互相不重叠的位置上。此时，也可以具备将至少3个线圈相互电磁分离的分离部。
基于以上的说明可知，可以对本发明实施各种方式和变形例。因此，在与本申请的权利要求书等同的范围内，即便是上述最佳实施方式以外的其他方式，也可能实施本发明。