一种多径信道下的OFDM频率同步方法
阅读：921发布：2023-02-23
专利汇可以提供一种多径信道下的OFDM频率同步方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供了一种多径信道下利用PN序列的OFDM 频率 同步方法，它是发端将某个PN序列周期延拓构成训练序列，将其与OFDM原始数据序列进行点对点带权 叠加 ，加入保护前缀后发送出去，收端根据发端训练序列的权值不同，采用如下三种方法之一进行频率同步：A)先用接收序列与本地PN序列计算相关，然后再计算差分相关，得到并补偿第一次 频率偏移 估计值，再利用循环前缀计算并补偿第二次频率偏移估计值；B)用接收序列直接计算差分相关，从而得到并补偿频率偏移估计值；C)在B)的 基础 上，再利用循环前缀计算并补偿第二次频率偏移估计值。，下面是一种多径信道下的OFDM频率同步方法专利的具体信息内容。
1.一种多径信道下的OFDM频率同步方法，发端将某个PN序列周期延拓构成训练序列，将其与OFDM原始数据序列进行点对点带权叠加，加入保护前缀后发送出去，其特征在于收端取得OFDM时间同步后，根据发端训练序列的权值不同，可以采用如下三种方法之一进行频率同步：A)当发端发送的序列不完全是训练序列时，先用接收序列与本地PN序列计算相关，将此结果再计算差分相关，从而得到第一次频率偏移估计值，将其进行补偿后，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值；B)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关，从而得到并补偿频率偏移估计值；C)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关，从而得到并补偿第一次频率偏移估计值，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值。
一种多径信道下的OFDM频率同步方法
技术领域
本发明属于无线通信或有线通信领域，它特别涉及OFDM的同步方法。
背景技术
OFDM技术由于具有数据传输速率高，抗多径干扰能力强，频谱效率高等优点，越来越受到重视。它已成功用于有线、无线通信。如：DAB(Digital Audio Broadcasting)、DVB、EEE802.11a及HyperLAN/2中，在目前正在制定的IEEE802.16中，也大量涉及了OFDM技术。OFDM这种新的调制技术也可用于新一代的移动通信系统中。使用OFDM技术将大大提高新一代移动通信系统的传输数据率和频谱效率，且具有很好的抗多径能力。
OFDM技术的弱点之一是对时间和频率同步的要求特别是频率同步要求比单载波系统要高得多。一般要求采用OFDM技术的系统在接收端频率偏移不超过其子载波间隔的2％。
OFDM同步分为时间同步和频率同步。同步模块的位置见图1中的模块11。OFDM频率同步的目的是估计并补偿收发之间的频率偏移。
设N为OFDM系统中的FFT长度，Ng为OFDM符号的循环前缀长度，经过时间同步，取得接收序列γ[n]中OFDM符号的起点估计值 后，常规的频率偏移估计方法有两种：1)利用OFDM符号的循环前缀，按照(1)式进行频率偏移估计(如图2所示)：ϵ^=12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(1)]]>这种同步方法的缺点是频率偏移估计范围较小，只有正负1/2个子载波间隔。
2)参见文献“Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequencepreambles”(利用PN前导序列的OFDM时间频率同步方法，Tufvesson，F.Edfors，O.，Faulkner，M.，Vehicular Technology Conference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume：4，1999，Page(s)：2203-2207)，发端将长为K的PN序列为m[n]n∈[0，K-1]在OFDM符号中连续重复放置构成长为N训练序列t[n](如图3所示)。相应地，收端把接收信号和已知的PN序列m[n]按照(2)式进行相关计算，得到频率偏移估计值(如图4所示)：
ϵ^=-N2πKP·Σl=0L-P-1[(Σi=0K-1m*[i]·r[n+Ng+lK+i])]]>(Σi=0K-1m*[i]·r[n+Ng+(l+P)K+i])*]---(2)]]>其中， 为PN序列m[n]在训练序列t[n]中完整重复的次数。P为一调整频率同步精度和范围参数，一般取P＝1。也就是说，收端先将接收序列与本地序列进行相关运算，之后再进行差分相关，从而得到频率偏移估计值。
这种频率同步方法的弱点是：在多径信道下，接收序列中含有多径成分，但由于PN序列的相关特性，在进行频率偏移估计时只能利用其中的最强径的成分，因此在多径衰落信道其频率同步精度不高。
OFDM技术的弱点之一是对时间和频率同步的要求特别是频率同步要求比单载波系统要高得多。一般要求采用OFDM技术的系统在接收端频率偏移不超过其子载波间隔的2％。
OFDM同步分为时间同步和频率同步。同步模块的位置见图1中的模块11。OFDM频率同步的目的是估计并补偿收发之间的频率偏移。
设N为OFDM系统中的FFT长度，Ng为OFDM符号的循环前缀长度，经过时间同步，取得接收序列γ[n]中OFDM符号的起点估计值 后，常规的频率偏移估计方法有两种：1)利用OFDM符号的循环前缀，按照(1)式进行频率偏移估计(如图2所示)：ϵ^=12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(1)]]>这种同步方法的缺点是频率偏移估计范围较小，只有正负1/2个子载波间隔。
2)参见文献“Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequencepreambles”(利用PN前导序列的OFDM时间频率同步方法，Tufvesson，F.Edfors，O.，Faulkner，M.，Vehicular Technology Conference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume：4，1999，Page(s)：2203-2207)，发端将长为K的PN序列为m[n]n∈[0，K-1]在OFDM符号中连续重复放置构成长为N训练序列t[n](如图3所示)。相应地，收端把接收信号和已知的PN序列m[n]按照(2)式进行相关计算，得到频率偏移估计值(如图4所示)：
ϵ^=-N2πKP·Σl=0L-P-1[(Σi=0K-1m*[i]·r[n+Ng+lK+i])]]>(Σi=0K-1m*[i]·r[n+Ng+(l+P)K+i])*]---(2)]]>其中， 为PN序列m[n]在训练序列t[n]中完整重复的次数。P为一调整频率同步精度和范围参数，一般取P＝1。也就是说，收端先将接收序列与本地序列进行相关运算，之后再进行差分相关，从而得到频率偏移估计值。
这种频率同步方法的弱点是：在多径信道下，接收序列中含有多径成分，但由于PN序列的相关特性，在进行频率偏移估计时只能利用其中的最强径的成分，因此在多径衰落信道其频率同步精度不高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种多径信道下利用PN序列的OFDM频率同步方法，它可以利用多径信道中的多径信息，在多径信道环境下能够提供较高的频率同步精度。
本发明是一种多径信道下的OFDM频率同步方法，发端将某个PN序列周期延拓构成训练序列，将其与OFDM原始数据序列进行点对点带权叠加，加入保护前缀后发送出去，其特征在于收端取得OFDM时间同步后，根据发端训练序列的权值不同，可以采用如下三种方法之一进行频率同步：A)当发端发送的序列不完全是训练序列时，先用接收序列与本地PN序列计算相关，将此结果再计算差分相关，从而得到第一次频率偏移估计值，将其进行补偿后，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值；B)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关(如图5所示)，从而得到并补偿频率偏移估计值；C)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关(如图5所示)，从而得到并补偿第一次频率偏移估计值，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值。
即，本发明方法包括下列步骤：一、发端：发端对发射信号的处理步骤如下(如图6示)：1)设长为K的PN序列为m[n]n∈[0，K-1]，m[n]∈{12(1+j),-12(1+j)},]]>将
m[n]按照(3)式周期延拓至FFT点数N，得到训练序列t[n]：t[n]＝m[n mod K] n∈[0，N-1] (3)2)将训练序列t[n]与长度为N点的归一化OFDM原始数据序列d[n]按照(4)式进行点对点带权叠加，得到序列d′[n]：d′[n]=ρ·t[n]+1-ρ·d[n],n∈[0,N-1]---(4)]]>其中，序列t[n]和d[n]的功率均为1，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值。
3)利用序列d′[n]，按照(5)式加入OFDM循环前缀，构成OFDM符号s[n]：4)将s[n]发送出去(s[n]的构成如图7所示)。
二、收端收端进行时间同步，得到OFDM符号的起点 后，本发明的特征是它还包括对接收序列r[n]的频率同步处理步骤(如图8所示)：(A)当发端的s[n]不完全是训练序列y[n](即0＜ρ＜1)时，采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列γ[n]与本地PN序列m[n]按照(6)式计算差分相关，得到第一次频率偏移估计值 ϵ^1=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1[(Σi=0K-1m*[i]·r[α^+Ng+lK+i))]]>·(Σi=0K-1m*[i]·r[α^+Ng+(l+P)K+i])*]---(6)]]>2)用第一次频率偏移估计值 按照(7)式补偿序列γ[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(7)]]>3)利用循环前缀，将序列γ1[n]按照(8)式计算差分相关，从而得到第二次频率偏移估计值 ϵ^2=-12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(8)]]>4)用第二次频率偏移估计值 按照(9)式补偿序列γ1[n]，得到序列γ2[n]：r2[n]=r1[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(9)]]>5)将序列γ2[n]送往后端。
(B)当发端的s[n]完全是训练序列t[n](即ρ＝1)时，可以采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列r[n]按照(10)式直接计算差分相关，得到频率偏移估计值 ϵ^=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1Σi=0K-1r[α^+Ng+lNm+i]·r*[α^+Ng+(l+P)Nm+i])---(10)]]>2)用频率偏移估计值 按照(11)式补偿序列γ[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(11)]]>3)将序列r1[n]送往后端。
(C)当发端的s[n]完全是训练序列t[n](即ρ＝1)时，可以采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列γ[n]按照(12)式直接计算差分相关，得到第一次频率偏移估计值ϵ^1=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1Σi=0K-1r[α^+Ng+lNm+i]·r*[α^+Ng+(l+P)Nm+i])---(12)]]>2)用第一次频率偏移估计值 按照(13)式补偿序列r[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(13)]]>3)利用循环前缀，将序列γ1[n]按照(14)式计算差分相关，从而得到第二次频率偏移估计值
ϵ^2=-12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(14)]]>4)用第二次频率偏移估计值 按照(15)式补偿序列γ1[n]，得到序列γ2[n]：r2[n]=r1[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(15)]]>5)将序列γ2[n]送往后端。
本发明的创新之处在于在利用PN序列进行频率偏移估计时，全部或者部分地将接收序列自身进行差分相关计算，从而进行频率偏移估计。在多径信道下，接收序列中含有多径成分，本发明的这种处理方法可以使接收序列中的多径成分各自对齐，因此可以充分利用多径信息，频率同步精度优于常规方法。
这种设计方法的依据是：1)当选择的PN序列m[n]具有优良自相关特性时，易于实现OFDM的时间和频率同步。
2)常规频率同步方法中利用的是循环前缀的相关性，由于其差分距离(FFT长度)较大导致频率偏移估计范围较小，而本发明中发端的t[n]由m[n]周期延拓而成，收端差分距离可以是PN序列m[n]的周期长度，小于FFT长度，所以频率偏移估计范围较大。
3)多径信道下，接收序列含有多径成分。由于PN序列的特性，常规频率同步方法二只能与接收序列中的最强径成分对齐，而将其它径成分作为干扰进行抑止，因此只能利用最强径成分。而本发明提出的三种频率同步方法都至少有一部分处理是利用了接收序列本身进行差分相关，因而接收序列的多径成分各自对齐，得到了利用，因此频率同步精度较之前的方法有大的改进。
本发明具有以下特点：1、发端的训练序列由某个PN序列周期延拓构成。
2、收端在取得时间同步后进行频率同步。
3、使用方法(A)作频率同步时，接收序列与本地PN序列作相关，提取出训练序列成分，然后作差分相关，求出第一次频率偏移估计值后对其进行补偿，再利用OFDM符号的循环前缀进行差分相关计算，从而估计并补偿第二次频率偏移估计。
4、使用方法(B)作频率同步时，不与本地PN序列作相关，而是在接收序列内部作差分相关，从而得到并补偿频率偏移估计值。
5、使用方法(C)作频率同步时，比方法(B)多进行一次频率偏移估计和补偿，由于利用循环前缀进行频率估计具有精度高的优点，因此最终的频率偏移估计的精度很高。
本发明具有以下优点：1、本发明提出的频率同步方法与原方法相比，由于利用了多径信道中的多径信号，其频率估计精度较以前大大提高；2、本发明提出了三种频率同步方法，可以针对不同情况灵活选择，提高了频率同步方法选择的灵活度；3、本发明提出的频率同步方法(A)，由于先作了第一次频率偏移估计并对其进行补偿，之后再利用循环前缀作第二次粗频率偏移估计，也具有频率估计范围大和精度高的优点；4、本发明提出的频率同步方法(B)和(C)，由于进行频率偏移估计时不需要将接收序列先与本地PN序列进行相关运算信息，所以可以节省计算开销，提高计算速度；5、本发明提出的频率同步方法(B)和(C)，选择合适的PN序列长度及参数P，可以同时达到频率估计范围大和精度高的优点；6、由于收端对训练序列信号已知，还可利用它进行信道估计或其它用途。
附图说明
图1为常规的OFDM系统框图图中，11为同步模块。
图2为常规频率同步方法一中的频率偏移估计方法框图图中，γ[n]为接收序列，N为OFDM系统FFT点数，z-N表示延时N点，(·)*表示取共轭值，arg(·)表示求相位， 表示频率偏移估计值。
图3为用于同步的训练序列的构成示意图图中，训练序列由长为K的PN序列周期延拓所得，总长度为FFT点数N，其中最后一个PN序列可能不完整，Ts表示每个序列中每个点的持续时间，T表示加入循环前缀前的OFDM符号持续时间。
图4为常规频率同步方法二中的频率偏移估计方法框图图中，m[0]，m[1]，...，m[K-1]为PN序列数据，z-K·P表示延时K·P点，K·P+1表示延时K·P+1点，可以看出，接收序列γ[n]先与本地序列进行相关运算，之后再进行差分相关运算。
图5为本专利所述的频率同步方法(B)、(C)中的频率偏移估计方法框图图中，可以看出，接收序列并不与本地序列进行相关运算，而是直接自身进行差分相关运算。
图6为发端信号流程图图中，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值，通过选择ρ是否等于1，可以使发送序列完全是训练序列或者是训练序列和OFDM原始数据序列的叠加。
图7为发送序列的构成示意图图中，发送序列由训练序列和OFDM原始数据序列点对点带权叠加而成，循环前缀22、23为26、27的复制，Tg表示循环前缀的持续时间。
图8为收端信号处理流程图图中，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值，系统在完成时间同步后进行频率同步操作，频率同步方法可使用方法(A)、(B)或(C)。
本发明是一种多径信道下的OFDM频率同步方法，发端将某个PN序列周期延拓构成训练序列，将其与OFDM原始数据序列进行点对点带权叠加，加入保护前缀后发送出去，其特征在于收端取得OFDM时间同步后，根据发端训练序列的权值不同，可以采用如下三种方法之一进行频率同步：A)当发端发送的序列不完全是训练序列时，先用接收序列与本地PN序列计算相关，将此结果再计算差分相关，从而得到第一次频率偏移估计值，将其进行补偿后，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值；B)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关(如图5所示)，从而得到并补偿频率偏移估计值；C)当发端发送的序列完全是训练序列时，用接收序列直接计算差分相关(如图5所示)，从而得到并补偿第一次频率偏移估计值，再利用循环前缀计算差分相关，从而得到并补偿第二次频率偏移估计值。
即，本发明方法包括下列步骤：一、发端：发端对发射信号的处理步骤如下(如图6示)：1)设长为K的PN序列为m[n]n∈[0，K-1]，m[n]∈{12(1+j),-12(1+j)},]]>将
m[n]按照(3)式周期延拓至FFT点数N，得到训练序列t[n]：t[n]＝m[n mod K] n∈[0，N-1] (3)2)将训练序列t[n]与长度为N点的归一化OFDM原始数据序列d[n]按照(4)式进行点对点带权叠加，得到序列d′[n]：d′[n]=ρ·t[n]+1-ρ·d[n],n∈[0,N-1]---(4)]]>其中，序列t[n]和d[n]的功率均为1，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值。
3)利用序列d′[n]，按照(5)式加入OFDM循环前缀，构成OFDM符号s[n]：4)将s[n]发送出去(s[n]的构成如图7所示)。
二、收端收端进行时间同步，得到OFDM符号的起点 后，本发明的特征是它还包括对接收序列r[n]的频率同步处理步骤(如图8所示)：(A)当发端的s[n]不完全是训练序列y[n](即0＜ρ＜1)时，采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列γ[n]与本地PN序列m[n]按照(6)式计算差分相关，得到第一次频率偏移估计值 ϵ^1=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1[(Σi=0K-1m*[i]·r[α^+Ng+lK+i))]]>·(Σi=0K-1m*[i]·r[α^+Ng+(l+P)K+i])*]---(6)]]>2)用第一次频率偏移估计值 按照(7)式补偿序列γ[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(7)]]>3)利用循环前缀，将序列γ1[n]按照(8)式计算差分相关，从而得到第二次频率偏移估计值 ϵ^2=-12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(8)]]>4)用第二次频率偏移估计值 按照(9)式补偿序列γ1[n]，得到序列γ2[n]：r2[n]=r1[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(9)]]>5)将序列γ2[n]送往后端。
(B)当发端的s[n]完全是训练序列t[n](即ρ＝1)时，可以采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列r[n]按照(10)式直接计算差分相关，得到频率偏移估计值 ϵ^=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1Σi=0K-1r[α^+Ng+lNm+i]·r*[α^+Ng+(l+P)Nm+i])---(10)]]>2)用频率偏移估计值 按照(11)式补偿序列γ[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(11)]]>3)将序列r1[n]送往后端。
(C)当发端的s[n]完全是训练序列t[n](即ρ＝1)时，可以采用下述步骤进行频率同步：1)将接收序列γ[n]按照(12)式直接计算差分相关，得到第一次频率偏移估计值ϵ^1=-N2πKP·arg(Σl=0L-P-1Σi=0K-1r[α^+Ng+lNm+i]·r*[α^+Ng+(l+P)Nm+i])---(12)]]>2)用第一次频率偏移估计值 按照(13)式补偿序列r[n]，得到序列γ1[n]：r1[n]=r[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(13)]]>3)利用循环前缀，将序列γ1[n]按照(14)式计算差分相关，从而得到第二次频率偏移估计值
ϵ^2=-12πargΣn=α^α^+Ng-1(r[n]r*[n+N])---(14)]]>4)用第二次频率偏移估计值 按照(15)式补偿序列γ1[n]，得到序列γ2[n]：r2[n]=r1[n]e-j2πnϵ^1N,n∈[α^,α^+N+Ng-1]---(15)]]>5)将序列γ2[n]送往后端。
本发明的创新之处在于在利用PN序列进行频率偏移估计时，全部或者部分地将接收序列自身进行差分相关计算，从而进行频率偏移估计。在多径信道下，接收序列中含有多径成分，本发明的这种处理方法可以使接收序列中的多径成分各自对齐，因此可以充分利用多径信息，频率同步精度优于常规方法。
这种设计方法的依据是：1)当选择的PN序列m[n]具有优良自相关特性时，易于实现OFDM的时间和频率同步。
2)常规频率同步方法中利用的是循环前缀的相关性，由于其差分距离(FFT长度)较大导致频率偏移估计范围较小，而本发明中发端的t[n]由m[n]周期延拓而成，收端差分距离可以是PN序列m[n]的周期长度，小于FFT长度，所以频率偏移估计范围较大。
3)多径信道下，接收序列含有多径成分。由于PN序列的特性，常规频率同步方法二只能与接收序列中的最强径成分对齐，而将其它径成分作为干扰进行抑止，因此只能利用最强径成分。而本发明提出的三种频率同步方法都至少有一部分处理是利用了接收序列本身进行差分相关，因而接收序列的多径成分各自对齐，得到了利用，因此频率同步精度较之前的方法有大的改进。
本发明具有以下特点：1、发端的训练序列由某个PN序列周期延拓构成。
2、收端在取得时间同步后进行频率同步。
3、使用方法(A)作频率同步时，接收序列与本地PN序列作相关，提取出训练序列成分，然后作差分相关，求出第一次频率偏移估计值后对其进行补偿，再利用OFDM符号的循环前缀进行差分相关计算，从而估计并补偿第二次频率偏移估计。
4、使用方法(B)作频率同步时，不与本地PN序列作相关，而是在接收序列内部作差分相关，从而得到并补偿频率偏移估计值。
5、使用方法(C)作频率同步时，比方法(B)多进行一次频率偏移估计和补偿，由于利用循环前缀进行频率估计具有精度高的优点，因此最终的频率偏移估计的精度很高。
本发明具有以下优点：1、本发明提出的频率同步方法与原方法相比，由于利用了多径信道中的多径信号，其频率估计精度较以前大大提高；2、本发明提出了三种频率同步方法，可以针对不同情况灵活选择，提高了频率同步方法选择的灵活度；3、本发明提出的频率同步方法(A)，由于先作了第一次频率偏移估计并对其进行补偿，之后再利用循环前缀作第二次粗频率偏移估计，也具有频率估计范围大和精度高的优点；4、本发明提出的频率同步方法(B)和(C)，由于进行频率偏移估计时不需要将接收序列先与本地PN序列进行相关运算信息，所以可以节省计算开销，提高计算速度；5、本发明提出的频率同步方法(B)和(C)，选择合适的PN序列长度及参数P，可以同时达到频率估计范围大和精度高的优点；6、由于收端对训练序列信号已知，还可利用它进行信道估计或其它用途。
附图说明
图1为常规的OFDM系统框图图中，11为同步模块。
图2为常规频率同步方法一中的频率偏移估计方法框图图中，γ[n]为接收序列，N为OFDM系统FFT点数，z-N表示延时N点，(·)*表示取共轭值，arg(·)表示求相位， 表示频率偏移估计值。
图3为用于同步的训练序列的构成示意图图中，训练序列由长为K的PN序列周期延拓所得，总长度为FFT点数N，其中最后一个PN序列可能不完整，Ts表示每个序列中每个点的持续时间，T表示加入循环前缀前的OFDM符号持续时间。
图4为常规频率同步方法二中的频率偏移估计方法框图图中，m[0]，m[1]，...，m[K-1]为PN序列数据，z-K·P表示延时K·P点，K·P+1表示延时K·P+1点，可以看出，接收序列γ[n]先与本地序列进行相关运算，之后再进行差分相关运算。
图5为本专利所述的频率同步方法(B)、(C)中的频率偏移估计方法框图图中，可以看出，接收序列并不与本地序列进行相关运算，而是直接自身进行差分相关运算。
图6为发端信号流程图图中，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值，通过选择ρ是否等于1，可以使发送序列完全是训练序列或者是训练序列和OFDM原始数据序列的叠加。
图7为发送序列的构成示意图图中，发送序列由训练序列和OFDM原始数据序列点对点带权叠加而成，循环前缀22、23为26、27的复制，Tg表示循环前缀的持续时间。
图8为收端信号处理流程图图中，ρ表示训练序列在发送序列中所占的功率比值，系统在完成时间同步后进行频率同步操作，频率同步方法可使用方法(A)、(B)或(C)。
具体实施方式
下面给出一个具体的OFDM配置下本专利的实施方法。
设OFDM系统中FFT长度为N＝4096，循环前缀长度为Ng＝1024。PN序列周期为K＝127，选择训练序列在发送序列中所占的功率比值为ρ＝0.5。
一、发端：记周期为K＝127的m序列为m[n] n∈[0，126]，m[n]∈{12(1+j),-12(1+j)}.]]>将m[n]按照(3)式周期延拓构成训练序列t[n]，则m[n]在训练序列t[n]中的重复次数为：由于ρ＝0.5，所以训练序列对应的权值为ρ=0.5=22,]]>原始OFDM数据序列对应的权值为1-ρ=1-0.5=22.]]>按照上述权值及(4)、(5)式，用训练序列t[n]和归一化OFDM原始数据序列d[n]构成OFDM符号s[n]发送出去。
二、收端收端首先取得时间同步后，然后进行频率同步。由于发端选择ρ＝0.5＜1，因此按照方法(A)进行频率同步，具体来说，就是：首先将接收序列γ[n]按照式(6)进行第一次频率偏移估计，然后按照(7)式进行第一次频率偏移补偿，再按照式(8)进行第二次频率偏移估计，之后按照式(9)进行第二次频率偏移补偿，最后向后端送出频率同步后的序列γ2[n]。
设OFDM系统中FFT长度为N＝4096，循环前缀长度为Ng＝1024。PN序列周期为K＝127，选择训练序列在发送序列中所占的功率比值为ρ＝0.5。
一、发端：记周期为K＝127的m序列为m[n] n∈[0，126]，m[n]∈{12(1+j),-12(1+j)}.]]>将m[n]按照(3)式周期延拓构成训练序列t[n]，则m[n]在训练序列t[n]中的重复次数为：由于ρ＝0.5，所以训练序列对应的权值为ρ=0.5=22,]]>原始OFDM数据序列对应的权值为1-ρ=1-0.5=22.]]>按照上述权值及(4)、(5)式，用训练序列t[n]和归一化OFDM原始数据序列d[n]构成OFDM符号s[n]发送出去。
二、收端收端首先取得时间同步后，然后进行频率同步。由于发端选择ρ＝0.5＜1，因此按照方法(A)进行频率同步，具体来说，就是：首先将接收序列γ[n]按照式(6)进行第一次频率偏移估计，然后按照(7)式进行第一次频率偏移补偿，再按照式(8)进行第二次频率偏移估计，之后按照式(9)进行第二次频率偏移补偿，最后向后端送出频率同步后的序列γ2[n]。
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