在以便携电话为代表的移动体通信中，存在多种通信方式。例如 在欧洲，除了作为第二代无线通信方式正在普及的GSM以及提高了 GSM的数据通信速度的EDGE外，还有近年来开始服务的第三代无 线通信方式，即W-CDMA。在北美，除了作为第二代无线通信方式 的DCS、PCS外，作为第三代无线通信方式的cdmalx也正在普及。 另外，GSM是Global System for Mobile Communication(全球移动 通信系统)的简称。EDGE是Enhanced Data rate for GSM Evolution (增强型数据速率GSM演进技术)的简称。W-CDMA是Wide-band Code Division Multiple Access(宽带码分多址接入)的简称。DCS是 Digital Cellar System(数字蜂窝系统)的简称。PCS是Personal Communication System(个人通信系统)的简称。cdmalx是Code Division Multiple Access 1x(码分多址接入1x)的简称。
在对应于GSM和EDGE的便携电话终端的高频电路部分中，在 高频功率放大器与天线之间配置天线开关。天线开关执行切换TDMA (时分多址接入)方式的发送时隙和接收时隙的功能。
另一方面，作为与便携电话终端中的高频电路结构有关的其它倾 向，包括向具有高频功率放大器的高频功率放大器模块内置输出功率 检测电路。例如，在下述非专利文献1中记载了与功率放大器一起将 检测功率放大器生成的功率的定向耦合器集成在功率放大器模块中。 定向耦合器的主线路连接在功率放大器的输出与天线之间，定向耦合 器的副线路连接在终端电阻与电平控制部的输入之间。定向耦合器可 以检测出来自功率放大器生成的行波信号的耦合电压与来自负载反射 的反射波信号的耦合电压的矢量和的检测电压。
另外，在下述非专利文献2中记载了内置功率放大器、放大控制 器、收发开关、开关控制器、双波段定向耦合器、双工器、匹配电路、 高次谐波滤波器的高集成四波段发送前端模块。四波段是UGSM (GSM850)、EGSM(GSM900)、DCS(DCS1880)、PCS(PCS1900) 的便携电话的多波段。该模块采用InGaP/GaAs的HBT(异质结双极 晶体管)、AlGaAs/InGaAs/AlGaAs的PHEMT、GaAs的肖特基/无 源元件、Si的肖特基/双极/CMOS半导体技术。
另外，非专利文献2所示的前端模块使用多个电感器和电容器。 例如，专利文献1的图8中示出在积层(build up)多层基板的各层 表面上形成C字形状的线圈用图案、并且利用积层通路连接该各层的 线圈用图案的结构。该结构整体形成螺旋状的电感器(一般被称为螺 旋电感器等)。
专利文献2的图1中示出具备通过层叠构成层而形成的层叠体、 设置在构成层上的内部导体和用于电连接该内部导体的通路孔的结 构。该结构与专利文献1同样，也形成螺旋电感器。另外，专利文献 2的图1中示出如下结构：具备通过层叠构成层而形成的层叠体、形 成在构成层上的面状的内部导体和分别设置在层叠体两侧的端子电 极，相邻的内部导体分别连接在不同的端子电极上。该结构形成电容 器。
专利文献3的图1中示出如下结构：在5层的电介质层中，在第 2层和第3层上形成线路状导体，在第4层上形成电容电极，在第5 层上形成2个接地电容电极，将第5层的背面作为接地电极。在该结 构中，第2层的线路状导体的一端经由贯通导体与第4层的电容电极 和第5层的一个接地电容电极连接，另一端经由贯通导体与第3层的 线路状导体的一端连接。另外，第3层的线路状导体的另一端经由贯 通导体与第5层的另一个接地电容电极连接。该结构形成由LC并联 共振电路和与其两端连接的电容器构成的低通滤波器。

发明所要解决的技术问题
近年来，在以便携电话机为代表的移动体通信设备中，对部件的 小型化、高密度化以及低成本化的要求提高。移动体通信设备虽然具 备在天线之间进行高频信号的收发的、被称为高频(RF：射频)模块 的部件，但与移动体通信设备的多功能化、小型化、低成本化的要求 相一致，要求高频模块的小型化。
高频模块中通常包括天线开关电路、通电(power up)电路、输 入输出匹配电路以及各种滤波电路。其中，输出匹配电路和各种滤波 电路等可以在安装了半导体芯片(通电电路等)的多层布线基板上， 利用其布线图案来形成。因此，为了实现高频模块的小型化或低成本 化，实现这种布线图案的小型化或低成本化是特别有益的。
在多层布线基板上形成输出匹配电路或各种滤波电路等时，考虑 使用例如专利文献1～3中所示的电感器或电容器。但是，如果组合专 利文献1或专利文献2中所示的螺旋电感器和电容器来构成各种滤波 电路等，则其电路面积增大，伴随布线的引绕有时需要例如10层左右 的布线基板，因此难以实现小型化或低成本化。另外，如果使用专利 文献3的技术，则可以实现某种程度的小型化或低成本化，但由于仅 形成2层电感器，因此电感不足，在实际应用时只能应用于对应于较 高频率的滤波器。而且，专利文献3的结构如果从表面投影来看，则 在电感器的旁边形成电容，因此电路面积会增大。
另一方面，作为推进了高频模块的小型化、高密度化的情况下的 其它问题，考虑经由多层布线基板的回传通道(return path)问题。 例如，如果通电电路的输出信号经由多层布线基板上的回传通道反馈 到输入侧，则产生振荡现象。该振荡现象在无用频带上承载噪声，妨 碍其它频带的收发信号，从而成为误动作的原因，也形成电波法上的 问题。为了实现高频模块的小型化、高密度化，解决该回传通道的问 题是很重要的。
而且，与上述回传通道一起，还会产生如下的泄漏通道(leak path)的问题。例如，通过使用上述非专利文献1中记载的、集成在 功率放大器模块上的定向耦合器，可以检测出来自功率放大器生成的 行波信号的耦合电压与来自负载反射的反射波信号的耦合电压的矢量 和的检测电压。另一方面，期待开发如下的高功能RF模块：不仅将 定向耦合器与RF功率放大器一起集成在RF模块中，还如上述非专 利文献2所示，通过还集成RF功率放大器的输出匹配电路、高次谐 波去除滤波器和天线开关，可以如上所述实现便携电话终端的进一步 小型化。
本发明的发明人等在作出本发明之前，从事可以实现GSM850、 GSM900、DCS1800、PCS1900的多波段发送的便携电话上所搭载的 RF模块的开发。
图18示出本发明的发明人等在作出本发明之前的开发期间研究 的RF模块的电路结构。RF模块包括RF功率放大器HPA、最末级的 输出匹配电路12c、高次谐波去除滤波器(LPF)14、定向耦合器(CPL) 13、天线开关(ANT_SW)15。天线开关15在RF模块外部与便携电 话的天线(ANT)16连接。
RF功率放大器HPA由单片半导体集成电路的芯片构成，包括初 级放大器10a、初级偏置电路10b、第1级间匹配电路10c、次级放大 器11a、次级偏置电路11b、第2级间匹配电路11c、最末级放大器12a、 最末级偏置电路12b和增益控制单元17。
向初级放大器10a的初级RF输入端子供给RF放大信号RFin， 初级放大器10a的初级RF放大输出信号经由第1级间匹配电路10c 供给次级放大器11a的次级RF输入端子。次级放大器11a的次级RF 放大输出信号经由第2级间匹配电路11c供给最末级放大器12a的最 末级RF输入端子。
经由RF模拟信号处理半导体集成电路向增益控制单元17供给 来自基带信号处理单元的增益控制信号Vramp和来自定向耦合器 (CPL)13的检测电压Vcp1。另外，增益控制信号Vramp的电平与 基站和便携电话之间的距离成比例，从RF功率放大器HPA供给天线 (ANT)16的RF发送信号RFout的电平可以由增益控制信号Vramp 的电平控制。增益控制单元17通过控制RF功率放大器HPA的增益， 来进行APC(自动功率控制)动作，以使来自定向耦合器(CPL)13 的检测电压Vcp1的电平跟随增益控制信号Vramp的电平。该APC 通过基于增益控制单元17所控制的初级偏置电路10b、次级偏置电路 11b、最末级偏置电路12b的初级放大器10a、初级放大器10a、最末 级放大器12a的增益控制来执行。
RF功率放大器HPA的最末级放大器12a的最末级RF放大输出 信号经由单片半导体集成电路的芯片外部的最末级的输出匹配电路 12c，供给高次谐波去除滤波器(LPF)14的RF信号输入端子。高次 谐波去除滤波器(LPF)14以极小的衰减率将供给RF信号输入端子 的RF信号的基本频率成分传递到RF信号输出端子，但2倍高次谐 波、3倍高次谐波、4倍高次谐波等高次谐波成分以很大的衰减率衰减。 高次谐波去除滤波器(LPF)14的RF信号输出端子的RF信号经由 定向耦合器(CPL)13的主线路，供给天线开关(ANT_SW)15的 一端，天线开关(ANT_SW)15的另一端与天线(ANT)16的一端 连接。定向耦合器(CPL)13的副线路的一端和另一端分别与终端电 阻Rt和增益控制单元17的检测电压输入端子连接。
但是，通过本发明的发明人等在作出本发明之前的研究，得知图 18所示的RF模块的高次谐波特性不满足设计目标。RF模块的高次 谐波特性如果不满足设计目标，则便携电话发送的RF发送信号中包 含的高电平的高次谐波成分就会成为相邻信道的妨碍信号。该RF发 送信号中包含的高次谐波成分的电平用ACPR(相邻信道泄漏功率比) 表示。ACPR是Adjacent Channel Leakage Power Ratio(相邻信道泄 漏功率比)的简称。
而且，本发明的发明人等在对图18所示的RF模块的高次谐波 特性不满足设计目标的原因进行分析后，得到以下结论。如图18的虚 线HD_SP所示，RF功率放大器HPA的最末级放大器12a的最末级 RF放大输出信号中包含的高次谐波成分到达天线16。虚线HD_SP的 信号路径由定向耦合器(CPL)13的副线路与增益控制单元17之间 的信号布线、定向耦合器13的副线路和主线路、天线开关15构成。 最末级放大器12a与定向耦合器13的主线路之间连接以大的衰减率衰 减高次谐波成分的最末级的输出匹配电路12c和高次谐波去除滤波器 14。但是，虚线HD_SP的信号路径将最末级的输出匹配电路12c和 高次谐波去除滤波器14旁路。结果，最末级放大器12a的输出的高次 谐波成分经由定向耦合器13的副线路与增益控制单元17之间的信号 布线、定向耦合器13的副线路和主线路传递到天线16。
因此，本发明的一个目的是实现RF模块等电子装置的小型化或 低成本化。另外，本发明的另一个目的是避免RF功率放大器的输出 的高电平的高次谐波成分经由定向耦合器的副线路与增益控制单元之 间的信号布线、定向耦合器的副线路和主线路传递到天线，实现RF 模块的小型化。本发明的上述以及其它目的和新的特征可以从本说明 书的描述和附图得以明确。
解决技术问题的技术方案
本发明一个实施方式的共振电路使用多布线基板，以至少具有电 感成分的形状形成第1布线层上的第1布线图案和与该第1布线层邻 接的第2布线层上的第2布线图案，而且，以具有电感成分的形状(电 感器图案)形成与该第1和第2布线层不同的布线层的第3布线图案。 并且，该第1布线图案的一端形成输入或输出节点，另一端利用通路 孔导体与上述电感器图案的一端连接。另一方面，第2布线图案的一 端形成输出或输入节点，另一端利用通路孔导体与上述电感器图案的 另一端连接。
这样，通过在相互邻接的第1布线图案和第2布线图案中的一个 上设置输入或输出节点，在另一个上设置输出或输入节点，与在不邻 接的布线层上设置的情况相比，可以增加输入节点与输出节点之间的 电容值。从而可以用小面积确保足够的电容值，因此可以实现小型或 低成本的并联共振电路，并且通过将其应用于高频模块的滤波电路等， 可以实现该模块的小型化或低成本化。另外，为了进一步增大电容值， 可以使第1布线图案与第2布线图案的最大线宽大于电感器图案的最 大线宽。
另外，本发明一个实施方式的共振电路形成在多布线层基板上， 其中该多布线层基板包括第1布线层、配置在上述第1布线层的下层 的第2布线层、配置在上述第2布线层的下层的第3布线层、以及配 置在上述第3布线层的下层的第4布线层，并且具有：(1)第1布线 图案，形成为使得上述第1布线层包括大致环状的线路，并且在一端 具有输入或输出信号的第1节点；(2)第2布线图案，形成为使得上 述第2布线层包括大致环状的线路，并且在一端具有输入或输出信号 的第2节点；(3)第3布线图案，板状地形成上述第3布线层；和(4) 第4布线图案，板状地形成上述第4布线层。
并且，上述第1布线图案的另一端与上述第2布线图案的另一端 经由第1通路孔导体电连接；上述第3布线图案与上述第4布线图案 相互对置地形成；上述第3布线图案与上述第4布线图案中的一个图 案经由第2通路孔导体与上述第1节点电连接；上述第3布线图案与 上述第4布线图案中的另一个图案经由第3通路孔导体与上述第2节 点电连接。并且，上述第1布线图案、上述第2布线图案、上述第3 布线图案以及上述第4布线图案相互重叠地形成，上述第3布线图案 与上述第4布线图案的重叠面积大于上述第2布线图案与上述第3布 线图案的重叠面积。
这样，通过在相互邻接的2个布线层上形成输入节点和输出节点， 与上述内容同样，可以增加这些节点间的电容值。另外，通过将该输 入节点和输出节点与在第3和第4布线层上板状地形成的布线图案(电 容图案)连接，可以进一步增大电容值。由此可以实现小型或低成本 的并联共振电路，并且通过将其应用于高频模块的滤波电路等，可以 实现该模块的小型化或低成本化。另外，为了进一步实现小型化等， 可以使从上层平面地来看第1布线图案、第2布线图案以及电容图案 时各自的占有区域形成任意一个占有区域包含其它占有区域的关系。
另外，本发明一个实施方式的RF模块包括RF功率放大器 (HPA)、输出匹配电路(12c)、定向耦合器(13)和高次谐波去除 滤波器(14)。上述RF功率放大器的输出放大信号(Pout)被供给 上述输出匹配电路的输入端子，上述输出匹配电路的输出端子的RF 信号经由上述定向耦合器的主线路被供给上述高次谐波去除滤波器的 输入端子。来自上述定向耦合器的副线路的检测信号(Vcp1)被供给 上述RF功率放大器(HPA)的增益控制单元(17)的信号输入端子。 上述高次谐波去除滤波器的输出端子的RF信号可以传递到天线(16) (参照图19)。
利用这样的结构，RF功率放大器的输出放大信号(Pout)的高 次谐波成分尽管被传递到定向耦合器(13)的副线路与增益控制单元 (17)之间的信号布线、定向耦合器(13)的副线路和主线路，但在 定向耦合器(13)的主线路与天线(16)之间连接有高次谐波去除滤 波器(14)。从而可以避免RF功率放大器输出的高电平的高次谐波 成分经由定向耦合器的副线路与增益控制单元之间的信号布线、定向 耦合器的副线路和主线路传递到天线。
发明效果
通过使用本发明一个实施方式的电子装置和高频模块，可以实现 小型化或低成本化。

图1是在本发明实施方式1的高频模块中示出其结构的一例的框 图。
图2在本发明实施方式1的共振电路中示出其结构例，(a)是 斜视图，(b)是表示(a)的各层的平面图。
图3说明本发明实施方式1的共振电路，(a)是图2的简单的 等价电路图，(b)是作为其比较例的一般的螺旋电感器的简单的等 价电路图。
图4是表示透过地看图2的主要部分的情况下的结构例的斜视 图。
图5在本发明实施方式2的共振电路中示出其结构例，(a)是 斜视图，(b)是表示(a)的各层的平面图。
图6是图5的并联共振电路的简单的等价电路图。
图7说明本发明实施方式2的共振电路，图7(a)是表示透过地 看图5的主要部分的情况下的结构例的斜视图，图7(b)是表示作为 其比较例的结构的斜视图。
图8是在本发明实施方式3的高频模块中示出其结构例的电路 图。
图9是在作为本发明的前提所研究的高频模块中示出其通电电路 周边的结构例的电路图。
图10是在本发明实施方式4的高频模块中示出其通电电路周边 的结构例的电路图。
图11在本发明实施方式4的高频模块中示出其通电电路周边的 布线基板的结构例，(a)是作为比较对象对应于图9的结构的布局图， (b)是对应于图10的结构的布局图。
图12在本发明实施方式4的高频模块中示出对应于图10的结构 的布线基板的结构例，(a)是透过地看布线基板整体时的斜视图，(b) 是放大了其通电电路周边的斜视图，(c)是从(b)中省略了第1布 线层的斜视图。
图13是在图9的结构(比较例)和图10的结构中评价了回传增 益值后的结果，(a)是表示图9的结构的结果的曲线图，(b)是表 示图10的结构的结果的曲线图。
图14是在图9的结构(比较例)和图10的结构中进行了电流密 度分析后的结果。
图15是在图9的结构(比较例)和图10的结构中进行了电流密 度分析后的结果。
图16是在图9的结构(比较例)和图10的结构中进行了电流密 度分析后的结果。
图17是用于说明图10的结构例的最佳应用例的概略图，(a)、 (b)分别表示不同的结构例。
图18是示出本发明的发明人等在作出本发明之前的开发期间研 究的RF模块的电路结构的图。
图19是示出本发明实施方式5的RF模块的电路结构的图。
图20是示出本发明实施方式6的RF模块的电路结构的图。
图21是表示图20的RF模块的芯片的周边布线状况的图。
图22是表示本发明实施方式7的具体的RF模块的电路结构的 图。
图23是表示搭载了图22所示的RF模块、高频模拟信号处理半 导体集成电路、基带信号处理LSI的便携电话的结构的框图。
图24是表示构成图22所示的RF模块的天线开关的天线开关微 波单片半导体集成电路的电路图。
符号说明
RF_MDL高频模块
PA_CP半导体芯片
PA通电电路
CTL控制电路
MN输出匹配电路
CPL耦合电路
LPF低通滤波电路
P0天线端子
P1～P4端子
ANT_SW天线开关电路
RX_FIL接收滤波电路
ANT_FIL天线滤波电路
ESD_FIL ESD滤波电路
Pin外部输入端子
RX外部输出端子
CS1外部控制输入端子
ANT外部天线端子
LY布线层
MS布线图案
Nin信号输入节点
Nout信号输出节点
LC并联共振电路
L电感器
C电容器
VH通路孔导体
DET检测电路
LN传送线路
TV热通路
BC偏置电路
AA占有区域
HPA RF功率放大器
10a初级放大器
10b初级偏置电路
10c第1级间匹配电路
11a次级放大器
11b次级偏置电路
11c次级间匹配电路
12a最末级放大器
12b最末级偏置电路
12c输出匹配电路
13定向耦合器
14高次谐波去除滤波器
15天线开关
16天线
17增益控制单元
HPA1第1RF功率放大器
22c第1输出匹配电路
23第1定向耦合器
24第1高次谐波去除滤波器
27第1增益控制单元
HPA2第2RF功率放大器
12c第2输出匹配电路
13第2定向耦合器
14第2高次谐波去除滤波器
17第2增益控制单元
100 RF模块
IC_Chip芯片
Sd1第1边
Sd2第2边
Sd3第3边
Sd4第4边
300天线开关MMIC

《代表性实施方式》
首先概略说明在本申请中公开的发明的代表性实施方式。在对代 表性实施方式的概略说明中，附加括号参照的附图的参照符号不过是 例示出包含在附加了括号的构成要素的概念中的构成要素。
[1]本发明的代表性实施方式的电子装置由多布线层基板实现。 该多布线层基板包括第1布线层(LY1)、配置在上述第1布线层的 下层的第2布线层(LY2)、以及配置在上述第2布线层的下层的第 3布线层(LY3)。这里，该电子装置具有：第1布线图案(MS21)， 在上述第1布线层内形成为大致环状的线路，并且一端形成第1节点 (Nin)；第2布线图案(MS22)，在上述第2布线层内形成大致环 状的线路，并且一端形成第2节点(Nout)；电感器图案(MS23和 MS24)，跨过上述第3布线层或者从上述第3布线层跨过更下层，形 成为单个或多个大致环状的线路；第1通路孔导体(VH13a)，将上 述第1布线图案的另一端与上述电感器图案的一端电连接；以及第2 通路孔导体(VH24a)，将上述第2布线图案的另一端与上述电感器 图案的另一端电连接，其中上述第1布线层和上述第2布线层形成相 互邻接的布线层(参照图2)。
这里，在更具体的实施方式的电子装置中，上述多布线层基板还 包括配置在上述第3布线层(LY3)的下层的第4布线层(LY4)， 在上述第3布线层内具备形成为大致环状的线路并且形成上述电感器 图案的一部分的第3布线图案(MS23)，在上述第4布线层内具备形 成为大致环状的线路并且形成上述电感器图案的另外一部分的第4布 线图案(MS24)。这里，上述第3布线图案的一端通过上述第1通路 孔导体(VH13a)与上述第1布线图案的另一端连接，上述第3布线 图案的另一端通过上述第3通路孔导体(VH34a)与上述第4布线图 案的一端电连接，上述第4布线图案的另一端通过上述第2通路孔导 体(VH24a)与上述第2布线图案的另一端电连接(参照图2)。
另外，在更优选的实施方式的电子装置中，从上层平面地看上述 第1布线图案、上述第2布线图案以及上述电感器图案时各自的占有 区域(AA22～AA24)形成任意一个占有区域包含其它占有区域的关 系(参照图4)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述第1布线图案 (MS21)与上述第2布线图案(MS22)的最大线宽大于上述电感器 图案(MS23和MS24)的最大线宽。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述多布线层基板 的最下层或最上层成为接地电极(参照图3)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述的电子装置包 含在带阻滤波器(LPF_HB、LPF_LB、ANT_FIL、RX_FIL)中(参 照图8)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述的电子装置包 含在形成在上述多布线层基板内的高次谐波衰减用带阻滤波器 (LPF_HB、LPF_LB、ANT_FIL、RX_FIL)中，在上述多布线层基 板上安装包含功率放大电路的第1半导体芯片(PA_CP)和包含天线 开关电路(ANT_SW)的第2半导体芯片，上述带阻滤波器与上述天 线开关电路连接(参照图1和图8)。
如上所述，本发明的代表性实施方式的电子装置使用多布线基 板，以至少具有电感成分的形状形成第1布线层上的第1布线图案和 与该第1布线层邻接的第2布线层上的第2布线图案，而且，在与该 第1和第2布线层不同的层上形成电感器图案。并且，该第1布线图 案的一端形成输入或输出节点，另一端利用通路孔导体与上述电感器 图案的一端连接。另一方面，第2布线图案的一端形成输出或输入节 点，另一端利用通路孔导体与上述电感器图案的另一端连接。即，该 电子装置作为并联共振电路起作用。
这样，通过在相互邻接的2个布线层中的一个上设置输入或输出 节点，在另一个上设置输出或输入节点，与在不邻接的布线层上设置 的情况相比，可以增加输入节点与输出节点之间的电容值。从而可以 用小面积确保足够的电容值，因此可以实现小型或低成本的并联共振 电路，并且通过将其应用于高频模块的滤波电路等，可以实现该模块 的小型化或低成本化。另外，为了进一步增大电容值，可以使第1布 线图案与第2布线图案的最大线宽大于电感器图案的最大线宽。另外， 通过将多布线基板的最下层或最上层作为接地电极，可以根据该接地 电极与各布线图案和电感器图案之间的距离关系，适当调整并联共振 电路的电感值。
[2]基于其它观点的实施方式的电子装置由多布线层基板实现， 该多布线层基板包括第1布线层(LY1)、配置在上述第1布线层的 下层的第2布线层(LY2)、配置在上述第2布线层的下层的第3布 线层(LY3)、以及配置在上述第3布线层的下层的第4布线层(LY4)。 并且，该电子装置具有：第1布线图案(MS31)，在上述第1布线层 内形成为大致环状的线路，并且一端形成第1节点(Nin)；第2布线 图案(MS32)，在上述第2布线层内形成为大致环状的线路，并且一 端形成第2节点(Nout)；第3布线图案(MS33)，在上述第3布 线层内形成面状；第4布线图案(MS34)，在上述第4布线层内形成 面状；第1通路孔导体(VH12b)，将上述第1布线图案的另一端与 上述第2布线图案的另一端电连接；以及第2通路孔导体和第3通路 孔导体。这里，上述第3布线图案与上述第4布线图案包含相互对置 的面，上述第3布线图案和上述第4布线图案中的一个经由上述第2 通路孔导体(VH13b或VH24b)与上述第1节点电连接，上述第3 布线图案和上述第4布线图案中的另一个经由上述第3通路孔导体 (VH24b或VH13b)与上述第2节点电连接，上述第1布线层(LY1) 和上述第2布线层(LY2)形成相互邻接的布线层(参照图5)。
这里，在更具体的实施方式的电子装置中，上述第3布线图案 (MS33)经由上述第2通路孔导体(VH13b)与上述第1节点(Nin) 电连接，上述第4布线图案(MS34)经由上述第3通路孔导体(VH24b) 与上述第2节点(Nout)电连接(参照图5)。
另外，在更优选的实施方式的电子装置中，从上层平面地看上述 第1～上述第4布线图案时各自的占有区域(AA31～AA34)形成任 意一个占有区域(AA31或AA32)包含其它占有区域的关系(参照图 7)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述多布线层基板 的最下层成为接地电极(参照图6)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述的电子装置包 含在带阻滤波器(LPF_HB、LPF_LB、ANT_FIL、RX_FIL)中(参 照图8)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述的电子装置包 含在形成在上述多布线层基板内的高次谐波衰减用带阻滤波器 (LPF_HB、LPF_LB、ANT_FIL、RX_FIL)中，在上述多布线层基 板上安装包含功率放大电路的第1半导体芯片(PA_CP)和包含天线 开关电路(ANT_SW)的第2半导体芯片，上述带阻滤波器与上述天 线开关电路连接(参照图1和图8)。
如上所述，基于其它观点的实施方式的电子装置使用多布线基 板，以具有电感成分的形状形成第1布线层上的第1布线图案和与该 第1布线层邻接的第2布线层上的第2布线图案，而且，在更下层的 第3布线层和第4布线层上形成电容图案。并且，该第1布线图案的 一端形成输入或输出节点，并与上述电容图案的一端连接，第2布线 图案的一端形成输出或输入节点，并与上述电容图案的另一端连接。 第1布线图案的另一端与第2布线图案的另一端、或者经由形成在其 它层上的电感器图案与第2布线图案的另一端连接。即，该电子装置 作为并联共振电路起作用。
这样，通过在相互邻接的2个布线层上形成输入节点和输出节点， 与上述内容同样，可以增加这些节点间的电容值。另外，通过将该输 入节点和输出节点与在第3和第4布线层上形成的电容图案连接，可 以进一步增大电容值。由此可以实现小型或低成本的并联共振电路， 并且通过将其应用于高频模块的滤波电路等，可以实现该模块的小型 化或低成本化。另外，为了进一步实现小型化等，可以使从上层平面 地看第1布线图案、第2布线图案以及电容图案时各自的占有区域形 成任意一个占有区域包含其它占有区域的关系。另外，通过将多布线 基板的最下层作为接地电极，可以使该接地电极与第1和第2布线图 案之间的距离变长，从而可以足够地确保并联共振电路的电感值。
[3]基于其它观点的实施方式的电子装置具有：包括第1布线层 和与上述第1布线层不同的第2布线层的多布线层基板；配置在上述 多布线层基板上并且包括功率放大电路(PA_HB)的半导体芯片；形 成在上述第1布线层(LY2)内并且与上述功率放大电路的输出进行 电容性耦合的接地电压用的第1布线(MS72)；以及形成在上述第2 布线层(LY3)内并且与上述功率放大电路的输入进行电容性耦合的 接地电压用的第2布线。
这里，在更优选的实施方式的电子装置中，在上述多布线层基板 的位于上述半导体芯片下部的区域中，具有各个布线层通过由通路孔 导体电连接而被视为一体的接地电压区域的热通路(TV)的形成区域， 上述第1布线在上述第1布线层内与上述热通路的形成区域连接，上 述第2布线在上述第2布线层内与上述热通路的形成区域连接(参照 图10)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述第1布线和上 述第2布线经由多个通路孔导体(VHm)电连接(参照图10)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述第1布线层配 置在上述第2布线层的上层(参照图10)。
另外，在其它优选的实施方式的电子装置中，上述功率放大电路 由多级晶体管构成，上述多级晶体管的所有级数在同一半导体芯片 (PA_CP)上形成(参照图17)。
如上所述，基于其它观点的电子装置具有安装了包括功率放大电 路的半导体芯片的多布线层基板，在其第1布线层内形成与功率放大 电路的输出进行了电容性耦合的接地电压用的第1布线，在第2布线 层内形成与功率放大电路的输入进行了电容性耦合的接地电压用的第 2布线。由此可以减少从功率放大电路的输出反馈到输入的回传电流， 从而可以实现电子装置(高频模块)的小型化。另外，由于该回传电 流减少，在一个半导体芯片上形成了功率放大电路内的各级晶体管的 情况下，也没有误动作等问题，从而可以实现高频模块的小型化。
[4]本发明的代表性实施方式的RF模块包括RF功率放大器 (HPA)、输出匹配电路(12c)、定向耦合器(13)和高次谐波去除 滤波器(14)。上述RF功率放大器的输出放大信号(Pout)被供给 上述输出匹配电路的输入端子，上述输出匹配电路的输出端子的RF 信号经由上述定向耦合器的主线路被供给上述高次谐波去除滤波器的 输入端子。来自上述定向耦合器的副线路的检测信号(Vcp1)被供给 上述RF功率放大器(HPA)的增益控制单元(17)的信号输入端子。 上述高次谐波去除滤波器的输出端子的RF信号可以传递到天线(16) (参照图19)。
根据上述实施方式，RF功率放大器的输出放大信号(Pout)的 高次谐波成分尽管被传递到定向耦合器(13)的副线路与增益控制单 元(17)之间的信号布线、定向耦合器(13)的副线路和主线路，也 在定向耦合器(13)的主线路与天线(16)之间连接有高次谐波去除 滤波器(14)。从而可以避免RF功率放大器的输出的高电平的高次 谐波成分经由定向耦合器的副线路与增益控制单元之间的信号布线、 定向耦合器的副线路和主线路传递到天线。
优选的实施方式的RF模块还包括天线开关(15)，上述高次谐 波去除滤波器的上述输出端子的上述RF信号被供给上述天线开关的 一个端子，另一个端子的RF信号可以传递到上述天线(16)。
上述优选实施方式可以提供高功能RF模块。
在优选实施方式的RF模块中，上述高次谐波去除滤波器的上述 输出端子的上述RF信号经由DC截止电容器(Cdc)被供给上述天线 开关的上述一个端子。
根据上述优选实施方式，可以容易地进行由上述输出匹配电路、 上述定向耦合器、上述高次谐波去除滤波器构成的信号路径的相位旋 转的调整，并且可以减小上述天线开关中的失真。另外，利用上述高 次谐波去除滤波器的上述输出端子的上述DC截止电容器，还可以容 易地调整定向耦合器的定向耦合度。
在更优选的实施方式的RF模块中，上述RF功率放大器包括多 级放大器(10a、11a、12a)和由上述增益控制单元控制并控制上述多 级放大器的增益的偏置电路(10b、11b、12c)。
在具体实施方式的RF模块中，上述输出匹配电路减少上述RF 功率放大器的生成上述输出放大信号(Pout)的输出阻抗与上述天线 (16)的阻抗之差引起的信号反射。
根据上述具体实施方式，可以减少由于阻抗不匹配导致的功率效 率的降低。
在更具体的实施方式的RF模块中，上述多级放大器、上述偏置 电路和上述增益控制单元形成在半导体集成电路芯片上。
在更具体的实施方式的RF模块中，上述定向耦合器是在主线路 与副线路之间连接了电容元件的微耦合器(microcoupler)。
[5]基于其它观点的实施方式的RF模块(100)包括第1RF功 率放大器(HPA1)、第1输出匹配电路(22c)、第1定向耦合器(23)、 第1高次谐波去除滤波器(24)、第2RF功率放大器(HPA2)、第 2输出匹配电路(12c)、第2定向耦合器(13)和第2高次谐波去除 滤波器(14)。
上述第1RF功率放大器构成为放大第1频带RF信号(Rfin_LB)， 上述第2RF功率放大器构成为放大频率高于上述第1频带RF信号的 第2频带RF信号(Rfin_HB)。
上述第1RF功率放大器的第1输出放大信号(Pout_LB)被供给 上述第1输出匹配电路的输入端子，上述第1输出匹配电路的输出端 子的第1RF信号经由上述第1定向耦合器的主线路被供给上述第1高 次谐波去除滤波器的输入端子。来自上述第1定向耦合器的副线路的 第1检测信号(Vcp1_LB)被供给用于上述第1RF功率放大器的第1 增益控制单元(27)的第1信号输入端子。上述第1高次谐波去除滤 波器的输出端子的第1RF信号可以传递到天线(16)。
上述第2RF功率放大器的第2输出放大信号(Pout_HB)被供给 上述第2输出匹配电路的输入端子，上述第2输出匹配电路的输出端 子的第2RF信号经由上述第2定向耦合器的主线路被供给上述第2高 次谐波去除滤波器的输入端子。来自上述第2定向耦合器的副线路的 第2检测信号(Vcp1_HB)被供给用于上述第2RF功率放大器的第2 增益控制单元(17)的第2信号输入端子。上述第2高次谐波去除滤 波器的输出端子的第2RF信号可以传递到上述天线(参照图20)。
根据上述实施方式，可以避免对应于多波段的RF功率放大器的 输出的高电平的高次谐波成分经由定向耦合器的副线路与增益控制单 元之间的信号布线、定向耦合器的副线路和主线路传递到天线。
在优选的实施方式的RF模块中，上述第1高次谐波去除滤波器 的上述输出端子的上述第1RF信号被供给天线开关(15)的第1输入 端子，上述第2高次谐波去除滤波器的上述输出端子的上述第2RF信 号被供给上述天线开关的第2输入端子。上述天线开关的输出端子的 RF信号可以传递到上述天线(16)。
在优选的实施方式的RF模块中，上述第1高次谐波去除滤波器 的上述输出端子的上述第1RF信号经由第1DC截止电容器(Cdc)被 供给上述天线开关的上述第1输入端子。上述第2高次谐波去除滤波 器的上述输出端子的上述第2RF信号经由第2DC截止电容器(Cdc) 被供给上述天线开关的上述第2输入端子。
在优选的实施方式的RF模块中，上述第1RF功率放大器、上述 第2RF功率放大器、上述第1增益控制单元和上述第2增益控制单元 形成在半导体集成电路芯片上。
上述半导体集成电路芯片实质上具有4角形的芯片形状。上述芯 片具有相互对置且大致平行的第1边(Sd1)和第2边(Sd2)。上述 芯片还具有与上述第1边和上述第2边连接并且配置成与上述第1边 和上述第2边大致成直角的第3边(Sd3)、以及与上述第3边对置 并且与上述第3边大致平行的第4边(Sd4)。
上述第1RF功率放大器的上述第1输出放大信号(Pout_LB)从 上述芯片的上述第1边导出，上述第2RF功率放大器的上述第2输出 放大信号(Pout_HB)从上述芯片的上述第2边导出。来自上述第1 定向耦合器(23)的上述副线路的上述第1检测信号(Vcp1_LB)从 上述芯片的上述第3边导入用于上述第1RF功率放大器的上述第1增 益控制单元(27)的上述第1信号输入端子。来自上述第2定向耦合 器(13)的上述副线路的上述第2检测信号(Vcp1_HB)从上述芯片 的上述第3边导入用于上述第2RF功率放大器的第2增益控制单元 (17)的第2信号输入端子(参照图20、图21)。
根据上述优选实施方式，可以使上述第1输出放大信号在上述芯 片的上述第1边的导出点与上述第1检测信号在上述芯片的上述第3 边的导入点之间的距离较大。可以使上述第2输出放大信号在上述芯 片的上述第2边的导出点与上述第2检测信号在上述芯片的上述第3 边的导入点之间的距离较大。从而可以降低传递到增益控制单元的信 号输入端子的输出放大信号的高次谐波成分的电平。
在更优选的实施方式的RF模块中，在上述第1输出放大信号 (Pout_LB)在上述第1边的导出点与上述第1检测信号(Vcp1_LB) 在上述第3边的导入点之间配置上述第2检测信号(Vcp1_HB)在上 述第3边的导入点。在上述第2输出放大信号(Pout_HB)在上述第 2边的导出点与上述第2检测信号(Vcp1_HB)在上述第3边的导入 点之间配置上述第1检测信号(Vcp1_LB)在上述第3边的导入点(参 照图20、图21)。
根据上述更优选的实施方式，可以进一步降低传递到增益控制单 元的信号输入端子的输出放大信号的高次谐波成分的电平。
在其它更优选的实施方式的RF模块中，在上述第1输出放大信 号(Pout_LB)在上述第1边的导出点与上述第1检测信号(Vcp1_LB) 在上述第3边的导入点之间，与接地电压(GND)连接的第1接地布 线(402)与上述第3边连接。在上述第2输出放大信号(Pout_HB) 在上述第2边的导出点与上述第2检测信号(Vcp1_HB)在上述第3 边的导入点之间，与上述接地电压(GND)连接的第2接地布线(404) 与上述第3边连接(参照图21)。
在更具体的实施方式的RF模块中，上述第1接地布线(402) 在上述第3边的附近配置在上述第2检测信号(Vcp1_HB)的上述导 入点与上述第1检测信号(Vcp1_LB)的上述导入点之间。上述第2 接地布线(404)在上述第3边的附近配置在上述第1检测信号 (Vcp1_LB)的上述导入点与上述第2检测信号(Vcp1_HB)的上述 导入点之间(参照图21)。
在更具体的实施方式的RF模块中，上述第1频带RF信号 (Rfin_LB)是GSM850和GSM900的RF发送信号，上述第2频带 RF信号(Rfin_HB)是DCS1800和PCS1900的RF发送信号(参照 图23)。
在最具体的实施方式的RF模块中，上述第1定向耦合器和上述 第2定向耦合器是在主线路与副线路之间连接了电容元件的微耦合 器。
《实施方式的说明》
以下更详细地说明实施方式。在以下的实施方式中，为了方便， 在必要时分割成多个部分或实施方式进行说明，但除非特别指出，它 们并非相互无关系，而具有一方是另一方的一部分或全部的变形例、 详细、补充说明等关系。另外，在以下的实施方式中，在言及要素数 等(个数、数值、量、范围等)时，除了特别指出的情况以及原理上 明显地限定于特定数的情况等，均不限定于该特定数，可以在该特定 数以上，也可以在该特定数以下。
而且，在以下的实施方式中，其构成要素(也包括要素步骤)除 了特别指出的情况以及认为原理上明显必须的情况等，当然不一定是 必须的。同样，在以下的实施方式中，在言及构成要素等的形状、位 置关系等时，除了特别指出的情况以及认为原理上明显地不是那样的 情况等，实际上包括与该形状等近似或类似的形状等。对于上述数据 和范围也同样如此。
以下根据附图详细说明本发明的实施方式。在用于说明实施方式 的所有图中，原则上对同一部件附以同一符号，并省略其重复说明。 另外，作为本发明实施方式的电子装置的一个例子，以下对共振电路 和包含该共振电路的高频模块的结构及动作进行说明。
(实施方式1)
图1是在本发明实施方式1的高频模块中示出其结构的一例的框 图。本实施方式1的高频模块(高频功率放大模块)例如在便携电话 机等移动体通信设备中使用，对应于低波段频带和高波段频带这两者。 例如，GSM(Global System for Mobile Communication)850或 GSM900等对应于低波段，GSM1800或GSM1900等对应于高波段。 这里，GSM是指数字便携电话中使用的无线通信方式的规格。GSM 中有四个要使用的电波频带，将900MHz频带(880～960MHz)称为 GSM900，或简称为GSM。另外，将1800MHz频带(1710～1880MHz) 称为GSM1800或DCS1800或PCN，将1900MHz频带(1850～ 1990MHz)称为GSM1900或DCS1900或PCS(Personal Communication Service)。GSM1900主要在北美使用。在北美另外 也使用850MHz频带(824～894MHz)的GSM850。
图1所示的高频模块RF_MDL由一个多层布线基板实现，在多 层布线基板上安装形成了通电电路(功率放大电路、高频功率放大电 路)等的半导体芯片PA_CP、形成了天线开关电路ANT_SW的半导 体芯片。另外，在RF_MDL上，利用SMD(Surface Mount Device， 表面安装器件)部件或多层布线基板的布线图案，形成输出匹配电路 MN_LB、MN_HB、耦合电路(定向耦合器)CPL_LB、CPL_HB以 及各种滤波电路LPF_LB、LPF_HB、ANT_FIL、ESD_FIL、RX_FIL1、 RX_FIL2。
半导体芯片PA_CP具备通电电路PA_LB、PA_HB和控制电路 CTL。PA_LB对经由未图示的调制电路等输入到外部输入端子 Pin_LB的GSM850或GSM900这样的低波段信号进行放大。放大后 的信号依次经由输出匹配电路MN_LB、耦合电路CPL_LB以及低通 滤波电路LPF_LB，传送到天线开关电路ANT_SW的端子P1。 MN_LB 例如是对特性阻抗50Ω等进行阻抗匹配的电路，CPL_LB检测通过 MN_LB后的PA_LB的输出功率值，并将其检测信号DS_LB输出到 PA_CP内的控制电路CTL。低通滤波电路LPF_LB从通过CPL_LB 后的PA_LB的输出信号中使高次谐波信号(例如2次谐波(2HD) 和3次谐波(3HD)等)衰减。LPF_LB也可以是使特定频带通过的 带通滤波器(BPF)或使特定频带衰减的带除滤波器(BEF)。
另一方面，PA_HB对经由未图示的调制电路等输入到外部输入 端子Pin_HB的GSM1800或GSM1900这样的高波段信号进行放大。 放大后的信号依次经由输出匹配电路MN_HB、耦合电路CPL_HB以 及低通滤波电路(或者BPF或者BEF)LPF_HB，传送到ANT_SW 的端子P2。MN_HB例如是对特性阻抗50Ω等进行阻抗匹配的电路， CPL_HB检测通过MN_HB后的PA_HB的输出功率值，并将其检测 信号DS_HB输出到PA_CP内的CTL。LPF_HB从通过CPL_HB后 的PA_HB的输出信号中使高次谐波(例如2次谐波(2HD)和3次 谐波(3HD)等)衰减。
半导体芯片PA_CP内的控制电路CTL接收针对外部控制输入端 子CS1的、来自未图示的基带电路的控制信号和上述检测信号 DS_LB、DS_HB，控制PA_LB、PA_HB和ANT_SW。来自基带电路 的控制信号中包括例如根据便携电话与基站之间的距离生成的针对 PA_LB、PA_HB的输出功率电平指定信号、根据收发处理内容生成 的针对ANT_SW的开关切换信号等。CTL根据该输出功率电平指定 信号和检测信号DS_LB、DS_HB，控制PA_LB、PA_HB的增益，并 根据该开关切换信号控制ANT_SW。
ANT_SW根据上述的来自CTL的控制信号，向天线端子P0连 接端子P1～P4中的某一个。天线端子P0经由天线滤波电路ANT_FIL 和ESD滤波电路ESD_FIL与外部天线端子ANT连接，未图示的天 线连接在该ANT上。ANT_FIL主要进行从ANT_SW生成的高次谐 波的衰减和来自天线的接收信号中包含的高次谐波的衰减等。 ESD_FIL主要对来自天线的接收信号进行在ESD(Electro Static Discharge，静电释放)方面成为问题的频带(例如400MHz频带和 500MHz频带等)的去除。
另外，ANT_SW的端子P3经由接收滤波电路RX_FIL1与外部 输出端子RX_LB连接，ANT_SW的端子P4经由接收滤波电路 RX_FIL2与外部输出端子RX_HB连接。从天线接收的低波段信号被 传送到RX_LB，从天线接收的高波段信号被传送到RX_HB，这些信 号被输出到未图示的解调电路等。RX_FIL1对从天线接收的低波段信 号进行高次谐波的衰减，RX_FIL2对从天线接收的高波段信号进行高 次谐波的衰减。
这样的对应多个波段的高频模块与对应于一个波段的高频模块 相比，变得大型化，因此除了半导体芯片的尺寸外，还要求用更小的 面积或更低的成本来形成各种滤波电路等。这里，为了实现多层布线 基板的小型化(薄膜化)和低成本化，例如最好使用被广泛使用的、 具有4层或5层左右的层叠结构的陶瓷基板等。这种情况下，在该4 层或5层以内可以多么小型化地形成图1的各种滤波电路(LPF_LB、 LPF_HB、ANT_FIL、ESD_FIL、RX_FIL1和RX_FIL2)和输出匹 配电路(MN_LB、MN_HB)是很重要的。图1的各种滤波器或输出 匹配电路内常常包含由电感器和电容器构成的并联共振电路，如果可 以在不使用SMD部件的情况下小型地形成这样的并联共振电路，则 对高频模块的小型化或低成本化是有益的。
这样的并联共振电路例如可以用图2所示的结构来实现。图2在 本发明实施方式1的共振电路中示出其结构例，(a)是斜视图，(b) 是表示(a)的各层的平面图。图2(a)、(b)所示的共振电路例如 使用包括第1布线层LY1以及在其下层按顺序层叠的第2布线层 LY2～第4布线层LY4的4层的多层布线基板来实现。另外，LY4的 背面作为接地电极。
在LY1～LY4上分别形成由通过将线路大致环状地形成大约1 周而形成的形状构成的布线图案MS21～MS24。MS21的一端作为信 号输入节点Nin，另一端经由形成在自身环的中心部的通路孔导体 VH13a与MS23连接。MS23的一端经由形成在自身环的中心部的通 路孔导体VH13a与上述的MS21连接，另一端经由形成在自身环的角 部的通路孔导体VH34a与MS24连接。
MS24的一端经由形成在自身环的角部的通路孔导体VH34a与 上述的MS23连接，另一端经由形成在自身环的旁边的通路孔导体 VH24a与MS22连接。MS22的一端经由形成在自身环的旁边的通路 孔导体VH24a与上述的MS24连接，另一端作为信号输出节点Nout。 因此，在从Nin向Nout传送了信号的情况下，在各布线图案MS21～ MS24中沿逆时针的环来传送信号，MS21～MS24作为电感器起作用。 Nin与Nout也可以相反。另外，在MS23和MS24的各线路中设置一 部分蛇行的形状是为了增加线路长度，从而增大电感值。
这里，作为图2的结构整体，等价地作为由电感器(线圈)Lm1 和电容器(电容)Cm1构成的并联共振电路LC1起作用。该并联共 振电路LC1的主要特征例如在于以下几点。首先，第一点是，通过布 线的引绕，使信号输入节点Nin和信号输出节点Nout间的电容成分 增加。图3(a)是图2的并联共振电路LC1的简单的等价电路图， 图3(b)是作为其比较例在专利文献1的图8中示出的螺旋电感器 Lc1的简单的等价电路图。
在图3(a)所示的并联共振电路LC1中，第1布线层LY1的信 号输入节点Nin依次经由LY1的电感器L1、第3布线层LY3的电感 器L3、第4布线层LY4的电感器L4以及第2布线层LY2的电感器 L2与信号输出节点Nout连接。L1～L4分别对应于图2的布线图案 MS21～MS24。另外，在Nin与Nout之间连接形成LY1与LY2间的 层间电容的电容器C1，在LY2与LY3之间、LY3与LY4之间、LY4 与背面之间也分别连接形成层间电容的电容器C2、C3、C4。
另一方面，在图3(b)所示的螺旋电感器Lc1中，LY1的Nin 依次经由LY1的电感器L11、LY2的电感器L12、LY3的电感器L13 以及LY4的电感器L14与Nout连接。另外，在LY1与LY2之间、 LY2与LY3之间、LY3与LY4之间、LY4与背面之间分别连接形成 层间电容的电容器C11、C12、C13、C14。在图3(a)、(b)中， 更严格地，例如在图3(a)的L3与L4的接点N1等处插入与通路孔 导体相伴的电感器或电阻，并且与其并联地插入与LY3和LY4的层 间电容相伴的电容器，但在此简单地用布线表示通路孔导体，相应地 也省略了电容器。在图3(a)、(b)中的其它存在通路孔导体的部 位也同样如此。
从该等价电路可知，在图3(a)中，通过以相互邻接的层形成 Nin和Nout，有效率地进行其间的电容耦合(即对应于电容器C1)， 并且通过引绕布线，LY1～LY4的全部的电感成分作为Nin与Nout 之间的电感成分作出贡献。而在图3(b)中，电感成分的贡献与图3 (a)相同，但由于Nin与Nout之间的电容耦合经由多个串联连接的 电容器(例如C11与C13)进行，因此Nin与Nout之间的电容耦合 变弱。因此，通过使用图3(a)所示的布线的引绕，与图3(b)相比， 可以增加Nin与Nout之间的电容值，从而可以实现小型或低成本的 共振电路。
第二点是，MS21与MS22的线路宽度大致相同，MS23与MS24 的线路宽度也大致相同，但MS21与MS22的最大线路宽度形成为比 MS23与MS24的最大线路宽度粗。由此可以跨过MS21～MS24来形 成电感成分，并且利用形成为相互夹着层对置的MS21和MS22，可 以进一步增大Nin与Nout之间的电容值。
第三点是，通过将MS21和MS22设置在从LY4背面的接地电 极离开的层(LY1、LY2)上，与形成在LY3和LY4等上的情况相比， 可以实现大的电感值。一般情况下，由于接地面产生的镜像电流的影 响，设置在接地面上的布线图案的电感变小，因此离开布线图案的接 地面的距离越大，就可以变得越大。因此，通过形成这样的结构，每 单位面积的电感值被最大化，因此可以使得到期望的电感值所需的面 积最小，从而可以使共振电路小型化。另外，由于MS21～MS24各部 分的电感值的平衡，通过将MS23和MS24设置在从LY4背面的接地 电极离开的层(LY1、LY2)上、从而使基于MS23和MS24的电感 值最大化的做法有时能更有效地降低共振电路的共振频率，或者在不 改变共振频率的情况下使面积小型化，因此在这种情况下，设置了 MS21～MS24的层的顺序也可以与图2相反。
第四点是，图2的各布线图案MS21～MS24形成为从表面看时 投影面积小。换言之，在从表面侧投影MS21～MS24各自的布线图案 的占有面积时，形成对应于某一个布线图案的占有区域包含对应于其 它布线图案的占有区域的关系。图4是表示透过地看图2的主要部分 的情况下的结构例的斜视图。
如图4所示，MS21～MS24的实质占有区域分别是AA21～ AA24。然后，在从表面侧投影来看该AA21～AA24时，例如形成在 AA21内含有AA22～AA24的关系。这里形成AA21～AA24的占有区 域相等的关系，A21的全部含有AA22～AA24的全部。占有区域的大 小(即投影面积)(A21×A22)不特别限定，但例如为1mm×1mm左 右。由此例如专利文献3(利用图7(b)后述)中所示，与错开形成 各布线图案的情况相比，可以利用小面积来实现并联共振电路。
这里如上所示为了降低多层基板的成本示出了4层基板的结构 例，但在不脱离其要义的范围内，基板的层数和通路孔导体的引绕方 式可以进行种种变更。例如，也可以变更图2从第1布线层按照第4 布线层、第3布线层、第2布线层的顺序来引绕布线。另外，例如在 使用3层基板的情况下，可以在第1布线层和第2布线层上形成MS1 等线路宽度粗的布线图案，在第3布线层上形成MS3等布线宽度细的 布线图案，并将该第3布线层的布线图案的一端连接在第1布线层上， 将另一端连接在第2布线层上。
另外，在使用5层基板的情况下，例如可以在第1布线层和第2 布线层上形成MS1等线路宽度粗的布线图案，在第3布线层～第5 布线层上以描绘螺旋的方式形成MS3等布线宽度细的布线图案，并将 第3布线层的布线图案的一端连接在第1布线层上，将第5布线层的 布线图案的一端连接在第2布线层上。而且，只要多层布线基板的成 本没有问题，就同样可以应用于6层以上的多层布线基板。
如上所述，利用本实施方式1可以实现共振电路以及包含该共振 电路的高频模块的小型化或低成本化。
(实施方式2)
在本实施方式2中说明在图1的各种滤波电路和输出匹配电路中 使用的、与图2不同的共振电路的结构例。图5在本发明实施方式2 的共振电路中示出其结构例，(a)是斜视图，(b)是表示(a)的各 层的平面图。图5(a)、(b)所示的共振电路与图2同样，例如使 用包括第1布线层LY1  第4布线层LY4的4层的多层布线基板来实 现，LY4的背面作为接地电极。
在LY1、LY2上分别形成由通过将线路大致环状地形成大约1 周而形成的形状构成的布线图案MS31、MS32。LY3、LY4上分别形 成由面状形状构成的布线图案(电极图案)MS33、MS34。MS31的 一端作为信号输入节点Nin，该信号输入节点Nin还经由形成在自身 环的中心部的通路孔导体VH13b与MS33连接。另一方面，MS31的 另一端经由形成在自身环的角部的通路孔导体VH12b与MS32连接。
MS32的一端经由形成在自身环的角部的通路孔导体VH12b与 上述的MS31连接，另一端作为信号输出节点Nout，同时经由形成在 自身环的角部的通路孔导体VH24b与MS34连接。另外，MS33与 MS34形成为相互夹着层对置。因此，在从Nin向Nout传送了信号的 情况下，在MS31和MS32中沿逆时针的环来传送信号，MS31和MS32 作为电感器起作用。而且，在Nin和Nout中由MS33和MS34形成 电容，因此图5的结构例整体上等价地作为由电感器Lm2和电容器 Cm2构成的并联共振电路LC2起作用。另外，Nin与Nout也可以相 反。
图6是图5的并联共振电路LC2的简单的等价电路图。在图6 中，LY1的Nin依次经由LY1的电感器L5、LY2的电感器L6与Nout 连接。L5、L6分别对应于图5的布线图案MS31、MS32。另外，在 Nin与Nout之间连接对应于图5的LY3的MS33和LY4的MS34的 电容器C7，在LY1与LY2之间、LY2与LY3之间、LY4与背面之 间分别连接形成层间电容的电容器C5、C6、C8。与上述的图3的等 价电路同样，省略通路孔导体的相关显示。
在这样的结构中，本实施方式2的共振电路的主要特征例如在于 以下几点。首先，第一点是，与实施方式1同样，除了通过以相互邻 接的层形成Nin和Nout来增大电容值(对应于图6的C5)外，还利 用MS33和MS34进一步增大电容值(在图6中对应于与C5并联连 接的C7)。另外，第二点、第三点也象实施方式1中说明的那样，将 电感器(MS31和MS32)设置在离开接地面的层上、以及构成为投影 面积小。
关于该第三点的投影面积，使用图7进行说明。图7(a)是表示 透过地看图5的主要部分的情况下的结构例的斜视图，图7(b)是表 示作为其比较例的结构的斜视图。图7(b)所示的作为比较例的共振 电路LCc2反映了前述的专利文献3的结构例。如图7(a)所示，图 5中的MS31～MS34的实质占有区域分别是AA31～AA34。然后，在 从表面侧投影来看该AA31～AA34时，例如形成在AA31内含有 AA32～AA34的关系。占有区域的大小(即投影面积)(A31×A32) 不特别限定，但例如为1mm×1mm左右。
而在比较例中，如图7(b)所示，电感器图案的实质占有区域 为AA41、AA42，电容器图案的实质占有区域为AA43、AA44。因此， 在从表面侧投影来看该AA41～AA44时，形成例如在AA41内不含有 AA43的关系。这种情况下，虽然投影面积增大，但通过使用图7(a) (图5)的结构，可以实现并联共振电路的小型化。
但是，作为图2的结构例和图5的结构例的比较，如果各自利用 相同面积和相同层数来形成，则图5的结构例与图2的结构例相比， 用MS31和MS32这两层来实现电感成分，因此电感值小。并且，由 于MS33和MS34形成在基于AA33和AA34的狭窄的投影面积内， 因此电容值也小。因此，基于图5的结构例的共振频率大于基于图2 的结构例的共振频率，因此图5的结构例例如可以用于图1的对应于 高波段的滤波电路等中。
另外，在图5的结构例中，与图2的结构例的情况相同，在不脱 离其要义的范围内，基板的层数和通路孔导体的引绕方式可以进行种 种变更。例如，在使用5层基板的情况下，通过第1布线层→第3布 线层→第2布线层的引绕，以描绘螺旋的方式形成MS31等布线图案， 在第4布线层和第5布线层上形成MS33等面状的布线图案。然后， 将第1布线层的布线图案的一端连接在第4布线层上，将第2布线层 的布线图案的一端连接在第5布线层上。在图5的结构例的情况下， 无论基板的层数怎样，通过将形成电感器的布线图案设置在比形成电 容的面状的布线图案更远离接地电极的层上，就可以使每单位面积的 电感值最大化，使得到期望的电感值所需的面积最小化，从而可以使 共振电路小型化。
如上所述，利用本实施方式2可以实现共振电路以及包含该共振 电路的高频模块的小型化或低成本化。
(实施方式3)
本实施方式3说明在图1的高频模块中应用图2的并联共振电路 LC1或图5的并联共振电路LC2的情况下的详细结构例。图8是在本 发明实施方式3的高频模块中示出其结构例的电路图。在图8所示的 高频模块中，如图1所示，低波段用的通电电路PA_LB的输出经由 输出匹配电路MN_LB、耦合电路CPL_LB、低通滤波电路LPF_LB 以及电容器Cs13，传送到天线开关电路ANT_SW。这里，形成在半 导体芯片上的PA_LB的输出经由焊接线等与形成在布线基板上的 MN_LB连接。另外，Cs13是直流截止用的电容器，例如由SMD部 件形成。
PA_LB例如形成通过从属连接3个功率晶体管而形成的3级结 构的放大电路。MN_LB例如形成包括传送线路LN1～LN3、设置在 LN1～LN3各自的输出与接地电压GND之间的电容器Cs1～Cs3的3 级结构的低通滤波器型的匹配电路。Cs1～Cs3例如是SMD部件。 LN1～LN3从PA_LB的输出侧开始依次串联连接。Cs1的一端与LN1 的输出连接，另一端经由电感器Li1与GND连接。Cs2、Cs3同样， 分别是一端与LN2、LN3连接，另一端经由电感器Li2、Li3与GND 连接。Li1～Li3例如是相当于通路孔导体等的寄生电感器。
CPL_LB包含分别形成为电磁耦合的主线路和副线路，主线路的 一端与LN3的输出连接，另一端与LPF_LB连接。副线路的一端与终 端电阻(例如50Ω)连接，另一端经由焊接线等连接在与PA_LB形 成在同一个半导体芯片上的功率检测电路DET_LB上。
LPF_LB由设置在上述的CPL_LB的主线路的一端与电容器 Cs13的一端之间的并联共振电路和分别连接在该并联共振电路的两 端与GND之间的2个串联共振电路构成。并联共振电路由电感器Li9 和电容器Cs9构成。串联共振电路中的一个由从上述的CPL_LB的主 线路的一端开始依次连接的电容器Cs8和电感器Li8构成，串联共振 电路中的另一个由从上述的Cs13的一端开始依次连接的电容器Cs10 和电感器Li10构成。Cs8～Cs10例如由SMD部件形成，Li8～Li10 由布线基板的内置电路(通路孔导体或传送线路)形成。该LPF_LB 针对从PA_LB输出的低波段信号，例如使其2次谐波(2HD)、3次 谐波(3HD)和7次谐波(7HD)衰减。
另一方面，与该低波段侧的结构相同，在高波段侧，高波段用的 通电电路PA_HB的输出经由输出匹配电路MN_HB、耦合电路 CPL_HB、低通滤波电路LPF_HB以及电容器Cs14，传送到天线开关 电路ANT_SW。这里，PA_HB的输出经由焊接线等与MN_HB连接。 另外，Cs14是直流截止用的电容器，例如由SMD部件形成。
PA_HB与PA_LB同样，例如形成通过从属连接3个功率晶体管 而形成的3级结构的放大电路。MN_HB例如形成包括传送线路LN4～ LN7、设置在LN4～LN7各自的输出与GND之间的电容器Cs4～Cs7 的4级结构的低通滤波器型的匹配电路。Cs4～Cs7例如是SMD部件。 LN4～LN7从PA_HB的输出侧开始依次串联连接。Cs4的一端与LN4 的输出连接，另一端经由电感器Li4与GND连接。Cs5、Cs6、Cs7 同样，分别是一端与LN5、LN6、LN7连接，另一端经由电感器Li5、 Li6、Li7与GND连接。Li4～Li7例如是相当于通路孔导体等的寄生 电感器。
CPL_HB包含分别形成为电磁耦合的主线路和副线路，主线路的 一端与LN7的输出连接，另一端与LPF_HB连接。副线路的一端与 终端电阻(例如50Ω)连接，另一端经由焊接线等连接在与PA_HB (以及PA_LB)形成在同一个半导体芯片上的功率检测电路DET_HB 上。
LPF_HB由设置在上述的CPL_HB的主线路的一端与电容器 Cs14的一端之间的并联共振电路和连接在该并联共振电路的一端 (Cs14侧)与GND之间的串联共振电路构成。并联共振电路由电感 器Li11和电容器Cs11构成。串联共振电路由从上述的Cs14的一端 开始依次连接的电容器Cs12和电感器Li12构成。Cs11、Cs12例如由 SMD部件形成，Li11、Li12由布线基板的内置电路形成。该LPF_HB 针对从PA_HB输出的高波段信号，例如使其2次谐波(2HD)、3 次谐波(3HD)衰减。
天线开关电路ANT_SW的天线端子P0依次经由天线滤波电路 ANT_FIL、ESD滤波电路ESD_FIL和电容器Cs16与外部天线端子 ANT连接。Cs16(在此为8.2pF)是直流截止用的电容器，例如由SMD 部件形成。另外，在ANT与GND之间连接例如由SMD部件构成的 阻抗调整用的电感器Ls(在此为15nH)。
ANT_FIL具备连接在P0与Cs16的一端之间的并联共振电路和 连接在P0与GND之间的阻抗调整用的电容器Cs15。Cs15(在此为 0.5pF)例如由SMD部件形成。另一方面，并联共振电路由电感器Li13 和电容器Ci1构成，这里使用在实施方式2中示出的图5的并联共振 电路LC2。该并联共振电路用1mm×1mm的电路面积实现，Li13的 电感值例如是3.5nH，Ci1的电容值例如是0.25pF。由此，使形成高 波段信号的3次谐波(3HD)的5.4GHz前后的信号衰减。该ANT_FIL 主要进行通过ANT_SW产生的高波段信号的3HD的衰减和针对从天 线接收的高波段信号的3HD的衰减。
ESD_FIL具有从Cs16的一端向GND依次串联连接的电容器 Cs15和电感器Li14。Cs15例如由SMD部件形成，具有13pF的电容 值。Li14由布线基板的内置电路形成，具有12nH的电感值。ESD_FIL 主要针对从天线接收的信号，使成为ESD对策方面的问题的400MHz 前后的信号衰减。
ANT_SW的端子P3依次经由直流截止用的电容器Cs17和接收 滤波电路RX_FIL1与外部输出端子RX_LB连接。Cs17(在此为7.4pF) 例如由SMD部件形成。
RX_FIL1连接在Cs17的一端与RX_LB之间，具备由电感器Li15 和电容器Ci2构成的并联共振电路。这里，在该并联共振电路中使用 在实施方式1中示出的图2的并联共振电路LC1。该并联共振电路用 1mm×1mm的电路面积实现，Li15的电感值例如是5.6nH，Ci2的电 容值例如是0.6pF。由此，使形成低波段信号的3次谐波(3HD)的 2.7GHz前后的信号衰减。即，该RX_FIL1进行针对从天线接收的低 波段信号的3HD的衰减。
ANT_SW的端子P4依次经由接收滤波电路RX_FIL2和直流截 止用的电容器Cs19与外部输出端子RX_HB连接。Cs19(在此为8pF) 例如由SMD部件形成。RX_FIL2具有从P4向GND依次串联连接的 电容器Cs18和电感器Li16。Cs18例如由SMD部件形成，具有10pF 的电容值。Li16由布线基板的内置电路形成，具有9nH的电感值。 RX_FIL2这里利用ANT_FIL使高波段信号的3HD衰减，因此与 RX_FIL1不同，具备ESD对策用的滤波电路。该RX_FIL2使成为 ESD对策方面的问题的400MHz前后的信号衰减。
如上所述，在图8的高频模块中，为了针对低波段信号和高波段 信号使3次谐波(3HD)衰减，使用图2和图5所示的、不使用SMD 部件并且可以用小面积实现的并联共振电路LC1、LC2。由此可以实 现高频模块的小型化或低成本化。虽然在此对应于高波段信号使用图 5的结构，对应于低波段信号使用与图5的结构相比可以实现更低的 共振频率的图2的结构，但只要可以实现必要的电路常数，不特别限 定于该组合。
另外，这里虽然将图2和图5的并联共振电路LC1、LC2用于3 次谐波(3HD)的衰减，但当然也可以用于2次谐波(2HD)的衰减 或以外的n(n≥4)次谐波的衰减。即，例如在图8的电路中也可以应 用于LPF_LB或LPB_HB等。在本实施方式3中仅应用于3次谐波 (3HD)的衰减是因为，用于3HD衰减的滤波电路针对与布线基板的 制造偏差相伴的特性变动具有足够的余量。即，实际上，在产生布线 基板的制造偏差的情况下，虽然有时利用SMD部件的参数来校正其 影响，但其必要性低。
另外，对应于图8中的电感器Li15和电容器Ci2的图2的并联 共振电路LC1如上所述可以用图3(a)的等价电路来表示。在算出 这种情况下的各电路元件的参数值时，L1、L2、L3、L4分别具有0.8nH、 0.8nH、2.0nH、2.0nH左右作为概算值。另外，C1、C2、C3、C4分 别具有0.4pF、0.1pF、0.1pF、0.1pF左右作为概算值。由此可知，利 用图2的MS21和MS22可以实现足够的电感成分(L1、L2)和足够 的电容成分(C1)。
另一方面，对应于图8中的电感器Li13和电容器Ci1的图5的 并联共振电路LC2如上所述可以用图6的等价电路来表示。在算出这 种情况下的各电路元件的参数值时，L5、L6分别具有1.7nH、1.7nH 左右作为概算值。另外，C5、C6、C7、C8分别具有0.05pF、0.05pF、 0.15pF、0.15pF左右作为概算值。
这样，图5的并联共振电路LC2与图2的并联共振电路LC1相 比，电感值和电容值小，但可以实现使高次谐波衰减所需的足够的常 数。另外，从上述的等价电路可知，图5的LC2与图2的LC1相比， 作为构成要素的参数(电路元件)数少，因此认为对上述的布线基板 等的偏差的影响小。
如上所述，利用本实施方式3可以实现共振电路以及包含该共振 电路的高频模块的小型化或低成本化。
(实施方式4)
本实施方式4示出解决在使图1的高频模块小型化时可能产生的 回传通道的问题的方式。首先，使用图9来说明回传通道的问题。图 9是在作为本发明的前提所研究的高频模块中示出其通电电路周边的 结构例的电路图。
图9所示的高频模块RF_MDLc1是从实施方式3中所示的图8 的电路例中抽出高波段信号用的通电电路PA_HB及其输出匹配电路 MN_HB的部分而形成。以后省略与图8重复的部分的说明。图9的 高频模块RF_MDLc1作为其布线基板的结构，通常在形成有PA_HB 的半导体芯片的正下方的各布线层(LY2～LY4)上形成接地电极图 案，通过分别用通路孔导体连接该各个接地电极图案或背面的接地电 极，形成最稳定的接地电压GND的区域。该区域一般被称为热通路 TV的形成区域。
另一方面，例如在与PA_HB的输出连接的输出匹配电路 MN_HBc1中，PA_HB的输出功率经由电容器Cs4～Cs7(特别是Cs4) 和电感器Li4～Li7(特别是Li4)流入LY3的接地电极图案。该接地 电极图案由LY3连接到热通路TV的形成区域，进而经由通路孔导体 还与背面的接地电极连接。另外，Cs4～Cs7例如作为SMD部件安装 在第1布线层LY1上，Li4～Li7相当于连接该LY1和LY3的通路孔 导体。
在图8的电路例中虽然没有图示，但PA_HB中包含的、分别从 属连接的3级功率晶体管的各输出节点上连接有例如图9所示的偏置 电路BC。BC一般经由被称为扼流线圈等的高频切断用电感器，将偏 置电压Vcc供给功率晶体管的各输出(即向下一级的输入)，并且在 该Vcc与接地电压GND之间设置被称为去耦电容器等的高频接地用 电容器。在图9中，该扼流线圈相当于传送线路LN61～LN65或电感 器Ls2，去耦电容器相当于电容器Cd1～Cd3。
在此，Cd1～Cd3例如作为SMD部件安装在LY1上，其一端与 Vcc连接，另一端经由连接LY1和LY3之间的通路孔导体(电感器) VH1～VH3与LY3的接地电极图案连接。因此，如图9的箭头所示， 形成如下的路径：PA_LB的输出电流经由电容性耦合(Cs4～Cs7(特 别是Cs4))流入LY3的接地电极图案，进而，从该接地电极图案经 由电容性耦合(Cd1～Cd3)反馈到功率晶体管的输入。该路径被称为 回传通道RP。
在图9的电路例中示出了经由偏置电路BC的回传通道RP，其 它虽然没有图示，但例如还存在经由插入到功率晶体管的各级间的匹 配电路的回传通道等。即，例如在用焊接线暂且将第一级的功率晶体 管的输出拉出到布线基板上、并在布线基板上进行阻抗匹配后，有时 会再次经由焊接线返回到第二级的功率晶体管的输入，这种情况下的 布线基板上的匹配电路也能形成回传通道。回传通道如上所述引起振 荡现象等，成为误动作等的原因。但是，在图9中，例如只要足够地 确保输出匹配电路MN_HBc1和偏置电路BC等的距离，就可以减少 这样的问题，但反过来小型化变得困难。
因此，为了在实现小型化的同时解决回传通道的问题，例如可以 使用图10的结构。图10是在本发明实施方式4的高频模块中示出其 通电电路周边的结构例的电路图。图10所示的高频模块RF_MDLa 与图9的结构例相比，其特征在于，增加了在LY2中连接电感器(通 路孔导体)Li4、Li5和热通路TV的形成区域的布线图案MS72，并 且增加了连接该MS72和LY3的接地电极图案的多个通路孔导体(电 感器)VHm。另外，MS72中使用线状的布线图案。
根据该结构，以对应于TV形成区域的GND为基准，通路孔导 体Li4、Li5与MS72的接点电位VA高于Li4、Li5与LY3的接地电 极图案的接点电位VB，因此在LY2中大量电流沿着从MS72向TV 的方向流动。此时，由于偏置电路BC与LY3的接地电极图案连接， 因此流向该LY2的电流不直接流动。另外，若干电流还经由通路孔导 体Li4、Li5流向LY3的接地电极图案，但由于LY3的接地电极图案 通过多个VHm与MS72连接，因此该电流还容易向TV形成区域的 方向流动。因此，电流几乎不流向与LY3的接地电极图案连接的偏置 电路BC侧，从而可以解决回传通道的问题。而且，通过由多个VHm 连接MS72和LY3的接地电极图案，可以减小MS72的电感成分的影 响，从而防止输出匹配电路MN的特性产生偏差的情况。
图11在本发明实施方式4的高频模块中示出其通电电路周边的 布线基板的结构例，(a)是作为比较对象对应于图9的结构的布局图， (b)是对应于图10的结构的布局图。图12在本发明实施方式4的高 频模块中示出对应于图10的结构的布线基板的结构例，(a)是透过 地看布线基板整体时的斜视图，(b)是放大了其通电电路周边的斜 视图，(c)是从(b)中省略了第1布线层的斜视图。
在图11(a)、(b)中，分别示出对应于第1布线层LY1、第2 布线层LY2、第3布线层LY3的布局图案的一部分。如图11(a)所 示，输出匹配电路MN和偏置电路BC被配置在几乎同样的位置上。 图9的结构(比较例)如图11(a)所示，在LY2中没有从MN与热 通路TV的形成区域连接的布线图案，在LY3的接地电极图案中，经 由通路孔导体的MN的GND与经由通路孔导体的BC的GND分别连 接。而图10的结构(本实施方式)如图11(b)和图12(a)～(c) 所示，在LY2中设置从MN与TV的形成区域连接的布线图案MS72， 该MS72还经由多个通路孔导体VHm与LY3的接地电极图案连接。
图13是在图9的结构(比较例)和图10的结构中评价了回传增 益值后的结果，(a)是表示图9的结构的结果的曲线图，(b)是表 示图10的结构的结果的曲线图。如图13所示，图9的高频模块 RF_MDLc1在1.5MHz前后具有15dB左右的回传增益，由此产生振 荡现象。而图10的高频模块RF_MDLa在较宽的频带(0～4GHz) 范围内没有超过0dB的回传增益，从而不产生振荡现象。
图14～图16是在图9的结构(比较例)和图10的结构中进行了 电流密度分析后的结果，图14表示第1布线层LY1中的分析结果， 图15表示第2布线层LY2中的分析结果，图16表示第3布线层LY3 中的分析结果。另外，图14～图16分别个别地分析了在从第3级的 通电电路PA输出了功率的情况下，流向第1级(1st)的功率晶体管 (Tr)的输入的回传电流、流向第2级(2nd)的Tr的输入的回传电 流和流向第3级(3rd)的Tr的输入的回传电流。
首先，在图14所示的LY1的分析结果中，左侧示出作为比较例 的图9的高频模块RF_MDLc1的结果，右侧示出作为本实施方式的图 10的高频模块RF_MDLa的结果。从该图可知，图10的高频模块 RF_MDLa与图9的高频模块RF_MDLc1相比，尤其大大减少了流向 1st Tr的回传电流和流向3rd Tr的回传电流。其次，在图15所示的 LY2的分析结果中可知，在图10的高频模块RF_MDLa中，大量电 流经由上述的布线图案MS72向TV的形成区域侧流动。图9的高频 模块RF_MDLc1由于不具备这样的布线图案，因此不存在相当于图 15的结果。
最后，在图16所示的LY3的分析结果中，左侧示出作为比较例 的图9的高频模块RF_MDLc1的结果，右侧示出作为本实施方式的图 10的高频模块RF_MDLa的结果。从该图可知，图10的高频模块 RF_MDLa与图9的高频模块RF_MDLc1相比，尤其大大减少了流向 1st Tr的回传电流和流向3rd Tr的回传电流。从以上可知，通过使用 图10的高频模块RF_MDLa，可以大幅度地减少流向输入的回传电流。
图17是用于说明图10的结构例的最佳应用例的概略图，(a)、 (b)分别表示不同的结构例。例如，如图17(b)的高频模块RF_MDLc2 所示，有时利用另外的半导体芯片向构成通电电路的3级结构的功率 晶体管(Tr)形成和安装第3级(最末级)。即，在一个半导体芯片 PA_CPc1上形成对应于低波段和高波段的第1级和第2级Tr，在另 外的半导体芯片PA_CPc2上形成对应于低波段的第3级Tr，再在另 外的半导体芯片PA_CPc3上形成对应于高波段的第3级Tr。
这种情况下，将这3个半导体芯片PA_CPc1～PA_CPc3分别安 装到RF_MDLc2上。这样，从第3级Tr的输出到第1级或第2级 Tr的输入之间的距离离开，因此可以容易地避免上述的回传通道的问 题。但是，该结构存在高频模块RF_MDLc2大型化、成本也增大等缺 点。
因此，为了实现小型化或低成本化，最好象图17(a)的高频模 块RF_MDL那样，在一个半导体芯片PA_CP上形成3级Tr。但是， 这样会使从第3级Tr的输出到第1级或第2级Tr的输入之间的距离 变短，从而回传通道的问题变得更明显。这种情况下，使用图10的结 构例可以解决回传通道的问题，并且可以实现高频模块的小型化或低 成本化。
如上所述，利用本实施方式4可以抑制回传通道的问题，由此可 以实现高频模块的小型化或低成本化。
(实施方式5)

图19是表示本发明实施方式5的RF模块的电路结构的图。图 19的RF模块与图18的RF模块的基本差别在于输出匹配电路12c、 定向耦合器(CPL)13和高次谐波去除滤波器(LPF)14的连接顺序。
因此，本发明实施方式5的图19的RF模块具有以下优点。即， 在图19中假定RF功率放大器HPA的输出放大信号Pout的高次谐波 成分被传递到定向耦合器13的副线路与增益控制单元17之间的信号 布线、定向耦合器13的副线路和主线路。尽管这样假定，但在定向耦 合器13的主线路与天线16之间连接高次谐波去除滤波器14。从而可 以避免RF功率放大器HPA的输出的高电平的高次谐波成分经由定向 耦合器13的副线路与增益控制单元17之间的信号布线、定向耦合器 13的副线路和主线路传递到天线16。
图19的RF模块包括RF功率放大器HPA、最末级的输出匹配 电路12c、定向耦合器(CPL)13、高次谐波去除滤波器(LPF)14、 天线开关(ANT_SW)15。天线开关15在RF模块外部与便携电话的 天线(ANT)16连接。

RF功率放大器HPA由单片半导体集成电路的芯片构成，包括初 级放大器10a、初级偏置电路10b、第1级间匹配电路10c、次级放大 器11a、次级偏置电路11b、第2级间匹配电路11c、最末级放大器12a、 最末级偏置电路12b和增益控制单元17。向初级放大器10a的初级 RF输入端子供给RF放大信号RFin，初级放大器10a的初级RF放 大输出信号经由第1级间匹配电路10c供给次级放大器11a的次级RF 输入端子。次级放大器11a的次级RF放大输出信号经由第2级间匹 配电路11c供给最末级放大器12a的最末级RF输入端子。
在单片半导体集成电路的硅芯片上形成构成初级放大器10a、次 级放大器11a、最末级放大器12a的LD(Lateral Diffused，横向扩散) 构造MOS的功率MOSFET。第1级间匹配电路10c减少由于初级放 大器10a的比较高的输出阻抗与次级放大器11a的比较低的输出阻抗 之差导致的信号反射。第2级间匹配电路11c减少由于次级放大器11a 的比较低的输出阻抗与最末级放大器12a的更低的输出阻抗之差导致 的信号反射。第1级间匹配电路10c和第2级间匹配电路11c由形成 在硅芯片上的螺旋电感器或MIM(金属·绝缘膜·金属)层叠电容等单 片无源元件构成。

RF功率放大器HPA的最末级放大器12a的最末级RF放大输出 信号Pout经由单片半导体集成电路的芯片外部的最末级的输出匹配 电路12c与定向耦合器(CPL)13的主线路的一端连接。输出匹配电 路12c减少由于最末级放大器12a的极低的输出阻抗(几Ω左右)与 定向耦合器13、天线16的比较高的输入阻抗(50Ω左右)之差导致 的信号反射。输出匹配电路12c由形成在RF模块的多层布线基板上 的微波传送线TRL1、TRL2、TRL3、电容C1、C2、C3、电感器L1、 L2、L3等分立无源元件构成。定向耦合器(CPL)13的主线路和副 线路由形成在RF模块的多层布线基板上的多层布线构成。
定向耦合器(CPL)13的主线路的另一端的RF信号供给高次谐 波去除滤波器(LPF)14的RF信号输入端子。高次谐波去除滤波器 (LPF)14以极小的衰减率将供给RF信号输入端子的RF信号的基 本频率成分传递到RF信号输出端子，但2倍高次谐波、3倍高次谐 波、4倍高次谐波等高次谐波成分以很大的衰减率衰减。因此，高次 谐波去除滤波器14作为低通滤波器(LPF)动作。高次谐波去除滤波 器14的电感器L5和电容C5的并联连接的并联共振频率f5被设定为 大致等于2倍高次谐波。由于并联共振频率f5下的电感器L5和电容 C5的并联连接的高阻抗，2倍高次谐波以大的衰减率被衰减。高次谐 波去除滤波器14的电感器L4和电容C4的串联连接的串联共振频率 f4被设定为大致等于3倍高次谐波。由于串联共振频率f4下的电感器 L4和电容C4的串联连接的低阻抗，3倍高次谐波以大的衰减率被衰 减。高次谐波去除滤波器14的电感器L6和电容C6的串联连接的串 联共振频率f6被设定为大致等于4倍高次谐波。由于串联共振频率f6 下的电感器L6和电容C6的串联连接的低阻抗，4倍高次谐波以大的 衰减率被衰减。
高次谐波去除滤波器14的RF信号输出端子的RF信号供给天线 开关15的一端，天线开关15的另一端与天线16的一端连接。高次谐 波去除滤波器14的输出端子的RF信号经由DC截止电容器Cdc供给 天线开关15的一个端子。RF功率放大器HPA的最末级放大器12a 的最末级RF放大输出信号Pout与RF信号成分一起还包含DC电压 成分。高次谐波去除滤波器14的DC截止电容器Cdc避免最末级RF 放大输出信号Pout的DC电压成分被传递到天线开关15和天线16。 通过本发明的发明人等的研究知道，利用配置在高次谐波去除滤波器 14的输出端子与天线开关15之间的DC截止电容器Cdc，可以容易 地调整由输出匹配电路12c、定向耦合器13和高次谐波去除滤波器14 构成的信号路径的相位旋转，从而还减少了天线开关15中的失真。
另外，定向耦合器13的副线路的一端和另一端分别与终端电阻 Rt和RF功率放大器HPA的增益控制单元17的检测电压输入端子连 接。经由RF模拟信号处理半导体集成电路向增益控制单元17供给来 自基带信号处理单元的增益控制信号Vramp和来自定向耦合器13的 检测电压Vcp1。另外，增益控制信号Vramp的电平与基站和便携电 话之间的距离成比例，从RF功率放大器HPA供给天线16的RF发 送信号RFout的电平可以由增益控制信号Vramp的电平控制。增益 控制单元17通过控制RF功率放大器HPA的增益，来进行APC动作， 以使来自定向耦合器13的检测电压Vcp1的电平跟随增益控制信号 Vramp的电平。该APC通过基于增益控制单元17所控制的初级偏置 电路10b、次级偏置电路11b、最末级偏置电路12b的初级放大器10a、 初级放大器10a、最末级放大器12a的增益控制来执行。
(实施方式6)
<可发送多波段的RF模块>
图20是表示本发明实施方式6的RF模块的电路结构的图。该 RF模块可以发送GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900的多波段。 因此，第1频带RF信号Rfin_LB由第1RF功率放大器HPA1放大， 第2频带RF信号Rfin_HB由第2RF功率放大器HPA2放大。第1 频带RF信号Rfin_LB是GSM850和GSM900的RF发送信号，第2 频带RF信号Rfin_HB是DCS1800和PCS1900的RF发送信号。
另外，GSM850的RF发送信号的频率是824MHz～894MHz， GSM900的RF发送信号的频率是880MHz～915MHz。DCS1800的 RF发送信号的频率是1710MHz～1780MHz，PCS1900的RF发送信 号的频率是1850MHz～1910MHz。
在图20的RF模块100中，第1RF功率放大器HPA1和第2RF 功率放大器HPA2形成在半导体集成电路芯片IC_Chip之上。在芯片 IC_Chip周边的RF模块100的布线基板上形成第1输出匹配电路22c、 第1定向耦合器23、第1高次谐波去除滤波器24、第2输出匹配电路 12c、第2定向耦合器13、第2高次谐波去除滤波器14和天线开关15。
芯片IC_Chip实质上具有4角形的芯片形状。芯片IC_Chip具 有相互对置且大致平行的第1边Sd1和第2边Sd2。芯片IC_Chip还 具有与第1边Sd1和第2边Sd2连接并且配置成与第1边Sd1和第2 边Sd2大致成直角的第3边Sd3、以及与第3边Sd3对置并且与第3 边Sd3大致平行的第4边Sd4。
第1RF功率放大器HPA1的第1输出放大信号Pout_LB从芯片 IC_Chip的第1边Sd1导出，第2RF功率放大器HPA2的第2输出放 大信号Pout_HB从芯片IC_Chip的第2边Sd2导出。
来自第1定向耦合器23的副线路的第1检测信号Vcp1_LB从芯 片IC_Chip的第3边Sd2导入用于第1RF功率放大器HPA1的第1 增益控制单元27的第1信号输入端子。来自第2定向耦合器13的副 线路的第2检测信号Vcp1_HB从芯片IC_Chip的第3边Sd3导入用 于第2RF功率放大器的第2增益控制单元17的第2信号输端子。
可以使第1输出放大信号Pout_LB在芯片IC_Chip的第1边Sd1 的导出点与第1检测信号Vcp1_LB在芯片IC_Chip的第3边Sd3的 导入点之间的距离较大。可以使第2输出放大信号Pout_HB在芯片 IC_Chip的第2边Sd2的导出点与第2检测信号Vcp1_HB在芯片 IC_Chip的第3边Sd3的导入点之间的距离较大。从而可以降低传递 到增益控制单元27、17的信号输入端子Vcp1_LB、Vcp1_HB的输出 放大信号Pout_LB、Pout_HB的高次谐波成分的电平。
并且，如图20所示，可以在第1输出放大信号Pout_LB在第1 边Sd1的导出点与第1检测信号Vcp1_LB在第3边Sd3的导入点之 间配置第2检测信号Vcp1_HB在第3边Sd3的导入点。同样，可以 在第2输出放大信号Pout_HB在第2边Sd2的导出点与第2检测信号 Vcp1_HB在第3边Sd3的导入点之间配置第1检测信号Vcp1_LB在 第3边Sd3的导入点。从而可以进一步降低传递到增益控制单元27、 17的信号输入端子Vcp1_LB、Vcp1_HB的输出放大信号Pout_LB、 Pout_LB的高次谐波成分的电平。 
<芯片周边的RF模块的布线>
图21是表示图20的RF模块100的芯片IC_Chip的周边布线的 状况的图。图21(A)是表示该状况的平面图，图21(B)是表示该 状况的斜视图。
如图21(A)所示，在第1输出放大信号Pout_LB在第1边Sd1 的导出点与第1检测信号Vcp1_LB在第3边Sd3的导入点之间，与 接地电压GND连接的第1接地焊接线402与第3边Sd3连接。从第1 边Sd1的第1输出放大信号Pout_LB的导出点到与第1增益控制单元 27的第1检测信号Vcp1_LB的导入点连接的焊接线401，存在虚线所 示的第1输出放大信号Pout_LB的高次谐波耦合信号路径 HD_LB_SP。第1接地焊接线402可以有效地减少经由耦合信号路径 HD_LB_SP的、从第1输出放大信号Pout_LB的导出点向第1检测信 号Vcp1_LB的导入点的信号串扰。另外，在第2输出放大信号 Pout_HB在第2边Sd2的导出点与第2检测信号Vcp1_HB在第3边 Sd3的导入点之间，与接地电压GND连接的第2接地焊接与第 3边Sd3连接。从第2边Sd2的第2输出放大信号Pout_HB的导出点 到与第2增益控制单元17的第2检测信号Vcp1_HB的导入点连接的 焊接线405，存在虚线所示的第2输出放大信号Pout_HB的高次谐波 耦合信号路径HD_HB_SP。第2接地焊接线404可以有效地减少经由 耦合信号路径HD_HB_SP的、从第2输出放大信号Pout_HB的导出 点向第2检测信号Vcp1_HB的导入点的信号串扰。
另外，在图21(A)中，芯片IC_Chip的第3边Sd3左侧的6 个正方形表示与焊接线400...406连接的芯片IC_Chip上的焊盘。另 外，芯片IC_Chip的第3边Sd3右侧的6个正方形表示与焊接线 400...406连接的RF模块100的布线基板表面的布线区域。
图21(B)的斜视图立体地示出第2接地焊接线404有效地减少 经由耦合信号路径HD_HB_SP的、从第2边Sd2的第2输出放大信 号Pout_HB的导出点向第3边Sd3的第2检测信号Vcp1_HB的导入 点的信号串扰。焊接线400...406在芯片IC_Chip的4个边的周边具 有比较高、长的布线距离。与第1增益控制单元27的第1检测信号 Vcp1_LB的导入点连接的焊接线401左右的接地焊接线400、402有 效地减少有害的信号串扰。同样，与第2增益控制单元17的第2检测 信号Vcp1_HB的导入点连接的焊接线405左右的接地焊接线404、406 也有效地减少有害的信号串扰。
(实施方式7)
<可发送多波段的具体的RF模块>
图22是表示本发明实施方式7的具体的RF模块的电路结构的 图。图22所示的具体的RF模块与图20所示的RF模块的基本差别 在于天线开关15。
在图22所示的具体的RF模块中，天线开关15执行切换 GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900的多波段的TDMA(时分 多址接入)方式的发送时隙和接收时隙的功能。即，天线开关15在发 送时隙中，选择第1RF发送信号Tx_LB和第2RF发送信号Tx_HB 中的某一个，并供给天线16。第1RF发送信号Tx_LB是基于第1RF 功率放大器HPA1的第1输出放大信号Pout_LB的、GSM850和 GSM900的RF发送信号，第2RF发送信号Tx_LH是基于第2RF功 率放大器HPA2的第2输出放大信号Pout_HB的、DCS1800和 PCS1900的RF发送信号。
另外，天线开关15在接收时隙中，将天线16接收的RF接收信 号传递到选择了第1RF接收信号端子Rx_LB和第2RF接收信号端子 Rx_LH的信号端子。第1RF接收信号端子Rx_LB的RF接收信号是 GSM850和GSM900的RF接收信号，第2RF接收信号端子Rx_LH 的RF接收信号是DCS1800和PCS1900的RF接收信号。
另外，在图22所示的具体的RF模块中，天线开关15的共用输 入输出端子上连接有低通滤波器LPF_ANT、陷波滤波器Trap12、电 容C13和电感器L13。低通滤波器LPF_ANT由电容C10、C11、电 感器L11构成，以使DCS1800和PCS1900的高波段的3倍高次谐波 衰减。陷波滤波器Trap12由电容C12、电感器L12构成，以便吸收 从RF信号中比较低的频率到直流附近的外部浪涌电压。
在天线开关15与第1RF接收信号端子Rx_LB之间连接低通滤 波器LPF_Rx_LB。低通滤波器LPF_Rx_LB由电容C20、C21、C22、 电感器L21构成，以使GSM850和GSM900的低波段的3倍高次谐 波衰减。
在天线开关15与第2RF接收信号端子Rx_HB之间连接陷波滤 波器Trap31。陷波滤波器Trap31由电容C31、电感器L31构成，以 便吸收从RF信号中比较低的频率到直流附近的外部浪涌电压。
<便携电话>
图23是表示搭载了图22所示的RF模块(100)、高频模拟信 号处理半导体集成电路(RF_IC)、基带信号处理LSI(BB_LSI)的 便携电话的结构的框图。
该图所示的RF模块(RF_ML)100包括天线开关15、半导体芯 片IC_Chip、第1输出匹配电路22c、第1定向耦合器23、第1高次 谐波去除滤波器24、第2输出匹配电路12c、第2定向耦合器13、第 2高次谐波去除滤波器14。天线开关15由天线开关微波单片半导体集 成电路(ANT_SW)15构成，半导体芯片IC_Chip包括RF功率放大 器HPA1 HPA2。
在便携电话的收发用天线ANT16上连接有RF模块(RF_ML) 100的天线开关MMIC(ANT_SW)15的共用输入输出端子I/O。来 自基带信号处理LSI(BB_LSI)的控制信号B.B_Cnt经由高频模拟信 号处理半导体集成电路(RF_IC)(以下称为RFIC)，供给RF模块 (RF_ML)100。从收发用天线16流向共用输入输出端子I/O的高频 信号流形成便携电话的接收动作RX，从共用输入输出端子I/O流向 收发用天线16的高频信号流形成便携电话的发送动作TX。
RFIC(RF_IC)进行来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送 基带信号Tx_BBS向高频发送信号的频率向上转换。另外，RFIC (RF_IC)反过来进行由收发用天线ANT接收的高频接收信号向接收 基带信号Rx_BBS的频率向下转换。接收基带信号Rx_BBS供给基带 信号处理LSI(BB_LSI)。
RF模块(RF_ML)100的天线开关MMIC(ANT_SW)15在 共用输入输出端子I/O与发送端子Tx1、Tx2、接收端子Rx1、Rx2中 的任意一个端子间确立信号路径，进行接收动作RX和发送动作TX 中的某一个。该天线开关MMIC(ANT_SW)15通过将为了进行接 收动作RX和发送动作TX中的某一个而确立的信号路径以外的信号 路径的阻抗设定成极高的值，得到必要的隔离。
另外，基带信号处理LSI(BB_LSI)与未图示的外部非易失性 存储器和未图示的应用处理器连接。应用处理器与未图示的液晶显示 装置和未图示的键输入装置连接，可以执行通用程序和包含游戏在内 的各种应用程序。便携电话等可移动设备的引导程序(启动初始化程 序)、操作系统程序(OS)、用于基带信号处理LSI内部的数字信号 处理器(DSP)所进行的与GSM方式等的接收基带信号有关的相位 解调和与发送基带信号有关的相位调制的程序、各种应用程序可以存 储在外部非易失性存储器中。
假设应当对来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送基带信号 Tx_BBS进行频率向上转换，转换成GSM850或GSM900的发送频率 波段的情况。另外，GSM850的RF发送信号的频率是824MHz～ 894MHz，GSM900的RF发送信号的频率是880MHz～915MHz。这 种情况下，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU进行从发送基带信号 Tx_BBS到该发送频率波段的频率向上转换，生成高频发送信号 RF_Tx1。该发送频率波段的高频发送信号RF_Tx1由RF模块RF_ML 的RF高输出功率放大器HPA1进行功率放大，经由低通滤波器12c 供给天线开关MMIC(ANT_SW)15的发送端子Tx1。供给发送端子 Tx1的GSM850或GSM900的高频发送信号RF_Tx1可以经由共用输 入输出端子I/O从收发用天线(ANT)16发送。
由收发用天线(ANT)16接收的GSM850或GSM900的高频接 收信号RF_Rx1供给天线开关MMIC(ANT_SW)15的共用输入输 出端子I/O。另外，GSM850的RF接收信号的频率是869MHz～ 894MHz，GSM900的RF接收信号的频率是925MHz～960MHz。从 天线开关15的接收端子Rx1得到的该接收频率波段的高频接收信号 RF_Rx1经由表面弹性波滤波器SAW1，由RFIC的低噪声放大器 LNA1放大，然后被供给接收信号处理单元Rx_SPU。接收信号处理 单元Rx_SPU进行从GSM的高频接收信号GSM_Rx向接收基带信号 Rx_BBS的频率向下转换。
在GSM850或GSM900的收发模式下，天线开关15响应控制信 号B.B_Cnt，时间分割地进行基于共用输入输出端子I/O与发送端子 Tx1的连接的高频发送信号RF_Tx1的发送和基于共用输入输出端子 I/O与接收端子Rx1的连接的高频接收信号RF_Rx1的接收。
假设应当对来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送基带信号 Tx_BBS进行频率向上转换，转换成DCS1800或PCS1900的发送频 率波段的情况。另外，DCS1800的RF发送信号的频率是1710MHz～ 1780MHz，PCS1900的RF发送信号的频率是1850MHz～1910MHz。 这种情况下，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU对发送基带信号 Tx_BBS进行向该发送频率波段的频率向上转换，生成该发送频率波 段的高频发送信号RF_Tx2。该发送频率波段的高频发送信号RF_Tx2 由RF模块100的RF高输出功率放大器HPA2进行功率放大，经由 低通滤波器22c供给天线15的发送端子Tx2。供给发送端子Tx2的 DCS1800或PCS1900的高频发送信号RF_Tx2可以经由共用输入输出 端子I/O从收发用天线(ANT)16发送。
由收发用天线(ANT)16接收的DCS1800或PCS1900的高频接 收信号RF_Rx2供给天线开关15的共用输入输出端子I/O。另外， DCS1800的RF接收信号的频率是1805MHz～180MHz，PCS1900的 RF接收信号的频率是1930MHz～1990MHz。从天线开关15的接收 端子Rx2得到的DCS1800或PCS1900的高频接收信号RF_Rx2经由 表面弹性波滤波器SAW2，由RFIC的低噪声放大器LNA2放大，然 后被供给接收信号处理单元Rx_SPU。接收信号处理单元Rx_SPU进 行从DCS1800或PCS1900的高频接收信号RF_Rx2向接收基带信号 Rx_BBS的频率向下转换。
在DCS1800或PCS1900的收发模式下，天线开关15响应控制 信号B.B_Cnt，时间分割地进行基于共用输入输出端子I/O与发送端 子Tx2的连接的高频发送信号RF_Tx2的发送和基于共用输入输出端 子I/O与接收端子Rx2的连接的高频接收信号RF_Rx2的接收。
<天线开关MMIC>
图24是表示构成图22所示的RF模块的天线开关15的天线开 关微波单片半导体集成电路(MMIC)300的电路图。
图24所示的天线开关MMIC(300)在共用输入输出端子I/O (301)与发送端子Tx1(306)、Tx2(307)、接收端子Rx1(308)、 Rx2(309)、Rx3(308′)、Rx4(309′)中的任意一个端子间确立信 号路径，进行接收动作RX和发送动作TX中的某一个。该天线开关 MMIC(300)通过将为了进行接收动作RX和发送动作TX中的某一 个而确立的信号路径以外的信号路径的阻抗设定成极高的值，得到必 要的隔离。在天线开关领域中，共用输入输出端子I/O(301)被称为 单刀(Single Pole)。另外，发送端子Tx1(306)、Tx2(307)、接 收端子Rx1(308)、Rx2(309)、Rx3(308′)、Rx4(309′)共计6 个端子被称为6掷(6throw)。因此，图23的天线开关MMIC(300) 是单刀6掷(SP6T；Single Pole 6 throw)型开关。
天线开关MMIC(300)包括6个高频开关302、303、304、305、 304′、305′。
第1发送开关302通过连接共用输入输出端子I/O(301)与第1 发送端子Tx1(306)之间，确立从第1发送端子Tx1(306)到共用 输入输出端子I/O(301)的第1发送信号的路径。第2发送开关303 通过连接共用输入输出端子I/O(301)与第2发送端子Tx2(307) 之间，确立从第2发送端子Tx2(307)到共用输入输出端子I/O(301) 的第2发送信号的路径。
第1接收开关304通过连接共用输入输出端子I/O(301)与第1 接收端子Rx1(308)之间，确立从共用输入输出端子I/O(301)到 第1接收端子Rx1(308)的第1接收信号的路径。第2接收开关305 通过连接共用输入输出端子I/O(301)与第2接收端子Rx2(309) 之间，确立从共用输入输出端子I/O(301)到第2接收端子Rx2(309) 的第2接收信号的路径。第3接收开关304′通过连接共用输入输出端 子I/O(301)与第3接收端子Rx1(308′)之间，确立从共用输入输 出端子I/O(301)到第3接收端子Rx1(308′)的第3接收信号的路 径。第4接收开关305′通过连接共用输入输出端子I/O(301)与第4 接收端子Rx2(309′)之间，确立从共用输入输出端子I/O(301)到 第4接收端子Rx2(309′)的第4接收信号的路径。
另外，在图24中，作为SP6T型开关的天线开关将第1接收开 关304与第3接收开关304′并联连接，并将第2接收开关305与第4 接收开关305′并联连接，因此SP6T型开关实质上形成SP4T型开关。 通过开关的并联连接，可以降低接收模式下的信号损失。
另外，作为构成6个高频开关302、303、304、305、304′、305′ 的高频开关Qtx1、Qtx2、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4，使用具有低导 通电阻的异质结结构的HEMT(High Electron Mobility Transister， 高电子移动率晶体管)。
而且，第1发送开关302包括第1DC升压电路DC_BC1，第2 发送开关303包括第2DC升压电路DC_BC2。
第1发送开关302的第1DC升压电路DC_BC1响应从第1RF功 率放大器HPA1供给发送端子Tx1(306)的高电平的第1RF发送信 号，使供给第1发送控制端子310的大致3伏的DC控制电压升压。 通过升压，由第1DC升压电路DC_BC1生成的大致5伏的高电平的 升压输出电压被供给第1发送开关302的FETQtx1的栅极。
结果，可以显著降低第1发送开关302的FETQtx1的导通电阻 Ron，从而可以降低发送动作时RF发送信号的信号损失。另外，由 于大致5伏的高电平的升压输出电压，共用输入输出端子I/O(301) 的电压也成为大致4伏的高电平。其它开关303、304、305、304′、305′ 的FETQtx2、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4的栅极成为大致0伏的低电 压。这些FETQtx2、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4的栅极·源极间电容 成为极小的值，从而可以显著地降低天线开关MMIC(300)的高次 谐波失真。
第2发送开关303的第2DC升压电路DC_BC2响应从第2RF功 率放大器HPA2供给发送端子Tx2(307)的高电平的第2RF发送信 号，使供给第2发送控制端子311的大致3伏的DC控制电压升压。 通过升压，由第2DC升压电路DC_BC2生成的大致5伏的高电平的 升压输出电压被供给第2发送开关303的FETQtx2的栅极。
结果，可以显著降低第2发送开关303的FETQtx2的导通电阻 Ron，从而可以降低发送动作时RF发送信号的信号损失。另外，由 于大致5伏的高电平的升压输出电压，共用输入输出端子I/O(301) 的电压也成为大致4伏的高电平。其它开关302、304、305、304′、305′ 的FETQtx1、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4的栅极成为大致0伏的低电 压。这些FETQtx1、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4的栅极·源极间电容 成为极小的值，从而可以显著地降低天线开关MMIC(300)的高次 谐波失真。
以上根据实施方式具体说明了本发明的发明人作出的发明，但本 发明不限于此，在不脱离其要义的范围内，当然可以进行各种变更。
例如，构成第1、第2RF功率放大器HPA1、HPA2的初级放大 器10a、20a、次级放大器11a、21a、最末级放大器12a、22a的功率 晶体管不限于LD结构的硅功率MOSFET。也可以将该功率晶体管置 换成GaAs或InP等的化合物半导体的MESFET或HEMT的N沟道 场效应晶体管，还可以置换成使用GaAs、InGaAs或硅锗的NPN型 HBT(异质结双极晶体管)。
另外，输出匹配电路12c、22c的微波传送线TRL1、TRL2、TRL3、 电容C1、C2、C3、电感器L1、L2、L3等不限于RF模块内的分立 元件。这些部件可以集成在GaAs半导体基板、玻璃绝缘基板、低温 煅烧陶瓷绝缘基板、环氧绝缘基板等之上。即，可以使用在绝缘基板 等上集成了电容或电感器后形成的集成无源器件(Integrated Passive Device)。
另外，在图24的天线开关MMIC(300)的高频开关中，可以将 FETQtx1、Qtx2、Qrx1、Qrx2、Qrx3、Qrx4从HEMT晶体管置换 成N沟道耗尽型绝缘栅极MOS晶体管。此时，向共用输入输出端子 I/O供给大致4伏的偏置电压。在便携电话系统使用大致3伏的单一 电压电源的情况下，在图24的天线开关MMIC(300)的内部包含将 3伏的单一电压电源升压到大致4伏的偏置电压的充电泵电路等升压 电路。
另外，在图20或图22的RF模块100中，可以将第1定向耦合 器23和第2定向耦合器13分别置换成微耦合器。微耦合器是在主线 路与副线路之间连接电容元件而形成。在微耦合器中，经由电容元件 的主线路与副线路间的电容耦合被附加到通常的电磁耦合中，因此可 以使主线路与副线路的布线距离短于通常的1/4波长(λ/4)。结果， 通过使第1定向耦合器23和第2定向耦合器13为微耦合器，可以使 图20或图22的RF模块100小型化。
产业上的可利用性
本发明一个实施方式的电子装置和高频模块是特别适用于便携 电话机等中使用的对应于多波段的高频功率放大模块的有益技术，不 限于此，例如还可以广泛应用于例如包括各种共振器或包含它们的无 线通信设备等在内的各种设备。
[专利文献1]特开2005-268447号公报
[专利文献2]特开2006-59999号公报
[专利文献3]特开2004-296927号公报
[非专利文献1]Jelena Madic等，“Accurate Power Control Technique for Handset PA Modules with Integrated Directional Couplers”，2003 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，第715-718页
[非专利文献2]P.DiCarlo等，“A Highly Integrated Quad-Band GSM TX-Front-End-Module”，2003 IEEE Gallium Arsenide Integrated Circuit(GaAsIC)Symposium，2003，25th Annual Technical Digest，第280-283页。