在现有的这种电机驱动装置的控制单元中，有的使多个变频器电路 及多个电机之间分别进行各自独立的控制(其中的一例可参考日本专利 特开2002-165476)。
但是，在采用这种方式的电机控制单元中，由于对多个变频器电路 的脉宽调制(PWM)周期分别独立地进行控制，对电机电流的检测时刻不 同，因此，变频器电路的开关噪声产生的电流检测误差将会变大，存在 着进行大范围的矢量控制或者通过电流检测值推定转子位置非常困难的 问题。

本发明旨在解决现有技术中存在的上述问题，其目的在于这样一种 电机驱动装置，该电机驱动装置通过消除电流检测时的开关噪声影响， 使电流检测精度得到提高；此外，可以通过低成本的分流电阻方式来进 行电流检测，能够进行大范围的矢量控制或者通过电流检测正确地推定 出转子位置，使可靠性得到提高。
为了解决现有技术中的上述问题，本发明电机驱动装置将直流电源 的直流电力通过多个变频器电路变换成交流电力后对多个电机同时进行 驱动，并且设有对至少1个变频器电路的输出电流进行检测的电流检测 单元。上述控制单元使多个变频器电路的脉宽调制周期实现同步，对多 个电机进行脉宽调制控制。
这样，由于可以在多个变频器电路中的所有晶体管都不产生开关噪 声的导通期间或者截止期间进行电流检测，因此在电流检测时可以不受 开关噪声影响，电流检测的精度也可以提高。
本发明产生的技术效果如下。本发明电机驱动装置由于可以在多个 变频器电路中的所有晶体管都不产生开关噪声的导通期间或者截止期间 进行电流检测，因此在电流检测时可以不受开关噪声的影响，电流检测 的精度也可以提高，从而可以实现一种制造成本低、高性能/高效率的电 机驱动装置。
本发明具体实施方式概述如下。本发明第1方案中的电机驱动装置 包括：直流电源；将所述直流电源的直流电源变换成交流电源的多个变 频器电路；对所述的多个变频器电路中的至少一个变频器电路的输出电 流进行检测的电流检测单元；和对所述的多个变频器电路进行脉宽调制 控制的控制单元。其中，所述控制单元使所述的多个变频器电路的脉宽 调制周期同步，并通过所述的多个变频器电路对多个电机分别同时进行 驱动。这样，即使在只用1个直流电源和1个处理器同时驱动多个变频 器电路的场合下，也可以不受开关噪声影响地进行电流检测，因此，采 用分流电阻方式就能够低成本、高精度地进行电流检测，实现一种可以 进行矢量控制及无位置传感器正弦波驱动的电机驱动装置。
第2方案为，第1方案中的电机驱动装置中的控制单元使多个变频 器电路的脉宽调制周期相同。这样，由于用相同的脉宽调制周期对多个 变频器电路同时进行驱动，因此可以从多个变频器电路进行高周期的电 流检测，电流反馈控制及座标变换的控制周期可以加快，响应速度也可 以实现高速化。
第3方案为，第1方案中的电机驱动装置中的控制单元使多个变频 器电路的脉宽调制周期之比成整数倍。这样，通过使多个变频器电路的 至少1个变频器电路的脉宽调制周期减慢或者加快，能够减少开关损 失，减小开关引起的噪声。
第4方案为，第1～3的任一方案的电机驱动装置中的控制单元包 括：对电流检测单元的输出信号进行模/数变换的模/数变换单元、和 对多个变频器电路分别进行脉宽调制控制的多个脉宽调制控制单元，且 所述模/数变换单元与脉宽调制周期同步地进行模/数变换。这样，由 于能够使模/数变换单元的模/数变换时刻与脉宽调制周期实现同步， 并在多个变频器电路中的所有晶体管都不发生开关噪声的导通或者截止 期间进行电流检测，因此可以消除由开关噪声引起的电流检测误差，提 高电流检测精度，并能通过分流电阻来实现低成本的电流检测单元。
第5方案为，第4方案中的电机驱动装置中的多个脉宽调制控制单 元分别包括载波信号发生单元、输出电压设定单元和比较单元，并使所 述的多个载波信号发生单元的周期同步后再进行模/数变换。这样，通 过在变频器电路的下臂晶体管的导通期间进行电流检测，可以消除开关 噪声的影响，通过简单的电流检测算法来实现一种适用于多个变频器电 路的低成本、高精度的电流检测单元。
第6方案为，第4方案中的电机驱动装置的控制单元使模/数变换 单元与脉宽调制周期同步地、同时或者交互地操作。这样，由于能够在 变频器电路的下臂晶体管导通期间同时或者交互地检测出变频器电路输 出电流，因此可以消除开关噪声的影响，简化电流检测算法，同时通过 对多个变频器电路交互进行座标变换或者矢量运算，可以减少处理器的 负担。
第7方案为，第1方案的电机驱动装置中的电流检测单元包括：分 别与变频器电路中的多个下臂晶体管的发射极端子相连接的多个分流电 阻；和对所述的多个分流电阻的电流信号进行电平移位或者在电平移位 之后还进行放大的电流信号变换单元。这样，由于可以在下臂晶体管的 导通期间进行电流检测，从而可以实现一种低成本、高精度的3分流电 阻式电流检测单元。
第8方案为，第1方案的电机驱动装置中的控制单元对多个变频器 电路的至少1个变频器电路进行矢量控制驱动或者无位置传感器正弦波 驱动。这样，由于可以用1个控制单元来同时驱动多个电机，因此可以 实现一种成本低、部件种类少的电机驱动装置。此外，通过进行正弦波 驱动可以减小电机噪声，通过进行矢量控制可以提高电机的控制性能。
附图简述
图1为本发明实施例1中的电机驱动装置的方框图，
图2为该电机驱动装置的控制单元中的模/数变换单元和脉宽调制 控制单元的方框图，
图3为该电机驱动装置中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电流 检测时刻的时序图，
图4为使用这一电机驱动装置的滚筒式洗衣干衣机的结构图，
图5为该电机驱动装置的无传感器正弦波驱动方式的控制矢量图，
图6为本发明实施例2中的电机驱动装置中的各个变频器电路的脉 宽调制周期和电流检测时刻的时序图，
图7为该电机驱动装置使同时驱动的变频器电路的脉宽调制控制同 步、根据载波信号交互地进行电流检测和矢量运算的流程图，
图8为本发明实施例3中的电机驱动装置的各个变频器电路的脉宽 调制周期和电流检测时刻的时序图，
图9为本发明实施例4中的电机驱动装置的各个变频器电路的脉宽 调制周期和电流检测时刻的时序图，
图10为本发明实施例5中的电机驱动装置的各个变频器电路的脉宽 调制周期和电流检测时刻的时序图，
图11为本发明实施例6中的电机驱动装置的各个变频器电路的脉宽 调制周期和电流检测时刻的时序图，
图12为本发明实施例7中的电机驱动装置的模/数变换电路的时序 图。
上述附图中，2为直流电源，3为变频器电路，4为电机，5为电流 检测单元，6为控制单元。

下面参照附图来对本发明的一些实施例进行详细说明。需要指出的 是，这样的实施例并不具有限定本发明范围的作用。
(实施例1)
图1中示出了本发明第1实施例中的电机驱动装置的方框图。如图1 中所示，交流电源1将交流电源加到由全波整流电路20和电解电容器 21a、21b构成的直流电源2上，将交流电源变换成直流电源；之后，变 频器电路3A、3B再将直流电源变换成3相交流电源，对电机4A、4B进 行驱动。变频器电路3A、3B的负电压端子一侧上连接有电流检测单元 5A、5B，对变频器电路3A、3B的3个相的各个下臂中流过的电流进行检 测，从而检测出变频器电路3A、3B的输出电流即电机4A、4B的各相电 流。
控制单元6由微电脑或数字信号处理器(简称DSP)等高速处理器构 成，具有对变频器电路3A、3B进行脉宽调制控制的多个脉宽调制控制单 元，对第1变频器电路3A和第2变频器电路3B同时进行控制，能对第1 电机4A和第2电机4B分别以不同的转速进行控制。
第1变频器电路3A用于对第1电机4A进行矢量控制，第1电机4A 中的位置传感器40A检测出转子上的永久磁铁的位置，第1电流检测单 元5A检测出第1电机4A中的相电流。进行矢量控制时，先朝着转子永 久磁铁的d轴方向和与之垂直的q轴方向的矢量进行座标变换(d-q变 换)后，再进行矢量控制。
第2变频器电路3B用于对第2电机4B进行无位置传感器控制，通 过在第2电机4B中通入正弦波电流进行电流控制，或者通过检测出电机 施加电压及对于假定的转子位置的电流相位来进行控制。
电流检测单元5A采用的是被称作3分流电阻的方式，其中设有：分 别与第1变频器电路3A的各个下臂晶体管的发射极端子Nua、Nva、Nwa 相连接的分流电阻50ua、50va、50wa；和检测分流电阻50ua、50va、 50wa中各自流过的电流的电平移位电路51A。电平移位电路51A将电平 调整(移位)到内藏在控制单元6的处理器中的模/数变换单元能够进 行检测的正直流电压电平上，也可以在进行电平移位的同时还具有放大 功能。电平移位电路51A的输出信号Vsa与控制单元6的模/数变换单 元中的输入端子相连接。电流检测单元5B具有与电流检测单元5A相同 的构成，故在此省略对其进行的描述。
图2为控制单元6中的模/数变换单元60和脉宽调制控制单元 61A、61B的方框图。模/数变换单元60包括：将电流检测单元5A、5B 的模拟输出信号Vsa、Vsb有选择地进行输出的多路复用器60a；和将模 拟信号高速地变换成数字信号的多个模/数变换电路60b、60c、60d。在 模/数变换开始信号Ct的指示下，多路复用器60a首先选择第1变频器 电路3A的电流检测单元5A的输出信号Vsua、Vsva、Vswa，并将其输出 到模/数变换电路60b、60c、60d中，进行模/数变换；之后，多路复 用器60a再选择第2变频器电路3B的电流检测单元5B的输出信号 Vsub、Vsvb、Vswb，并将其输出到模/数变换电路60b、60c、60d中， 进行模/数变换。这样，就可以在数微秒的时间内检测出多个变频器电 路的输出电流。另外，图2中的Cs为多路复用器60a的输入选择信号。
第1脉宽调制控制单元61A用于对第1变频器电路3A进行控制，其 中包括：用于产生三角波或者锯齿波信号的第1载波信号发生单元 610A、U相脉宽调制电路611ua、V相脉宽调制电路611va及W相脉宽调 制电路611wa。U相脉宽调制电路611ua由比较单元612ua、输出电压设 定单元613ua及相位补偿信号发生单元614ua构成。比较单元612ua将 载波信号发生单元610A的输出信号Ca和输出电压设定单元613ua的输 出信号进行比较，产生出脉宽调制信号，再由相位补偿信号发生单元 614ua进行信号反转和死区时间插入等波形成形处理后，输出U相上臂控 制信号Gupa和U相下臂控制信号Guna。V相脉宽调制电路611va和W相 脉宽调制电路611wa进行的操作与U相脉宽调制电路611ua中相同，故 对它们的说明在此就省略了。
第2脉宽调制控制单元61B用于对第2变频器电路3B进行控制，其 中包括：产生三角波或者锯齿波信号的第2载波信号发生单元610B、U 相脉宽调制电路611ub、V相脉宽调制电路611vb和W相脉宽调制电路 611wb。
由于第2脉宽调制控制单元61B的操作与第1脉宽调制控制单元61A 相同，故对其的描述在此也省略了。
为了使第1脉宽调制控制单元61A和第2脉宽调制控制单元61B之 间实现同步，只要使第1载波信号发生单元610A和第2载波信号发生单 元610B之间实现同步即可。这样，通过使载波信号发生单元610A和 610B输入相同的时钟脉冲Cp，并使时序计数器的初期值和上溢(或者下 溢)设定值相同，就可以产生相同周期的相同波形。例如，通过将载波 信号发生单元610B的时序计数器初期值Co传送到载波信号发生单元 610A中，并由载波信号发生单元610B将模/数变换开始信号Ct加到模 /数变换单元60中，就可以使第1变频器电路3A和第2变频器电路3B 的脉宽调制周期相同，不受开关噪声影响地通过电流检测单元5A、5B进 行电流检测。
图3为第1实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电流检测 时刻的时序图。如图3中所示，各个变频器电路的脉宽调制周期和电流 检测时刻为相同的时刻，图中还示出了模/数变换单元60、第1脉宽调 制控制单元61A和第2脉宽调制控制单元61B中的各种波形。
图3中的各种波形标号与图2中所示的模/数变换单元60和脉宽调 制控制单元61A、61B的方框图中的标号相对应。这里，载波信号波形 Ca、Cb虽然画成了三角波的形状，但是使用锯齿波的话，也可以达到基 本相同的效果。其中，Vai为输出电压设定单元613ua的瞬时输出设定信 号，Vbi为输出电压设定单元613ub的瞬时输出设定信号。Vai变大时， 上臂控制信号Gpa的脉宽调制占空比将增加，下臂控制信号Gna的脉宽 调制占空比将减少，变频器的输出电压将会上升。Ct为与载波信号同步 的模/数变换开始信号，Dia为对第1变频器电路3A的输出电流信号进 行模/数变换的期间，Dib为对第2变频器电路3B的输出电流信号进行 模/数变换的期间。当下臂晶体管导通时，肯定进行模/数变换。Vm为 输出电压极限值设定信号，用于限制下臂控制信号Gnb的最小脉冲宽 度，其目的是如下面要详细描述的那样在模/数变换期间使晶体管不发 生状态切换。
在图3中，模/数变换开始信号Ct虽然在三角波载波信号Ca、Cb 的峰值时刻只输出1次，但实际上，第1变频器电路3A的电流检测单元 5A的输出信号Vsua、Vsva、Vswa由多路复用器60a选中后输出到模/数 变换电路60b、60c、60d中后，就通过第1个模/数变换开始信号Ct启 动模/数变换操作；接着，当第2变频器电路3B的电流检测单元5B的 输出信号Vsub、Vsvb、Vswb由多路复用器60a选中后输出到模/数变换 电路60b、60c、60d中后，就由第2个模/数变换开始信号Ct启动模/ 数变换。因此，只要模/数变换电路如图2中所示的那样具有2个或2 个以上，就可以与多路复用器60a连动地、连续实行模/数变换操作。 这样，多个变频器电路的输出电流就能在1个载波周期内几乎同时地检 测出来。
图4为采用了第1实施例中的电机驱动装置的滚筒式洗衣干衣机的 构成框图。
如图4中所示，直流电源2A的输出侧上连接有第1变频器电路3A， 主电机4A的电机电流由第1电流检测单元5A进行检测，位置传感器40a 检测出主电机4A的转子位置，控制单元6A对主电机4A进行矢量控制， 以驱动洗涤兼脱水滚筒7旋转。
同样，直流电源2A的输出侧上还连接着第2变频器电路3B，电机 4B的电机电流由第2电流检测单元5B进行检测，并由第2变频器电路 3B和控制单元6A对电机4B进行无传感器正弦波控制，以驱动干衣风扇 8旋转。
此外，第2变频器电路3B的输出端子一侧还设有切换单元9，在排 水行程中通过切换信号Ry来使第2变频器电路3B的输出发生切换，从 而对排水泵电机4C而不是干衣风扇8进行驱动。在日本国内的情况下， 由于澡盆水进水泵的使用频度比排水泵要高，因此还可以与澡盆水进水 泵而不是排水泵相连接，在进水行程中对澡盆水进水泵电机进行驱动。
另外，为了降低电机的噪声，变频器电路3A、3B的载波频率分别被 设定在大于或等于15kHz的超声波频率上。如图4中所示，通过使变频 器电路3A、3B的脉宽调制周期实现同步，根据载波交互地检测出各个电 机电流，并且根据载波周期交互地执行电机电流检测和3相/2相变换、 座标变换、q轴电流与d轴电流检测、逆变换等矢量运算，可以减轻电机 控制的运算总开销，减轻处理器的负担。
主电机4A的位置传感器40a输出转子每旋转电角60度的信号及q 轴(或d轴)信号，作为座标变换的基准时间信号来使用。
图5为本实施例中的无传感器正弦波驱动方式的控制矢量图。
电机4B的控制方式为无功电流恒定方式的无位置传感器正弦波驱动 方式，其目的在于省掉转子位置传感器，提高可靠性，并且可以采用成 本低的电机。在本实施例中的无位置传感器正弦波驱动方式中，对于每 个载波信号都进行变频器输出电流检测，通过座标变换向变频器输出电 压Va轴发生变换，分解为与变频器输出电压轴(a轴)同方向矢量的有 效电流成分Ia和处于垂直方向的无效电压轴(r轴)的无功电流成分 Ir，再对施加电压Va进行比例积分控制，使无功电流成分Ir成为规定 值Irs。转速控制成一定时，驱动频率和施加电压之比也基本一定，呈现 出与V/f控制相同的操作特性。
采用无功电流一定方式之后，即使负载转矩发生变化，内部操作角 δ(电机感应电压Em和施加电压Va的相位)及电机电流I和施加电压 Va的电流相位φ也会自动地变化，从而可以使电机的驱动频率保持一 定。也就是说，转矩减少时，内部相差角δ将会减小，电流相位φ接近 90度，电机电流I和q轴之间的相位γ将会变大，因此对于转矩变化无 需进行特别的控制。另外，通过检测出有效电流Ia就能检测出负载转 矩，对排水泵进行的排水完成检测或者吸入空气检测等也能成为可能。
如上所述，由于驱动洗涤兼脱水滚筒7的主电机4A采用的是矢量控 制方式，故从q轴的相位控制将变得容易，转矩控制及因衣物的不平衡 引起的转矩变化检测也将变得容易进行。此外，只需通过矢量控制增加d 轴电流就能很容易进行超前角控制，在脱水操作时通过超前角控制很容 易实现高速操作。另外，由于干衣风扇电机4B或者排水泵电机4C的驱 动采用的是将无功电流控制成一定的无传感器正弦波驱动方式，因此可 以省掉位置传感器，采用低成本的电机，电机的噪声也能够降低。此 外，在采用无功电流一定的方式后，由于电机负载变轻时有效电流Ia也 会减少，故负载检测也将变得容易进行，具有能够实现排水完成检测及 在澡盆水泵中实现澡盆水加水完成检测等特长。
(实施例2)
图6为第2实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电流检测 时刻的时序图，图7中示出了使同步驱动的变频器电路的脉宽调制控制 实现同步、根据载波信号交互地进行电流检测和矢量运算的流程图。如 图6及图7中所示，第1变频器电路3A和第2变频器电路3B的脉宽调 制周期相同，由电流检测单元5A、5B互相交互地进行电流检测。由于其 它构成与第1实施例中相同，故在此只标上了相同的符号，省略对其进 行的重复描述。
这里，首先使用图7来描述使同时驱动的变频器电路的脉宽调制控 制同步、和根据载波信号交互地进行电流检测和矢量运算的操作流程。
如图7中所示，当三角波的峰值处产生载波信号中断信号时，则在 步骤600启动载波信号中断子程序。在步骤601中，对第1变频器电路 3A和第2变频器电路3B的控制标志进行判断。当第1变频器电路3A的 控制标志已被建立时，则进到步骤602，对第1变频器电路3A实行电流 检测和模/数变换，然后进至步骤603进行3相/2相变换和d-q轴变 换，求出d轴电流Id和q轴电流Iq。接下来，进至步骤604，将Id、Iq 存贮到存储器中。求出的d轴电流Id和q轴电流Iq将在电机控制的主 流程中被使用，由主流程检测出与q轴电流指令值Iqs之间的误差信 号，计算出q轴电压指令值Vq。其次，进至步骤605，调用主流程中求 出的q轴电压指令值Vq和d轴电压指令值Vd，在步骤606中进行逆变 换，求出第1变频器电路3A的各相电压Vu、Vv、Vw。然后，进至步骤 607，使变频器电路控制标志翻转，设定成在下一个载波中断信号时对第 2变频器电路3B进行电流检测和矢量运算。接着，进至步骤608，在输 出电压设定单元613中设定与第1变频器电路3A、第2变频器电路3B的 各相电压的相位相对应的脉宽调制控制设定电压；最后，进至步骤609， 使子程序返回。
在变频器电路控制标志被设定为“B”的场合下，首先进到步骤 610，通过与对变频器电路A进行的处理流程几乎相同的流程对第2变频 器电路3B进行控制。由于风扇电机4B的控制也是采用上面所述的使无 功电流成为一定的无传感器正弦波驱动方式，故在步骤610对第2变频 器电路3B实行电流检测和模/数变换，然后进至步骤611进行3相/2 相变换和针对施加电压轴(a-r轴)的座标变换，计算出有效电流成分 Ia和无功电流成分Ir，并在步骤612中将Ia、Ir存储起来。然后，通 过主流程检测出无功电流Ir和设定值Irs之间的误差信号，对施加电压 Va进行正比积分控制。接下来，进至步骤613，调用主流程中求出的施 加电压设定值Vas，在步骤614中进行逆变换，计算出3相中各个相的施 加电压；然后进至步骤607使变频器控制标志反转，最后进至步骤608。
另外，即使在一个载波内同时检测出了多个变频器电路的输出电 流，由于在电流检测之后进行的座标变换等矢量运算需要花费一定的时 间，造成处理器中的处理量增加，因此多个变频器电路的矢量运算有可 能在一个载波内无法结束。为此，象本实施例2中那样根据载波信号交 互地进行电流检测的话，即使在模/数变换的速度慢的场合下或者1个 载波周期内的电流检测时间较长，也可以在下臂晶体管的导通时间宽度 下限值内完成电流检测。这样，在1个载波内只进行1个变频器电路的 电流检测和座标变换的话，处理器的任务可以减轻，电机控制的总开销 也可以减少。
另外，即使同时控制的变频器电路增加到3个或3个以上，通过将 电流检测和座标变换安排在1个载波周期内进行，与第1实施例中的图3 相比，电机控制的任务增加、在1个载波内不能完成计算的问题就不易 发生。因此，本实施例具有以下特长，即，可以按需要增加脉宽调制控 制单元和多路复用器的选择数量，而不会增加芯片尺寸及占据面积大的 模/数变换电路，且能够增加所控制的变频器电路数量。
(实施例3)
图8中示出了第3实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电 流检测时刻的时序图。如图8中所示，第1变频器电路3A和第2变频器 电路3B的脉宽调制周期相同，且在它们的脉宽调制周期互相错开180度 后的场合进行电流检测。其它构成与第1实施例中相同，故在此只标上 了相同的符号，省略对其进行的重复描述。
通过将三角波载波信号的向上计数和向下计数期间设置成相同，很 容易实现180度的相位偏移，从而可以实现180度相位偏移后的脉宽调 制控制。当第1变频器电路3A的下臂晶体管导通时(Gna为高电平时) 中，第2变频器电路3B的上臂臂晶体管导通(Gpb为高电平)；第2变频 器电路3B的下臂晶体管导通时(Gnb为高电平时)，第1变频器电路3A 的上臂臂晶体管导通(Gpa为高电平)，从而可以在不发生开关噪声的期 间内交互地进行电流检测。
如图8中所示，通过使载波周期发生偏移，可以对变频器独立地进 行模/数变换，并且和第2实施例的图7中所表示的方法一样，因模/ 数变换时间产生的脉宽调制宽度最小值可以减小，另外，和第1实施例 的图3中所示的方法一样，电流检测周期可以缩短，具有矢量运算的任 务量虽然会增加、但控制速度却可以加快的特长。
(实施例4)
图9示出了第4实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电流 检测时刻的时序图。如图9中所示，第1变频器电路3A的脉宽调制周期 为第2变频器电路3B的脉宽调制周期的奇数倍。图9中还示出了模/数 变换单60、第1脉宽调制控制单元61A和第2脉宽调制控制单元61B 中的各种波形。其它构成因为与第1实施例中相同，故只标上了相同的 符号，省略对其进行的重复描述。
图中示出了第1变频器电路3A的脉宽调制周期以第2变频器电路3B 的整5倍周期进行同步的情形。在载波信号分别为三角波的时候，如果 使三角波的谷底互相重合同时在三角波的峰顶进行模/数变换的话，则 正好成为奇数倍的周期。
如果使模/数变换操作通过载波信号Ca1的三角波峰顶取得同步的 话，则可以不受开关噪声的影响实现电流检测。
(实施例5)
图10中示出了第5实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电 流检测时刻的时序图。如图10中所示，第1变频器电路3A的脉宽调制 周期为第2变频器电路3B的脉宽调制周期的偶数倍，载波信号Ca1和载 波信号Cb的周期之比正好为4∶1。其它构成因与第1实施例相同，故只 标上了相同的符号，省略对其进行的重复描述。
在偶数倍的场合下，可以看出：需要通过载波信号的峰顶和谷底来 取得同步。取得同步的方式在奇数或偶数的情况都可以实现。
(实施例6)
图11示出了第6实施例中的各个变频器电路的脉宽调制周期和电流 检测时刻的时序图。如图11中所示，第2变频器电路3B的载波信号呈 锯齿波。其它构成与第1实施例中相同，故在此只标上了相同的符号， 并省略对其进行的重复描述。
在载波信号中的至少一方为锯齿波的场合下，载波信号Ca1和载波 信号Cb1之间取得同步的时刻在偶数的场合下为从锯齿状的峰值到峰 值，在奇数的场合为从锯齿状的中点值到中点值(图中未示出)。虽然图 中没有示出，多个载波信号都为锯齿波时，同步时刻将与偶数奇数无关 地变得非常简单。但是，载波信号为锯齿波时，因受到输出电流波形的 侧频带的影响，高次谐波将会增加；在载波频率低的场合下，具有人耳 可听到的频率的噪声会增加。因此，如图11中所示的那样，将载波频率 的高的一方的载波信号设定为超声波锯齿波，将较低的一方的载波信号 设定为三角波的话，可以减少噪声。如第4实施例中的图9或者第5实 施例中的图10所示的那样将多个载波信号全部设定为三角波的话，可以 产生最大的降噪效果。
采用本发明的话，可以用1个控制单元同时对多个变频器电路和多 个电机进行驱动，且至少可以对1个电机进行矢量控制或无传感器正弦 波驱动，因此，可以减少电机的噪声，并且可以通过省掉位置传感器来 实现一种高可靠性、低成本的电机驱动装置。
(实施例7)
图12中示出了第7实施例中的模/数变换电路的时序图。在本实施 例中，使用一个模/数变换电路对多个信号进行模/数变换。其它构成 因与第1实施例中相同，故在此只标上相同的符号，省略对其进行的重 复描述。
上臂栅极信号Gpb和下臂栅极信号Gnb均为低电平的期间td为死区 时间，这是用于防止上下臂同时导通而发生短路的期间。载波信号Cb在 峰值时刻产生出模/数变换开始信号Ct，从时间to开始使用一个模/数 变换电路将输出信号Vsua、Vsva、Vswa一个接一个地以Diu、Div、Diw 的顺序进行模/数变换。这样，可以实现似乎有3个模/数变换电路似 的操作。下臂导通期间最小值tpmin由输出电压上限设定值Vm进行限 制，如果能够实现模/数变换时间te小于tpmin的高速模/数变换的 话，则可以不受开关噪声的影响。
如上所述，本发明的实施例1～7中使同时操作的多个变频器电路的 脉宽调制周期实现同步，在多个变频器电路中的所有晶体管都不发生开 关噪声的导通或者截止期间进行电流检测，因此在进行电流检测可以消 除开关噪声的影响，通过低成本的分流电阻方式就可以实现电流检测， 可对同时驱动的多个变频器电路中的至少一个进行矢量控制或者进行无 位置传感器正弦波驱动。此外，也可以同时对多个变频器电路进行矢量 控制或者无位置传感器正弦波驱动，可以用1个处理器同时对洗衣干衣 机中的洗衣兼脱水桶驱动电机和干衣风扇驱动电机、或者空调器中的热 泵驱动电机和冷却风扇驱动电机进行无位置传感器正弦波驱动，实现一 种低成本、高性能、高效率的电机驱动装置。
综上所述，本发明中的电机驱动装置不受开关噪声的影响，能通过 低成本的分流电阻方式进行高精度的电流检测，能够以很低的成本实现 高性能的矢量控制及无传感器正弦波驱动。因此，本发明不但可以使用 在洗衣干衣机中，还可以应用在对洗衣机的主电机和排水泵进行同时驱 动、对空调器及电冰箱中的压缩机电机和冷却风扇电机进行同时驱动、 以及对多个风扇电机及泵电机进行无传感器正弦波驱动等场合下。