技术领域
[0001] 本
发明涉及卫星通信领域，尤其涉及一种对扩频码多普勒效应的 消除方法。
背景技术
[0002] 卫星测控系统中常采用直接序列扩频
信号实现精确测距和抗干 扰，而扩频信号的准确同步是以精确测距为前提。卫星相对于地面测 控站处于高速相对运动状态，导致星载
应答机与地面测控站之间的扩 频测控信号存在很大的多普勒频移，具体表现为信号的载波多普勒频 偏和扩频码多普勒效应。
[0003] 扩频信号的捕获问题归结为通过接收-本地信号扩频码
相位差和 多普勒频偏的二维搜索，找到接收-本地信号最大相关峰。因此接收 机
电路必须消除接收信号中扩频码多普勒值，否则接收-本地信号的 码
相位差会因扩频码多普勒值而随累积时间增加而增大，当收发扩频 码相位差超过1个码片时，信号捕获概率会急剧降低。
[0004] 当前基于FPGA平台的直接序列扩频信号捕获系统中，常使用并 行的多路具有不同扩频码多普勒值的码相关器消除直扩信号的码多 普勒。这种方法概念简单易于实现，但需要消耗大量ROM和乘法资源， 而且当扩频码多普勒值越大，消耗的FPGA运算资源越多。由于星载 FPGA芯片
信号处理资源非常宝贵，因此迫切需要寻找有效且节约资 源的扩频码多普勒值消除方案。
发明内容
[0005] 本发明主要解决的技术问题是一种对扩频码多普勒效应的消除 方法，解决卫星通信
现有技术中的由于多普勒效应对扩频码捕获带来 的计算复杂性问题和
硬件资源消耗问题。
[0006] 为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种对 扩频码多普勒效应的消除方法，包括以下步骤：第一步，接收端利用 本地产生的射频
本振信号对输入的直接序列扩频信号x(n)进行混频 而剥离载波，得到：
[0007]
[0008]
[0009] 其中，A为信号幅度，c(nTs)为扩频码
采样值，n表示采样序号， Ts表示采样周期，τ表示传播时延，fd表示载波多普勒频偏，γ表示 归一化的扩频码多普勒值，γ＝fd/f0，f0为射频载波中心
频率， 为 射频载波相位，该相位随射频载波中心频率f0和时间变化；第二步， 利用单个码NCO产生本地扩频码 对x1(n)进行解扩得到：
[0010]
[0011] 其中， l表示码相位差，k表示 码多普勒值，Tc表示码片周 期，TPMF表示接收扩频码的分
段时长，l表示码相位差，k表示码多普 勒值，L表示码相位差l的取值上限，K表示码多普勒值k的取值上限； 第三步，对s(m,l)进行离散傅里叶变换，得到：S1(m,l')＝FFT[s(m,l)]； 第四步，对S1(m,l')进行楔形变换得到S3(m,l')；第五步，对S3(m,l')在l' 域进行傅里叶逆变换，得到：S4(m,l)＝IFFT(S3(m,l'))；第六步，对S4(m,l) 的m维进行
频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位条件下的相关峰 值。
[0012] 在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一
实施例中，由 S1(m,l')进行楔形变换得到S3(m,l')过程中包括：第一级变换： 其中B为扩频信号带宽，取 2倍扩频码速率，M表示S1(m，l′)的样点个数；第二级变换： S3(m,l')＝FFT[S2(m',l')],即对S2(m',l')再进行一次m'域的IFFT变换，得 到：
[0013] 在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第 一级变换中进i一步包括：1)选择一个最小整数N满足N≥2M-1且 N＝2 ，对于所有的l'，令
2)计算出g(m)的N点FFT，结果
为： 3)令序列 并用算出
h(m)的N点FFT，结果为： r＝0,1,2,...,N-1； 4)将G(r)和H(r)相乘
得到Q(r)＝G(r)H(r)；5)求Q(r)的N点IFFT变 换，即：q(m)＝IFFT[Q(r)]；6)取q(m)的前M项记作q(m')，得到
[0014] 在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第 一级变换在FPGA电路中的实现方法包括：将所述步骤1)中的 预 先计算得出，然后存储在FPGA电路的第一ROM中，再利用FPGA电路 中的第一乘法器与S1(m,l')相乘；利用FPGA电路中的第一FFT运算核， 对所述步骤2)中的g(m)进行N点FFT运算；利用FPGA电路中的第 二FFT运算核，将所述步骤3)中的h(m)进行N点FFT运算得到H(r)， H(r)存储到第二ROM中；利用FPGA电路中的第二乘法器，完成所述 步骤4)中的G(r)和H(r)相乘，得到Q(r)；利用FPGA电路中的第三 FFT运算核，将所述步骤5)中的Q(r)进行N点IFFT变换，得到q(m')； 利用存储在FPGA电路的第三ROM中的 以及利用FPGA电路中的 第三乘法器，完成所述步骤6)中得到S2(m',l')。
[0015] 在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第 一FFT运算核、第二FFT运算核和第三FFT运算核为FPGA电路中复 用的同一FFT运算核。
[0016] 本发明的有益效果是：本发明公开了一种对扩频码多普勒效应的 消除方法。该方法包括对接收到的直接序列扩频信号通过混频而剥离 载波，利用单个码NCO产生本地扩频码进行解扩，再依次进行离散傅 里叶变换、楔形变换、傅里叶逆变换，以及进行频谱分析，得到不同 载波多普勒和码相位条件下的相关峰值。通过上述方法，特别是其中 采用楔形变换方法能够有效减少计算量，节省FPGA硬件电路中对ROM 和乘法资源的消耗，有效消除扩频码多普勒效应。
附图说明
[0017] 图1是根据现有技术对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例 的组成图；
[0018] 图2是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例的 组成图；
[0019] 图3是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例中 的楔形变换的组成图；
[0020] 图4是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例中 的FPGA电路实现原理图。
具体实施方式
[0021] 为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进 行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发 明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本
说明书所描述的实施 例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解 更加透彻全面。
[0022] 需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和 科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。 在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目 的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一 个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
[0023] 图1显示了现有技术对扩频码捕获的组成
框图。在直接序列扩频 信号收发系统中，由于信号到达时间未知，收发双方相对运动速度未 知，因此接收端要通过时域搜索和频域搜索实现收发同步。接收的扩 频经离散采样后表示为：
[0024]
[0025] 其中，A为信号幅度，c(nTs)为扩频码采样值，fd表示载波多普勒 频偏，γ表示归一化的码多普勒值，γ＝fd/f0，f0为射频载波中心频 率， 为载波相位，该相位随射频载波中心频率f0和时间变化。
[0026] 现有技术的的一般步骤如下：
[0027] 1.载波剥离。接收机完成对接收信号x(n)进行载波剥离，主要是 通过本地载波进行混频，得到带有载波多普勒频偏和码多普勒值的接 收信号x1(n)为：
[0028]
[0029] 2.时域和码多普勒值并行搜索。时域上通过本地产生N路具有半 码片码相位差的扩频码支路实现并行搜索；同时码多普勒采用并行或 者时间串行的方式，令本地扩频码的码多普勒值变化，在具有不同的 码相位差 的N个码支路
基础上用多个码NCO产生具有不同码速率 γ的扩频码。本地扩频码表示为：
[0030]
[0031] 搜索码相位和码多普勒值时，令Tc表示码片周期，TPMF表示接收扩频码的分段 时长，l表示码相
位差，k表示码多普勒值，L表示码相位差l的取值 上限，K表示码多普勒值k的取值上限。
[0032] 3.相关运算。将本地码与含有码多普勒值的接收扩频码进行分段 时长为TPMF的分段相关运算，得到不同的码多普勒值条件下的M个分 段相关运算结果：
[0033]
[0034] 其中，m表示分段的序号，
[0035]
[0036] 将式 改写为：
[0037]
[0038] 其中l表示码相位差，k表示码多普勒值。
[0039] 当接收信号与本地信号存在码多普勒差时，接收与本地码相位差 可表示为：τ＝τ0+γmTPMF；
[0040] 4.载波多普勒搜索。将分段相关的结果进行离散傅里叶变换得到 载波多普勒频偏值fd，捕获完成。
[0041] 上述捕获过程的问题是接收机需要遍历可能的l和k搜索γ和 将所有的s(m,l,k)存储后才能进行步骤4，电路消耗大量运算资源。
[0042] 本发明主要是通过采用楔形变换的方法消除码多普勒效应导致 的码相位滑动。主要是采用楔形变换
算法将码多普勒及其引起的码相 关峰
位置滑动消除，并在算法实现中使用Chirp-Z变换降低楔形变换 算法的复杂度。处理流程如图2：
[0043] 首先，本方案实施例在解扩时用单个码NCO完成解扩得到：
[0044]
[0045] 其中， l表示码相位差，k表示 码多普勒值，Tc表示码片周 期，TPMF表示接收扩频码的分
段时长，l表示码相位差，L表示码相 位差l的取值上限。
[0046] 然后用楔形变换法消除码多普勒值带来的码相位滑动，具体包 括：
[0047] 1.对s(m,l)在距离域即l域进行傅里叶变换，得到对应频率域即l' 域的结果：
[0048] S1(m,l')＝FFT[s(m,l)]
[0049] 2.对S1(m,l')进行楔形变换，该楔形变换包括两级变换：
[0050] 第一级变换：
[0051] 其中 B为扩频信号带宽， 取2倍扩频码速率，M表示S1(m,l')的样点个数；
[0052] 第二级变换：
[0053] S3(m,l')＝FFT[S2(m',l')]
[0054] 优选的，为了减少运算量，本发明还对上述第一级变换进一步优 选细化为6个步骤：
[0055] 1)选择一个最小整数N满足N≥2M-1且N＝2i，对于所有的l '，令 其中 B为扩 频信号带宽，取2倍扩频码速率，M表示S1(m,l')的样点个数；
[0056] 2)计算出g(m)的N点FFT，结果为：
[0057]
[0058] 3)令序列
[0059] 并用算出h(m)的N点FFT，结 果为：
[0060]
[0061] 4)将G(r)和H(r)相乘得到Q(r)＝G(r)H(r)；
[0062] 5)求Q(r)的N点IFFT变换，即：
[0063] q(m)＝IFFT[Q(r)]；
[0064] 6)取q(m)的前M项记作q(m')，得到
[0065] 上述子步骤二中，对S2(m',l')再进行一次m'域的IFFT变换，得到 S3(m,l')：
[0066]
[0067] 3.对S3(m,l')在距离频域即l'域进行傅里叶逆变换，得到l域即扩 频码相位域的结果：
[0068] S4(m,l)＝IFFT(S3(m,l'))；
[0069] 4.对S4(m,l)的m维进行频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位 条件下的相关峰值。
[0070] 下面根据上述算法设计适于FPGA实现的电路结构，结合图3中 的1)至6)步，可见步骤3)中H(r)，步骤1)和步骤6)中的 均可以预先计算得出存储在ROM中。2次FFT和一次IFFT均为N点 傅里叶变换，通过在FPGA中复用FFT运算核实现，设计出楔形运算 的FPGA电路模
块如图4所示。本发明的设计用若干ROM和FFT运算 核代替了庞大的码相关器支路，扩频码的多普勒效应越大，越能够节 省硬件资源。
[0071] 结合体图4，针对电路实现，结合上述第一级变换的1)至6) 步骤，所述第一级变换在FPGA电路中的实现方法包括：将所述步骤 1)中的 预先计算得出，然后存储在FPGA电路的第一ROM中，再 利用FPGA电路中的第一乘法器与S1(m,l')相乘；利用FPGA电路中的第 一FFT运算核，对所述步骤2)中的g(m)进行N点FFT运算；利用FPGA 电路中的第二FFT运算核，将所述步骤3)中的h(m)进行N点FFT运 算得到H(r)，H(r)存储到第二ROM中；利用FPGA电路中的第二乘法 器，完成所述步骤4)中的G(r)和H(r)相乘，得到Q(r)；利用FPGA电 路中的第三FFT运算核，将所述步骤5)中的Q(r)进行N点IFFT变换， 得到q(m')；利用存储在FPGA电路的第三ROM中的 以及利用FPGA 电路中的第三乘法器，完成所述步骤6)中q(m')得到S2(m',l')。
[0072] 优选的，所述第一FFT运算核、第二FFT运算核和第三FFT运算 核为FPGA电路中复用的同一FFT运算核。
[0073] 由此可见，本发明公开了一种对扩频码多普勒效应的消除方法。 该方法包括对接收到的直接序列扩频信号通过混频而剥离载波，利用 单个码NCO产生本地扩频码进行解扩，再依次进行离散傅里叶变换、 楔形变换、傅里叶逆变换，以及进行频谱分析，得到不同载波多普勒 和码相位条件下的相关峰值。通过上述方法，消除码多普勒导致的码 相位滑动，主要是采用楔形变换算法将码多普勒及其引起的码相关峰 位置滑动消除，并在算法实现中使用Chirp-Z变换降低楔形变换算法 的复杂度，能够有效减少计算量，节省FPGA硬件电路中对ROM和乘 法资源的消耗，有效消除扩频码多普勒效应。
[0074] 以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的
专利范 围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接 或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护 范围内。
