一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法
阅读：224发布：2020-05-16
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1.一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，其步骤如下：
步骤一：搭建非接触电源系统；
所述非接触电源系统包括体内充电装置、体外供电装置和无线定位模块；所述体外供电装置包括原边线圈、推挽式变换器电路、体外电压检测电路、驱动电路和体外无线模块；
所述体内充电装置包括副边线圈、整流滤波电路、体内电压检测电路、电流检测电路、充电芯片、超级电容和体内无线模块；所述原边线圈与副边线圈组成非接触耦合变压器；
步骤二：利用体外电压检测电路将原边线圈两端的电压uab转化为与其成比例的模拟信号，然后传送至体外无线模块转化为数字量；利用体内电压检测电路将整流滤波电路的输出电压Uo转化为与其成比例的模拟信号，利用电流检测电路将整流滤波电路的输出电流转化为与其成比例的模拟信号，将输出电压和输出电流的模拟信号分别传送至体内无线模块并转化为相应的数字量；
步骤三：将体内无线模块得到的与输出电流io和输出电压Uo成比例的数字量传送到体外无线模块，并以体外无线模块中与电压uab成比例的数字量为变量，利用描点法得到电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图；
步骤四：用相图分析方法检测电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图的零极值点，按照零极值点将它们分解成8段，并根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流平均值；
步骤五：根据输出电压和输出电流平均值，体外无线模块利用驱动电路反馈控制推挽式变换器电路的占空比，从而稳定整流滤波电路的输出电压Uo。
2.根据权利要求1所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述副边线圈两端并联有压敏电阻。
3.根据权利要求1或2所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述无线定位模块、体内无线模块和体外无线模块采用ZigBee网络组成无线定位网络，实现对心脏起搏器的定位及其之间的数据通信。
4.根据权利要求3所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述体外供电装置的原边线圈与推挽式变换器电路相连接，推挽式变换器电路与体外电压检测电路相连接，体外电压检测电路与体外无线模块相连接，体外无线模块与驱动电路相连接，驱动电路与推挽式变换器电路相连接；所述体内充电装置副边线圈与整流滤波电路相连接，整流滤波电路与充电芯片相连接，充电芯片与超级电容相连接，心脏起搏器并联在超级电容的两端，从而实现对超级电容充电；所述体内电压检测电路并联在整流滤波电路的两端，电流检测电路与整流滤波电路串联连接；体内电压检测电路、电流检测电路与体内无线模块相连接，体内无线模块可以采集输出电压和输出电流。
5.根据权利要求3所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述推挽式变换器电路包括两个分裂电感和两个开关管；所述体外无线模块通过驱动电路作电平转换后，控制推挽式变换器电路中开关管交替导通和断开，从而调开关管的占空比。
6.根据权利要求1所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述体内电压检测电路和整流滤波电路之间并联有稳压管；所述体内无线模块和体外模块的A/D端口设有稳压管。
7.根据权利要求1所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图的8段分别包括路径Ⅰ~Ⅷ，各阶段的起始点为零极值点采样点，分别为点①~⑦。
8.根据权利要求7所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流平均值的方法的步骤为：判断当前电路处于相图中的路径；判断其下一个零极值点；利用下一零极值点的采样值乘以相应的修正系数得到输出电压Uo和输出电流 io的平均值值。
9.根据权利要求8所述的心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其特征在于，所述判断当前电路处于相图中的路径方法是：首先判断电压uab的瞬时极性是否大于零；然后判断电压uab是处于上升状态，还是下降状态；再判断当前输出电流是处于上升状态，还是下降状态。
一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法
技术领域
[0001] 本发明涉及非接触供电及自动控制领域，具体涉及一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法。
背景技术
[0002] 心脏起博器常用一次性电池供电，其中使用的高能量密度的锂原电池只有3到5年的寿命，到期需要将起博器及电池一并更换，该供电方式需要病人多次手术。用非接触充电装置代替一次性电池，可为心脏起搏器提供持续的电量供给。因此，如何保证可靠供电是非接触充电技术实用化的关键。
[0003] 心脏起搏器非接触充电系统采用原边线圈和副边线圈电磁耦合的方式供电，其内置部分通常由副边线圈获得感应电压，通过整流滤波电路得到幅值可变的直流电，用集成芯片稳压电路获得稳定的直流电压，该电压经充电芯片向内置起搏器电池(或超级电容器)充电。内置稳压电路是该技术薄弱的环节，许多优秀的开关电源产品都无法保证内置稳压电路能够使用长达十几年乃至几十年的时间。通常内置稳压电路的集成芯片会发热，从而使人体超过正常体温。
[0004] 另外，在心脏起搏器实用化进程中首先要解决的是抗干扰问题。非接触充电的频率与电磁炉、开关电源等设备的频率比较接近，非接触充电系统常会遭遇强磁场干扰并感应出过电压，从而影响非接触充电系统的安全运行。
[0005] 可以采用体外稳压电路省去由集成芯片构成的内置稳压电路。传统方案对输出电流、电压检测常用硬件和软件滤波、数字算法等，这些方案通常取出几个开关周期甚至十几个开关周期的离散值，对以上信号简单的取平均值或者经过硬件或软件滤波、数字算法等算法得到处理结果，再反馈给原边的开关器件，从而控制原边线圈的开关器件并改变其占空比。由于非接触电路磁场耦合关系和负载双重变化，应用上述方案反馈控制非接触电路，实时性较差，出现磁场耦合晃动等剧烈变化时，纹波率最大可超过±20%，不满足非接触供电的实时调节要求。
发明内容
[0006] 为了解决上述技术问题，本发明提供了一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法。本发明采用相图理论可以快速地检测非接触电源系统的输出电流，有效地提高了器检测时间，并采用无线反馈稳压算法稳定内置电路接收的能量，使非接触受电线圈(副边线圈)的整流滤波后的电压保持稳定，从而省去内置稳压电路，降低内置电路的发热量，提高内置电路的可靠性并减小其体积。
[0007] 本发明的技术方案是：一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法，其步骤如下：步骤一：搭建非接触电源系统；所述非接触电源系统包括体内充电装置、体外供电装置和无线定位模块；所述体外供电装置包括原边线圈、推挽式变换器电路、体外电压检测电路、驱动电路和体外无线模块；
所述体内充电装置包括副边线圈、整流滤波电路、体内电压检测电路、电流检测电路、充电芯片、超级电容和体内无线模块；所述原边线圈与副边线圈组成非接触耦合变压器；
步骤二：利用体外电压检测电路将原边线圈两端的电压uab转化为与其成比例的模拟信号，然后传送至体外无线模块转化为数字量；利用体内电压检测电路将整流滤波电路的输出电压Uo转化为与其成比例的模拟信号，利用电流检测电路将整流滤波电路的输出电流转化为与其成比例的模拟信号，将输出电压和输出电流的模拟信号分别传送至体内无线模块并转化为相应的数字量；
步骤三：将体内无线模块得到的与输出电流io和输出电压Uo成比例的数字量传送到体外无线模块，并以体外无线模块中与电压uab成比例的数字量为变量，利用描点法得到电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图；
步骤四：用相图分析方法检测电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图的零极值点，按照零极值点将它们分解成8段，并根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流平均值；
步骤五：根据输出电压和输出电流平均值，体外无线模块利用驱动电路反馈控制推挽式变换器电路的占空比，从而稳定整流滤波电路的输出电压Uo。
所述体内充电装置包括副边线圈、整流滤波电路、体内电压检测电路、电流检测电路、充电芯片、超级电容和体内无线模块；所述原边线圈与副边线圈组成非接触耦合变压器；
步骤二：利用体外电压检测电路将原边线圈两端的电压uab转化为与其成比例的模拟信号，然后传送至体外无线模块转化为数字量；利用体内电压检测电路将整流滤波电路的输出电压Uo转化为与其成比例的模拟信号，利用电流检测电路将整流滤波电路的输出电流转化为与其成比例的模拟信号，将输出电压和输出电流的模拟信号分别传送至体内无线模块并转化为相应的数字量；
步骤三：将体内无线模块得到的与输出电流io和输出电压Uo成比例的数字量传送到体外无线模块，并以体外无线模块中与电压uab成比例的数字量为变量，利用描点法得到电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图；
步骤四：用相图分析方法检测电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图的零极值点，按照零极值点将它们分解成8段，并根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流平均值；
步骤五：根据输出电压和输出电流平均值，体外无线模块利用驱动电路反馈控制推挽式变换器电路的占空比，从而稳定整流滤波电路的输出电压Uo。
[0008] 所述副边线圈两端并联有压敏电阻。
[0009] 所述无线定位模块、体内无线模块和体外无线模块采用ZigBee网络组成无线定位网络，实现对心脏起搏器的定位及其之间的数据通信。
[0010] 所述体外供电装置的原边线圈与推挽式变换器电路相连接，推挽式变换器电路与体外电压检测电路相连接，体外电压检测电路与体外无线模块相连接，体外无线模块与驱动电路相连接，驱动电路与推挽式变换器电路相连接；所述体内充电装置副边线圈与整流滤波电路相连接，整流滤波电路与充电芯片相连接，充电芯片与超级电容相连接，心脏起搏器并联在超级电容的两端，从而实现对超级电容充电；所述体内电压检测电路并联在整流滤波电路的两端，电流检测电路与整流滤波电路串联连接；体内电压检测电路、电流检测电路与体内无线模块相连接，体内无线模块可以采集输出电压和输出电流。
[0011] 所述推挽式变换器电路包括两个分裂电感和两个开关管；所述体外无线模块通过驱动电路作电平转换后，控制推挽式变换器电路中开关管交替导通和断开，从而调开关管的占空比。
[0012] 所述体内电压检测电路和整流滤波电路之间并联有稳压管；所述体内无线模块和体外模块的A/D端口设有稳压管。
[0013] 所述电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图的8段分别包括路径Ⅰ~Ⅷ，各阶段的起始点为零极值点采样点，分别为点①~⑦。
[0014] 所述根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流平均值的方法的步骤为：判断当前电路处于相图中的路径；判断其下一个零极值点；利用下一零极值点的采样值乘以相应的修正系数得到输出电压Uo和输出电流 io的平均值值。
[0015] 所述判断当前电路处于相图中的路径方法是：首先判断电压uab的瞬时极性是否大于零；然后判断电压uab是处于上升状态，还是下降状态；再判断当前输出电流是处于上升状态，还是下降状态。
[0016] 本发明采用相图理论可以快速地检测非接触电源系统的输出电流，有效地提高了其检测时间，使其缩短为开关器件的1/4~1/2开关周期，并利用点对点通信的无线模块实现无线反馈稳压算法，稳定了其内置电路接收的能量，使非接触受电线圈整流滤波后的电压保持稳定，经充电芯片向内置电池充电，从而省去内置稳压电路，进一步降低内置电路的发热量，提高内置电路的可靠性并减小其体积。同时，本发明可以防止体内受电电感线圈因外界干扰出现过电压而遭受冲击，提高了心脏起搏器非接触电源系统的稳定性。附图说明
[0017] 图1为本发明的非接触电源系统。
[0018] 图2为本发明体外电压检测电路的电路原理图。
[0019] 图3为本发明电压uab的交流采样信号的实验波形。
[0020] 图4为本发明体内电压检测电路的电路原理图。
[0021] 图5为本发明电流检测电路的电路原理图。
[0022] 图6为本发明电压uab与输出电流 io的相图。
[0023] 图7为本发明电压uab与输出电压 Uo的相图。
[0024] 图8为本发明的相图算法的流程图。
[0025] 图9为观测到的输出直流电压Uo的稳压效果。
具体实施方式
[0026] 下面通过附图说明和实施例具体说明一下本发明。
[0027] 非接触电源系统包括体内充电装置、体外供电装置和无线定位模块，如图1所示。体外供电装置包括原边线圈LP、推挽式变换器电路7、体外电压检测电路TU1、驱动电路和体外无线模块4。体内充电装置包括副边线圈LS、整流滤波电路6、体内电压检测电路TU2、电流检测电路Ti、充电芯片CN3068、超级电容和体内无线模块5。体内充电装置的原边线圈LP与体外供电装置的副边线圈LS组成非接触耦合变压器，通过其电磁耦合实现电能的传输。
[0028] 无线定位模块包括3个无线模块，分别为无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3。无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3分别安装在病人房间墙壁上，使它们分布在病人的周围。无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3均包含有芯片CC2530，采用ZigBee协议形成无线定位网络，使它们具有很高的接收灵敏度和抗干扰性能。无线定位模块具有双向无线通讯功能，其通讯频率为2.4GHz。
[0029] 体外供电装置的原边线圈LP与推挽式变换器电路7相连接，推挽式变换器电路7与体外电压检测电路TU1相连接，体外电压检测电路TU1与体外无线模块4相连接，体外无线模块4与驱动电路相连接，驱动电路与推挽式变换器电路7相连接。原边线圈LP的两端并联有原边补偿电容CP。推挽式变换器电路7包括分裂电感L41、分裂电感L42、开关管S41和开关管S42。开关管S41和开关管S42采用MOSFET器件IRF540，其频率为68kHz。体外电压检测电路TU1检测开关管S41和开关管S42漏极之间的电压即电源电压 uab，并将采集的电压uab传送至体外无线模块4。体外无线模块4中设有CC2530芯片。体外无线模块4通过驱动电路控制开关管S41和开关管S42的栅极电压即主供电电源的电压。体外无线模块4经过驱动电路作电平转换后控制开关管S41、S42交替导通和断开。因此，体外无线模块4控制体外供电装置中非接触供电电路，从而实现对电源电压uab数据的采集和主供电电源的控制。
[0030] 体内充电装置副边线圈LS与整流滤波电路6相连接，整流滤波电路6与充电芯片CN3068相连接，充电芯片CN3068与超级电容C45、C46相连接，心脏起搏器并联在超级电容的两端，从而实现充电。体内电压检测电路TU2并联在整流滤波电路6的两端，用于测量整流滤波电路6的输出电压Uo。电流检测电路Ti串联在整流滤波电路6中，用于测量整流滤波电路6的输出电流io。体内电压检测电路TU2、电流检测电路Ti与体内无线模块5相连接，体内无线模块5可以采集输出电压Uo和输出电流 io。体内无线模块5中设有具有定位功能的内嵌增强型8051核的CC2431，其可以实现体温检测。体内无线模块5与体外无线模块4可以进行无线数据通信，从而将采集的输出电压Uo和输出电流 io传送至体外无线模块4。体内电压检测电路TU2和整流滤波电路6之间并联有稳压管D41，稳压管D41为6.3V的稳压管。副边线圈LS的两端并联有副边补偿电容 CP。
[0031] 非接触电源系统的电路的频率与电磁炉、开关电源等设备的频率比较接近。当病人接近这类设备时，人体内置的副边线圈LS会感应出一定的端电压。为了保护副边线圈 LS和整流滤波电路6的可靠性，本发明提出一种有效的保护方法：将副边线圈LS两端并联压敏电阻UR作为限压元件。压敏电阻 UR为27V的贴片压敏电阻。当副边线圈 LS遭受强磁场冲击而感应电压超过27V时，压敏电阻UR的阻值下降将接近于零，根据非接触供电的阻抗匹配特性，此时副边线圈LS短路，且感应电流接近于0A。由于原边线圈 LP向副边线圈 LS的能量传递具有典型的电磁波特性，副边线圈LS在短路时两端的电压、电流、功率均接近于零。压敏电阻UR起到保护后级电路的作用，从而达到保护体内充电装置免受感应电压的影响。
[0032] 理论分析：设压敏电阻UR短路时，压敏电阻的阻值及其后电路的总等效电阻为RO=0，忽略非接触供电系统中线圈Ls和Lp的内阻，则反射阻抗ZM呈纯容性，副边电路的电磁波特性呈全反射状态。电阻RO吸收的功率为0，电流 is=0。
[0033] 通过仿真验证，当干扰信号两端电压为80kHz、220V时，且副边线圈LS的内阻为0.1Ω时，副边线圈LS消耗的功率<0.1W。以上理论与仿真验证了实验结果的正确性。
[0034] 对于疏松耦合的非接触电源系统，将副边线圈LS短路仅相当于抵消了原边线圈 LP的磁链，如果耦合系数进一步增加，则抵消原边线圈LP两端电感的能力进一步增强。当原边线圈LP两端的等效电感减小到脱离线性区进入饱和状态时，才相当于短路，这时直流电压源VCC输出的功率才急剧上升。原边线圈 LP与副边线圈 LS的耦合系数通常低于0.2，副边线圈LS短路时其功率消耗接近于0。
[0035] 体内充电装置、体外供电装置通过电磁耦合实现电能传输前，需要对体内充电装置和体外供电装置的位置进行定位，通常通过ZigBee无线定位网络实现定位。ZigBee无线定位网络由无线定位模块、体内无线模块5和体外无线模块4组成。体外无线模块4不仅作为连接无线网络和以太网络的网关，还起到网络协调器的作用，完成ZigBee网络的建立、管理和维护。无线定位模块中的无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和Ⅲ无线模块3作为定位的参考节点，固定在房间的特定位置，其位置坐标数据保存在其芯片内部的存储器中。
[0036] 体内无线模块5采用CC2431作为微控制器，其内部设有硬件定位引擎，定位引擎利用从无线定位模块接收到的无线信号强度值，确定两者之间的距离。当体内无线模块5同时与无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3通信时，就可以根据体内无线模块5与无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3的距离值，通过分布式定位算法，获得体内无线模块5的具体位置。体内无线模块5可以将定位信息通过ZigBee无线定位网络传递到体外无线模块4。根据需要，体外无线模块4可将定位信息传送到以太网中的管理机（管理机可不设）。为了节省体内无线模块5的耗电量，体外无线模块4设有定时检测系统，只在特定时段且需要充电时体外无线模块4才启动体内无线模块5。
[0037] 在非接触电源系统中，体外供电装置的输入直流电压VCC=15V，受电装置输出直流电压Uo=5V。充电电流随时间变化，开关管S41、S42的频率 fs=68kHz，开关周期为0.0147ms。充电芯片CN3068具有智能控制充电进程的功能，可自动控制充电与浮充等不同状态。对电路的温度检测由体内无线模块5完成。
[0038] 无线定位模块、体内无线模块5和体外无线模块4中芯片的晶振频率为32MHz。一个完整的点对点通信的无线发射与接收过程的通讯频率为250kHz，在一个完整的通讯周期内可以同步完成十几次电压电流采样（8位精度），其采样速度满足要求。
[0039] 实验测试得到，无线定位模块、体内无线模块5和体外无线模块4构成的无线线定位网络的对心脏起搏器的定位位置误差在1米以内，满足使用要求。
[0040] 为了保证病人的安全，将非接触充电的地点选择在病人的床上，充电时段选择在病人的睡眠时段，在其它地点时内置非接触电路处于不工作状态。原边线圈LP安装在床板下，副边线圈LS安装在心脏起搏器内边缘。通常原边线圈 LP和副边线圈 LS须保持在一定的距离之内，当原边线圈LP的频率为68kHz时，非接触电源系统的距离为0.15米，原边线圈LP的频率提高则供电距离增加。
[0041] 充电期间，无线定位网络通过ZigBee协议实现点对点通信，从而使原边线圈LP和副边线圈LS实现稳压传输功率。当体外无线模块4的定时检测系统检测到体内无线模块5进入特定地点且内置电池欠压时，体外无线模块4判断后启动充电，从而控制体外供电装置向体内充电装置供电，实现定时定位充电的目的。具体地，副边线圈LS获得的感应电压经整流滤波电路6中的二极管D42~D45整流，电感L43和 L44、电容C41~C43滤波后获得稳定的直流输出电压Uo，其大小为5V；然后经充电专用芯片CN3068向内置电池超级电容C45、C46充电，最后利用超级电容C45、C46对心脏起搏器充电。
[0042] 为了提高心脏起博器非接触电源系统的可靠性，采用根据输出电压Uo的大小控制体外供电装置中推挽式变换器电路7的无线反馈方法稳定体内充电装置接收的能量，使非接触受电线圈即副边线圈LS整流滤波后的电压保持稳定，用这个稳定电压给充电芯片CN3068供电可省去内置稳压电路。由于磁场耦合关系和负载变化，实时精确获取整流滤波后的输出电压Uo和输出电流 io的变化对反馈控制极为重要。本发明用相图原理，先求出电流io的修正系数 α和输出电压 Uo的修正系数 β，整流滤波后的输出电流平均值ioav和输出电压平均值Uoav经过修正系数修正，更加逼近真实的平均值，达到快速分析输出电流io和输出电压Uo的目的。具体地，一种心脏起搏器非接触电源系统的相图分析方法的步骤为：步骤一：搭建非接触电源系统。
[0043] 按照如图1所示的非接触电源系统，将体内充电装置携带到人体上，将体外供电装置安装病人的床板下，无线定位模块中的无线模块Ⅰ1、无线模块Ⅱ2和无线模块Ⅲ3分别安装在床的前后左右，使它们分布在床的周围。同时，利用体外无线模块4通过ZigBee协议搭建无线定位模块、体内无线模块5和体外无线模块4之间的无线定位网络。
[0044] 步骤二：利用体外电压检测电路TU1将电源电压 uab转化为与其成比例的模拟信号，传送至体外无线模块4转化为数字量；利用体内电压检测电路TU2将整流滤波电路6的输出电压Uo转化为与其成比例的模拟信号，利用电流检测电路Ti将整流滤波电路6的输出电流io转化为与其成比例的模拟信号，并输出电压 Uo和输出电流 io的模拟信号分别传送至体内无线模块5并转化为相应的数字量。
[0045] 需要采样的电压uab是主电路的交流电压，体外电压检测电路 TU1的电路原路图如图2所示。交流电压uab的幅值可超过100V，超过运放AMP1的耐受范围，且不能与运放AMP1共地，须通过电阻分压电路把原边线圈LP两端的电压 uab降为小电压信号。用R1~R4构成前级分压电路，粗略确定uab的分压范围。若R1=R2，R3=R4，电压v1-v2与电压 uab的值成线性比例关系。运放AMP1与R5~R8构成比例电路，运放AMP1工作在线性区，根据运放的原理可知：若va1=vb1，R5=R6，R7=R8，则vo1/(v1-v2) = R8/R5，即vo1将信号 v1-v2放大(缩小)R8/R5倍。运放AMP2及附属电路构成低通滤波电路(带宽0~1MHz)，运放AMP3与R13~R19构成比例电路，用运放AMP2和AMP3再次调节电压信号的幅值后将信号送到体外无线模块4中CC2530的A/D端口。芯片CC2530的A/D端口只能检测正的电压信号，而电压uab是交流信号，需将过零的交流信号变成正的电压信号且不超过数模芯片的电压范围，这就需要加上一个正电压信号作为叠加值然后再将得到的数字量减去这个叠加值，就可以获得与电压uab对应成比例的数字量。将运放AMP1输出的交流电压信号vo1叠加一个1V的直流基准电压，使之变换成脉动直流电压信号vo3，该信号送到CC2530的A/D端口，CC2530获取数字信号后减去1V的直流基准电压数字量，即得到交流电压信号vo1的数字量，该数字量与电压 uab对应成比例。在CC2530的A/D端口处增加稳压管D1，限制信号幅度不超过3.3V。其中，电压uab的交流采样信号vo3的实验波形如图3所示。
[0046] 体内电压检测电路TU2的电路原理图如图4所示。运放AMP6及附属电路构成带宽为20~100kHz的带通滤波电路。经带通滤波电路处理后的电压信号vo6送到体外无线模块5中芯片CC2530的A/D端口得到电压信号vo6(有脉动的直流)的数字量，该数字量与输出电压Uo对应成比例。在芯片CC2530的A/D端口处增加稳压管D31，限制信号幅度不超过3.3V。
[0047] 电流检测电路Ti的电路原理图如图5所示。电流 io的范围是0~100mA，电流 io流过阻值为0.1Ω采样电阻R21，在采样电阻R21上产生0~0.01V的电压差。运放AMP4工作在线性区，根据运放的原理可知：若va4=vb4，R22=R23=1kΩ，R24=R25=100kΩ，则vo4/(ioR21) = R24/R22，即运放AMP4的输出电压信号vo4将信号 ioR21放大100倍。运放AMP5与电容C21~C22、电阻R26~R29构成带通滤波电路，此带通滤波电路滤除电压 vo4的谐波成分，保留30KHz~90KHz的基波信号。通过上述过程将输出电流io转换成模拟电流信号，然后经过体内无线模块5的微处理器的A/D输入端转换为数字信号。为了保护微处理器免受过压击穿，在处理器A/D的端口处增加稳压管D21，限制其信号幅度不超过3.3V。
[0048] 步骤三：将体内无线模块5得到的与输出电流io和输出电压Uo成比例的数字量传送到体外无线模块4，并以体外无线模块4中与电压uab成比例的数字量为变量，利用描点法得到电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图。
[0049] 其中，电压uab和输出电流 io的相图如图6所示，电压 uab和输出电压 Uo的相图如图7所示。由图6和图7可知，电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图均为双涡卷流行。
[0050] 步骤四：用相图分析方法检测电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压Uo的相图的零极值点，按照零极值点将它们分解成8段，并根据零极值点的瞬时值得到输出电压和输出电流的平均值。
[0051] 用相图分析方法检测电压uab和输出电流io的相图、电压uab和输出电压 Uo的相图的零极值点，由图6和图7可知，它们有7个零极值点，由于它们为双涡卷流行，可以分解为8段。同时，求出输出电流io的修正系数 α和输出电压 Uo的修正系数 β，整流滤波后的输出电流平均值ioav和输出电压平均值 Uoav。经过修正系数的修正，可以更加逼近真实的平均值，达到快速分析输出电流io和输出电压 Uo的目的。
[0052] 将电压uab和输出电流 io的相图、电压 uab和输出电压 Uo的相图，分解为Ⅰ~Ⅷ阶段，各阶段的起始点为①~⑦点，如图6和图7所示。其中，电压uab是开关管S41、S42漏极之间的电压。因为输出电流io流过的等效负载 R21为电阻负载，两个相图对应的7个零极值点产生的时间对应一致。由图6所示，①、⑤为电流io的极大值点，③、⑦为电流 io的极小值点，⑥、②为电压uab的极大值点，④为电压 uab的零值点。电压 uab和输出电流 io的相图特性分析如表1所示。
[0053] 表1 电压uab和输出电流 io的相图特性分析由图6和表1可以看出，路径Ⅰ~Ⅷ中的状态特征在电压uab和输出电流 io的相图中具有不同的特征，只要找出任意两个时间点检测信号，判断电压uab和输出电流 io分别处于上升还是下降状态，再判断电压uab的瞬时极性，可判断这两个时间点所处的路径，即路径Ⅰ~Ⅷ中的一个。找到路径后再判断经过①~⑦点的具体时刻的采样点，在经过①~⑦点时，电压uab或输出电压 Uo或输出电流 io会出现实质性的变化，即出现过零或由上升转入下降或由下降转入上升的情况，找到这些情况出现的特定时刻，其采样点即是要找的路径Ⅰ~Ⅷ中相互转换的点①~⑦。
[0054] 根据以上结论，最多采样7~8次即可检测出点①~⑦中的至少一个电压uab和输出电流io的零极值点采样值。同理，利用图7可以检测电压 uab和输出电压 Uo的零极值点采样值。然后根据体外电压检测电路TU1、体内电压检测电路TU2和电流检测电路 Ti中电路缩放的倍数，用零极值点采样值乘以相应的系数可以换算得到输出电压Uo和输出电流io的实际值。
[0055] 相图算法的具体流程图如图8所示，图中N表示“否”，Y表示“是”。uab(n)表示当前采样得到的电压uab的数字信号值，uab(n-1)表示前一个采样得到的数字信号值。
[0056] 具体过程为：首先判断电压uab的瞬时极性是否等于零；电压 uab的瞬时极性是否大于零；然后判断电压uab是处于上升状态(uab(n)-uab(n-1)≥0)，还是下降状态(uab(n)-uab(n-1)<0)；再判断电流io(n)是处于上升状态(io(n)-io(n-1)≥0)，还是下降状态(io(n)-io(n-1)<0)。共分为9种情况：（1）当电压采样值uab(n)=0时，运行于图6和图7的相图的点④。在本发明具体示例的相图中，点④的输出电流io的实际值是228.4A，平均值 ioav=229.1A。点④的输出电流io的修正系数α4=（229.1/228.4）≈1.0031。此时图7对应的输出电压Uo为4.988V，电压平均值Uoav=5.003V，由此可见，点④的输出电压Uo的修正系数 β4=（5.003/4.988）≈1.003。
取得点④的瞬时值后，平均值ioav=io(n-1)×系数α4，平均值Uoav=Uo(n-1)×系数β4。输出电压Uo和输出电流 io的滤波效果随着整流滤波电路6的滤波效果变化，修正系数 α4和β4也会有幅度上的变化，但是它们都是恒大于1的值。
取得点④的瞬时值后，平均值ioav=io(n-1)×系数α4，平均值Uoav=Uo(n-1)×系数β4。输出电压Uo和输出电流 io的滤波效果随着整流滤波电路6的滤波效果变化，修正系数 α4和β4也会有幅度上的变化，但是它们都是恒大于1的值。
[0057] （2）当电压uab>0，且电压uab处于下降状态 uab(n)-uab(n-1)<0时，且电流io(n)处于上升状态(io(n)-io(n-1)≥0)，则此时的相图位于路径Ⅶ的状态，令n=n+1，直到新的uab(n)<0(即uab(n-1)≥0不成立)，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7中的点④。输出电流io的修正系数 α4和输出电压 Uo的修正系数 β4计算方法同上。
[0058] （3）当电压uab>0，且电压uab处于下降状态 uab(n)-uab(n-1)<0时，且电流io(n)处于下降状态(io(n)- io(n-1)<0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅵ的状态，令n=n+1，直到io(n)-io(n-1)>0，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的⑦点。⑦点的输出电流io的修正系数 α7=（229.1/228.05）≈1.0046。此时对应的图7电压Uo为4.981V，电压平均值Uoav为5.003V，可见，⑦点的输出电压 Uo的修正系数 β7=（5.003/4.981）≈1.0044。平均值ioav=io(n-1)×系数α7，平均值Uoav=Uo(n-1)×系数β7。不同电路的滤波效果均影响修正系数α7和 β7，但是它们都是恒大于1的值。
[0059] （4）当电压uab>0，且电压uab处于上升状态 uab(n)- uab(n-1) ≥0，且电流io(n)处于下降状态(io(n)- io(n-1)<0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅴ的状态，令n=n+1，直到uab(n)- uab(n-1)<0，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的⑥点。输出电流io的修正系数 α6和输出电压 Uo的修正系数 β6计算方法同上。
[0060] （5）当电压uab>0，且电压uab处于上升状态 uab(n)- uab(n-1)≥0，且电流io(n)处于上升状态(io(n)- io(n-1)≥0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅳ的状态，令n=n+1，直到io(n)- io(n-1) <0，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7相图中的点⑤。电流io的修正系数α5和输出电压 Uo的修正系数 β5计算方法同上。
[0061] （6）当电压uab<0，且电压uab处于上升状态 uab(n)- uab(n-1)≥0，且电流io(n)处于上升状态(io(n)- io(n-1)≥0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅲ的状态，令n=n+1，直到uab(n)＞0成立，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的④点。电流io的修正系数α4 和输出电压Uo的修正系数 β4 计算方法同上。
[0062] （7）当电压uab<0，且电压uab处于上升状态 uab(n)- uab(n-1) ≥0，且电流io(n)处于下降状态(io(n)- io(n-1)<0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅱ的状态，令n=n+1，直到(io(n)- io(n-1) ≥0成立，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的③点。输出电流io的修正系数 α3和输出电压 Uo的修正系数 β3计算方法同上。
[0063] （8）当电压uab<0，且电压uab处于下降状态 uab(n)- uab(n-1)<0，且电流io(n)处于下降状态(io(n)- io(n-1)<0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅰ的状态，令n=n+1，直到uab(n)- uab(n-1) ≥0成立，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的②点。电流io的修正系数 α2和输出电压 Uo的修正系数 β2计算方法同上。
[0064] （9）当电压uab<0，且电压uab处于下降状态 uab(n)- uab(n-1)<0，且电流io(n)处于上升状态(io(n)- io(n-1)≥0)，则此时的双涡卷相图位于路径Ⅷ的状态，令n=n+1，直到(io(n)-io(n-1)<0成立，则前一个采样值uab(n-1)最接近于图6和图7的相图的①点。电流io的修正系数 α1和输出电压 Uo的修正系数 β1计算方法同上。
[0065] 设已获得图6中③点的输出电流io值为228mA，则此时对应的图7中瞬时电压Uo为4.98V，电压平均值 Uoav为5.003V，可见，③点的输出电压 Uo的修正系数β3=(5.003/4.98)≈1.0046。虽然检测到的瞬时电压Uo低于设定值，但是依据相图理论判断此时刻的输出电压平均值高于设定值，这种算法有效提高了检测的准确性和实时性。
[0066] 步骤五：根据输出电压Uo和输出电流 io的平均值，体外无线模块4利用驱动电路反馈控制推挽式变换器电路7的占空比，从而稳定整流滤波电路6的输出电压Uo。
[0067] 推挽式变换器电路7的占空比是指开关管S41、S42的占空比。当耦合系数不变时，开关管S41、S42的占空比与输出电流 io平均值和输出电压 Uo的平均值乘积成正比，根据输出电流io和输出电压Uo的变化，体外无线模块4利用驱动电路实时高速的反馈调节推挽式变换器电路7中开关管S41、S42的占空比，然后原边线圈 LP和副边线圈 LS耦合产生电能传输，从而经整流滤波电路6反馈调节输出电压Uo。该无线反馈方法可以消除耦合系数变化及负载波动对输出电压Uo的影响。
[0068] 开关管S41、S42的频率为68kHz，副边线圈 LS获得的感应电压为该频率交流电，经整流滤波电路得到的输出电压Uo、输出电流io均有68kHz纹波。其滤波电容 C41~C43和电感L43、L44不能无限选取。在满足使用要求的情况下，合理选择滤波器件，允许一定范围内的纹波，该整流滤波电路6的静态纹波在±6‰以内。即使是这样的静态纹波，其采样电流的变化范围也接近12‰，该纹波极大的影响了体内无线模块5(内置增强型51单片机内核)对反馈信号的准确判断。电路调节过程中还有动态的跟踪调节纹波出现，有必要对电流电压信号在静态纹波所处的位置作精确的判断。本发明采用检测开关管S41、S42漏极之间的电压uab和输出电流 io的相图，依据相图的流形相对位置判断包含68kHz纹波的输出电流 io的平均值，同时检测输出电压Uo的变化情况，其方案可以在1/4开关周期内计算出电流平均值信号。因此本发明有效提高了电路的检测时间，使其缩短为开关器件的1/4~1/2开关周期，检测的速度快且可靠性高。仿真与实验结果证明了以上结论的可行性。
[0069] 体内无线模块5实时获取经整流滤波电路6滤波后的输出电流io和输出电压 Uo的取样信号，并传递给体外无线模块4。体外无线模块4调节体外供电装置的开关器件占空比，可以稳定整流滤波电路6传输给充电芯片CN3068的电压，这种方式可以省去内置部分的稳压电路。人体允许温升为2℃，省去内置部分的稳压电路可降低电路发热量，减少人体发热至关重要，且能提高内置电路的可靠性并减小体积。
[0070] 综上所述，由于非接触电源系统的电路磁场耦合关系和负载双重变化，实时获取输出电压电流的变化以便快速跟踪并反馈控制极为重要。本发明利用相图理论快速检测输出电压和输出电流的方案跟踪并用于反馈控制体外供电装置的开关管，得到的电路的直流输出电压Uo的纹波率<±1.5%，在原边线圈 LP和副边线圈 LS耦合系数和负载变化时，跟踪响应速度<1/4开关周期，一个完整的无线发射与接收过程，其频率为250kHz，在一个完整的通讯周期内可以完成十几次电压电流采样。因此，考虑跟踪响应的判断时间(不超过1/4开关周期3.68μs)和软件的运行时间，电路的检测与反馈控制总时间缩短为开关器件的1/4~1/2开关周期(即3.68μs~7.36μs)，检测的准确性满足负载要求。观测到的直流输出电压Uo的稳压效果与使用混沌检测与反馈方法得到的输出电压对比结果如图9所示。
可以看出，使用相图分析快速算法反馈得到的输出电压比传统方法更稳定。
可以看出，使用相图分析快速算法反馈得到的输出电压比传统方法更稳定。
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