近年来，无刷电机已经广泛地应用于驱动记录媒介，例如，硬盘和光盘， 或者，驱动空调设备中的风扇压缩机或之类。为了实现宽范围的可变速度控制 或减小电消耗，常使用逆变器件通过PWM操作来驱动这类无刷电机。在具有三 相绕组的无刷电机中，为了检测转子的磁极位置，通常每间隔120度的电角度 排列诸如霍尔器件的位置传感器。与具有这类位置传感器的无刷电机相反，为 了减小成本和尺寸，就希望能够开发没有位置传感器的无刷电机以及各种无传 感器的驱动技术。实现无传感器驱动的方式包括以电角度120度的激励以及检 测在非激励相(开相)中所产生的反电动势的零交叉的方法。120度激励是指 具有120度的电角度的激励宽度。
图22是进行无传感器驱动的常规电机驱动装置的方框图。在图22中，电 机10包括一个转子(未显示)，该转子具有永久磁铁所制成的场部件；和一 个定子，其中三相绕组11，12和13采用Y连接。输出部件120设置在电源1 和接地(GND)之间，并且通过三个高端功率晶体管和三个低端功率晶体管获 得桥式结构以向三相绕组11、12和13提供电源。通过将三相端电压Vu、Vv 和Vw与中心抽头电压Vc相比较，位置检测器130就能够检测出转子的位置， 并且向包括CPU的激励控制器140输出位置检测信号UN、VN和WN。激励控制 器140根据位置检测信号UN、VN和WN输出高端激励控制信号UU、VU和WU以 及低端激励控制信号UL、VL和WL，用于控制输出部件的各个功率晶体管，并 且进行三相绕组11、12和13的激励时序控制。通过由此所构成的电机驱动装 置来进行电机10的无传感器驱动。
图23是显示具有图22所示结构的电机驱动装置的各个部件工作的时序 图。在图23中，波形Eu、Ev和Ew是三相反电动势的波形，而波形UN、VN和 WN表示位置检测信号。位置检测信号UN、VN和WN是通过三相端电压Vu、Vv 和Vw分别与中心抽头电压Vc相比较最终所产生的，各个分别在三相反电动势 Eu、Ev和Ew的零交叉点处具有边缘。波形UU和UL是输出部件120中U相的 高端和低端功率晶体管的高端控制信号和低端控制信号。波形Iu是流至U相 绕组的驱动电流。
激励控制器140从通过位置检测信号UN、VN和WN所检测到转子位置来测 量转子的旋转速度以及速度的变化率，并且计算对应于30度电角度的延迟时 间。在根据延迟时间的时序来进行激励的控制，以输出高端激励控制信号UU、 VU和WU和低端控制信号UL、VL和WL。常规的电机驱动装置可采用这种方式 通过控制激励的时序来进行电机驱动控制。
电机驱动装置基于位置检测信号UN、VN和WN来计算相对于30度电角的 延迟时间以及根据所计算的延迟时间的时序来进行激励控制，上述讨论正如在 例如日本专利公告No.2778816中所披露的。
图24是另一常规电机驱动装置结构的方框图。CPU所构成的激励控制器 140包括控制器140A和操作部件140B。控制器140A和操作部件140B的输出 可以通过开关部件150的开关来实现开关并作为激励控制信号发送至输出部件 120。输出部件120根据激励控制信号向电机10提供电源。位置检测器130检 测转子的位置并且将表示转子位置的位置检测信号输出至操作部件140B。控制 器140A和操作部件140B的输出也输入至比较电路160，并检测在两个信号之 间的相位差且输出至控制器140A和开关部件150。
随后，简要地讨论图24所示结构的电机驱动装置的工作。
控制器140A输出用于进行同步操作的同步信号，并因此启动电机10进行 同步工作。当电机启动旋转时，位置检测器130通过反电动势来检测转子的位 置，并且操作部件140B根据位置检测信号来输出激励控制信号。比较电路160 检测在控制器140A的同步信号和操作部件140B的激励控制信号之间的相位 差，并且当相位差落在预定数值内时，开关部件150的开关就从端点150A开 关至端点150B。也就是说，同步操作开关至位置检测驱动。相位差检测信号反 馈至控制器140A，并且校正控制器140A的同步信号，使得相位差可以落在比 较电路160的预定数值内。
正如以上所讨论的，常规电机驱动装置可以检测在同步信号和根据位置检 测信号的激励控制信号之间的相位差，并且在相位差信号落在预定数值内时， 同步操作开关至位置检测驱动，正如在日本待审查专利公告No.7-87783中所 披露的。
于是，在所构成的常规电机驱动装置中，可以通过基于使用反电动势的位 置检测信号所产生的激励控制信号来进行无传感器驱动。在这类方法中，当转 子旋转速度低时，例如，在启动时，位置检测信号包括许多检测误差，因为反 电动势很小等等原因。即，由于在所检测到的相位中的位移相对于应该检测到 的实际相位而增加，所以就会出现启动故障的问题，例如，根据初始转子的位 置会产生振荡、同步丢失和反向旋转，或者即使转子的旋转处于正常的方向， 但未能获得足够的启动扭矩，从而使得启动时间过长。特别是，在驱动诸如光 盘之类信息设备的电机中，就强烈希望能够减小启动时间并且在无传感器驱动 中的稳定无传感器启动是一项绝对的需要。
为了能够解决上述问题，本发明旨在提供一种电机驱动装置，该电机驱动 装置可以在没有任何启动故障(例如，振荡、同步丢失和反向旋转)下进行稳 定的PWM无传感器启动以及缩短启动时间。

根据本发明第一方面的一种电机驱动装置具有一个包括一个转子和一个 具有多相绕组的定子的电机；
位置检测部件，用于根据通过非激励相中的上述绕组的端电压和上述电机 的中心抽头电压的比较所获得的位置检测信号来获得上述转子的位置；
激励控制部件，用于通过在启动时设置相对于上述位置检测信号的相位激 励控制信号的超前相位来进行上述绕组的激励控制，并且根据在通常时间中上 述位置检测信号来进行上述绕组的激励控制；和
开关控制部件，用于输出适用于根据命令信号对上述激励控制部件进行高 频开关控制的驱动信号(PAM信号)。于是，在根据本发明所构成的电机驱动 装置中，就有可能改善启动扭矩和缩短启动时间。
根据本发明的第二方面的电机驱动装置可以构成为，在第一方面所构成 的结构中进一步提供预定周期OFF电路，用于以预定周期的OFF周期对上述多 相绕组提供激励，以及上述位置检测部件在上述预定周期的OFF周期中进行位 置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启动，而没有任 何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转。
根据本发明的第三方面的电机驱动装置可以构成为，使得由第一方面所构 成的结构中的上述位置检测部件对通过比较所获得的信号进行反向以获得所 述位置检测信号，并且根据在高频开关控制的ON周期中的所述位置检测信号 来获得所述转子的位置。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启 动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转。此外，由于没 有提供预定周期OFF，就有可能改善启动扭矩和缩短启动时间。
根据本发明的第四方面的电机驱动装置可以构成为，在第一方面所构成的 结构中进一步提供状态确定部件，用于根据所述位置检测信号确定上述转子的 旋转状态，并且上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出解除所述激励 控制信号对所述位置检测信号的相位超前。采用这种结构，就有可能进行稳定 的PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋 转，并且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM 无传感器驱动。
根据本发明的第五方面的电机驱动装置可以构成为，在第二方面所构成的 结构中，进一步提供状态确定部件，用于根据所述位置检测信号确定上述转子 的旋转状态，并且上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出解除所述激 励控制信号对所述位置检测信号的相位超前和停止所述预定周期OFF电路的预 定周期OFF操作，以及上述位置检测部件进行高频开关控制的ON周期或OFF 周期中的位置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启动， 而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转，并且在删除了超前 相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无传感器驱动。此外， 由于没有提供预定的周期OFF，所以能够改善启动扭矩，从而缩短启动时间。
根据本发明的第六方面的电机驱动装置可以构成为，在第三方面所构成的 结构中，进一步提供状态确定部件，用于根据所述位置检测信号确定上述转子 的旋转状态，其中，上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出解除所述 激励控制信号对所述位置检测信号的相位超前，并且上述位置检测部件根据上 述位置检测信号进行位置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传 感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转，并且在 删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无传感器 驱动。
根据本发明的第七方面的电机驱动装置可以构成为，在第四至第六方面之 一所构成的结构中，所述状态确定部件确定基于上述位置检测信号所获得的上 述转子旋转速度是否超过预定数值。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM 无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转，并 且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无传 感器驱动。
根据本发明的第八方面的电机驱动装置可以构成为，在第四至第六方面中 任一方面所构成的结构中，所述状态确定部件确定上述激励控制信号的电周期 是否被输出预定数量的次数或者更多的次数。采用这种结构，就有可能进行稳 定的PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向 旋转，并且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行 PWM无传感器驱动。
根据本发明的第九方面的电机驱动装置可以构成为，在第四至第六方面中 任一方面所构成的结构中，上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出线 性地或逐渐解除所述激励控制信号对所述位置检测信号的相位超前。
根据本发明的第十方面的电机驱动装置可以构成为，在第四至第六方面中 任一方面所构成的结构中，上述激励控制部件相对于启动时上述位置检测信号 设置小于上述激励控制信号的超前相位的第二超前相位，并且在根据状态确定 部件的输出删除超前相位之后，就进行在第二超前相位中的激励控制。
根据本发明的第十一方面的电机驱动装置可以构成为，在第一方面所构成 的结构中，上述开关控制部件进行斜率控制，从而形成类似于梯形波的流至上 述多相绕组的驱动电流的波形。采用这种结构，由于所形成的驱动电流的波形 类似于梯形波，所以就有可能在启动时减小由于驱动电流的波形所产生的震动 和音频噪声而进行稳定的PWM无传感器启动，没有任何启动故障，诸如，振荡， 同步丢失和反向旋转。
根据本发明的第十二方面的电机驱动装置可以构成为，在第十一方面所构 成的结构中，所述的激励控制部件通过控制在启动时分别在斜率的上升和下降 边沿流至上述多相绕组的近似于梯形波的电流的斜率控制角度来设置超前相 位。
根据本发明的第十三方面的电机驱动装置可以构成为，在第十一方面所构 成的结构中，所述的激励控制部件通过控制在启动时流至上述多相绕组的近似 于梯形波的电流的斜率控制角度来设置较小的超前相位。采用这种结构，由于 在维持驱动电流梯形波形的同时还进行了其它超前相位的激励控制，所以改善 了启动扭矩，从而缩短启动时间。
根据本发明的第十四方面的电机驱动装置可以构成为，在第十三方面所构 成的结构中，进一步提供预定周期OFF电路，用于以预定周期的OFF周期向上 述多相绕组提供激励，并且上述位置检测部件在上述预定周期的OFF周期中进 行位置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启动，而没有 任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转。
根据本发明的第十五方面的电机驱动装置可以构成为，在第十三方面所构 成的结构中的上述位置检测部件对通过比较所获得的信号进行反向以获得所 述位置检测信号，并且根据在高频开关控制的ON周期中的上述位置检测信号 来获得所述转子的位置。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启 动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转。此外，由于没 有提供预定周期OFF，就有可能改善启动扭矩和缩短启动时间。
根据本发明的第十六方面的电机驱动装置可以构成为，在第十三方面所构 成的结构中进一步提供状态确定部件，用于确定上述转子的旋转状态，并且上 述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出解除所述激励控制信号对所述 位置检测信号的相位超前。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器 启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转，并且在删除 了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无传感器驱动。
根据本发明的第十七方面的电机驱动装置可以构成为，在第十四方面所构 成的结构中，进一步提供状态确定部件，用于确定上述转子的旋转状态，并且 上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出删除超前相位和停止所述预 定周期OFF部件的预定周期OFF操作，以及上述位置检测部件进行高频开关控 制的ON周期或OFF周期中的位置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的 PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转， 并且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无 传感器驱动。此外，由于没有提供预定的周期OFF，所以能够改善启动扭矩， 从而缩短启动时间。
根据本发明的第十八方面的电机驱动装置可以构成为，在第十五方面所构 成的结构中，进一步提供状态确定部件，用于确定上述转子的旋转状态，并且 上述激励控制部件根据上述状态确定部件的输出解除所述激励控制信号对所 述位置检测信号的超前相位，并且上述位置检测部件根据上述位置检测信号进 行位置检测。采用这种结构，就有可能进行稳定的PWM无传感器启动，而没有 任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和反向旋转，并且在删除了超前相位之 后，就可以更加有效地以最佳相位的方式进行PWM无传感器驱动。
根据本发明的第十九方面的电机驱动装置可以构成为，在第十六至十八方 面中的任一方面所构成的结构中，所述状态确定部件确定基于上述位置检测信 号所获得的上述转子旋转速度是否超过预定数值。采用这种结构，就有可能进 行稳定的PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和 反向旋转，并且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式 进行PWM无传感器驱动。
根据本发明的第二十方面的电机驱动装置可以构成为，在第十六至十八方 面中任一方面所构成的结构中，所述状态确定部件确定上述激励控制信号的电 周期是否被输出预定数量的次数或者更多的次数。采用这种结构，就有可能进 行稳定的PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，诸如，振荡，同步丢失和 反向旋转，并且在删除了超前相位之后，就可以更加有效地以最佳相位的方式 进行PWM无传感器驱动。
根据本发明的第二十一方面的电机驱动装置可以构成为，在第十六至十八 方面中任一方面所构成的结构中，上述激励控制部件根据上述状态确定部件的 输出线性地或逐渐解除所述激励控制信号对所述位置检测信号的超前相位。
根据本发明的第二十二方面的电机驱动装置可以构成为，在第十六至十八 方面中任一方面所构成的结构中，上述激励控制部件相对于上述位置检测信号 在启动时设置小于上述激励控制信号的超前相位的第二超前相位，并且在根据 状态确定部件的输出删除超前相位之后，进行在第二超前相位中的激励控制。
将在实施例的描述中详细讨论上述结构和工作以及其它结构和工作。
根据本发明，有可能提供极为优良的电机驱动装置，它可以进行稳定的 PWM无传感器启动，而没有任何启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转， 以及缩短启动时间。
在后附权利要求中特别阐述本发明的新颖特征的同时，从结合附图的下列 详细描述中将能够更好地理解和意识到本发明的结构和内容以及其目的和特 征。

图1是显示根据本发明实施例1的电机驱动装置的整体结构的方框图；
图2是显示图1所示电机驱动装置中的位置检测器特殊结构的方框图；
图3是显示图1所示电机驱动装置中的位置检测器工作的波形图；
图4是显示图1所示电机驱动装置中的开关控制器工作的时序图；
图5是显示图1所示电机驱动装置中的激励控制器特殊结构的方框图；
图6是显示图1所示电机驱动装置中的激励控制器在正常时间中的工作时 序图；
图7是显示图1所示电机驱动装置中的激励控制器在启动时的工作时序 图；
图8是显示根据本发明实施例2的电机驱动装置整体结构的方框图；
图9是显示图8所示电机驱动装置中的预定周期OFF电路特殊结构的方框 图；
图10A和图10B是显示图8所示电机驱动装置中的位置检测器特殊结构的 工作时序图；
图11是根据实施例2的电机驱动装置的启动特性图；
图12是显示根据本发明实施例3的电机驱动装置整体结构的方框图；
图13是显示图12所示电机驱动装置中的位置检测器特殊结构的方框图；
图14A和14B是显示图12所示开关控制器的操作的时序图；
图15是显示根据本发明实施例4的电机驱动装置整体结构的方框图；
图16是显示图15所示电机驱动装置中的激励控制器特殊结构的方框图；
图17是显示图15所示电机驱动装置中的激励控制器在正常时间中的工作 时序图；
图18是显示图15所示电机驱动装置中的激励控制器在启动时的工作时序 图；
图19是显示根据本发明实施例5的电机驱动装置整体结构的方框图；
图20是显示图19所示电机驱动装置中的激励控制器在启动时的工作时序 图；
图21是根据实施例5电机驱动装置中的启动特性图；
图22是显示常规电机驱动装置的整体结构的方框图；
图23是显示图22所示常规电机驱动装置中的各个部分工作的时序图；以 及，
图24是显示另一例常规电机驱动装置的整体结构的方框图。
应该意识到的是，部分或全部附图都是用于说明目的的示意图，而并不一 定表示所示部件的实际相对尺寸或者位置。

以下将参考附图讨论本发明电机驱动装置的较佳实施例。
《实施例1》
图1是显示根据本发明实施例1的电机驱动装置的整体结构的方框图。由 根据实施例1的电机驱动装置所控制的电机包括一个转子(未显示)，该转子 具有永久磁铁所制成的场部件；和一个定子(未显示)，其中三相绕组11，12 和13采用Y连接。
正如图1所示，电机驱动装置具有一个输出部分20，一个作为位置检测 部件的位置检测器30，一个作为激励控制部件的激励控制器40，一个电流检 测器70，一个作为开关控制部件的开关控制器80，以及一个作为状态确定部 件的状态确定部分90。
输出部分20设置在电源1和接地(GND)之间，并且采用三个高端功率晶 体管21、22和23以及三个低端功率晶体管25、26和27实现桥式结构。三相 绕组11、12和13分别相互连接着高端功率晶体管21、22和23与低端功率晶 体管25、26和27的连接点。此外，高端功率二极管21d、22d和23d采用反 向并联的方式分别连接着高端功率晶体管21、22和23，低端功率二极管25d、 26d和27d采用反向并联的方式分别连接着低端功率晶体管25、26和27。
于是，所构成的输出部分20通过使用来自激励控制器40的高端激励控制 信号UU、VU和WU和低端激励控制信号UL、VL和WL进行功率晶体管21、22 和23与25、26和27的开关控制(PWM驱动)，并且向电机10的三相绕组11、 12和13提供电源功率。尽管该实施例只讨论了输出部分20的结构，在该结构 中，高端功率晶体管21、22和23与低端功率晶体管25、26和27都是由N型 场效应晶体管所构成，但是，高端功率晶体管21、22和23也可由P型场效应 晶体管所构成，而低端功率晶体管25、26和27由N型场效应晶体管所构成。 另外，高端功率二极管21d、22d和23d与低端功率二极管25d、26d和27d可 以使用在各个功率晶体管结构中所存在着的寄生二极管所构成。
位置检测器30将三相端电压Vu、Vv和Wv与电机10的中心抽头电压Vc 相比较，并检测三相绕组非激励相(开相)中所出现的反电动势的零交叉。图 2是显示位置检测器30的特殊结构的方框图，以及图3是位置检测器30工作 的时序图。在图3中，波形Eu、Ev和Ew显示了各相的反电动势。
位置检测器30包括三个比较器31、32和33以及一个噪声抑止器34。比 较器31、32和33各自分别将三相端电压Vu、Vv和Wv与电机10的中心抽头 电压Vc相比较，并输出比较信号UN、VN和WN至噪声抑止器34。比较信号UN、 VN和WN分别是在三相绕组11、12和13的非激励相(开相)中所出现的反电 动势Eu、Ev和Ew的零交叉检测信号。比较信号UN、VN和WN受在激励开关时 所产生的回扫噪声以及由于PWM驱动所引起的高频开关噪声又进一步叠加在上 的影响。然而，在图3所示的时序图中忽略了这些噪声所产生的影响。
噪声抑止器34去除叠加在比较信号UN、VN和WN上的噪声并输出位置检 测信号Dt。在激励开关时所产生的回扫噪声的影响受制于激励控制器40的检 测窗口信号WIN的掩蔽处理，而由于PWM驱动所引起的高频开关噪声的影响受 制于开关控制器80的PWMMASK信号的掩蔽处理。
正如以上所讨论的，以下对由于噪声所产生的影响进行掩蔽处理所输出的 位置检测信号Dt是具有60度电角度间隔的脉冲信号且与在绕组非激励相(开 相)中所出现的反电动势的零交叉相同步。于是，所产生的位置检测信号Dt 输入至激励控制器40和状态确定部分90。
位置检测器30的结构并不限制于图2所示的结构，并且由三相端电压Vu、 Vn和Vw产生的中心抽头电压Vc可能不可靠，和位置检测可以由一个比较器来 选择性进行。
激励控制器40输出高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信 号UL、VL和WL，用于根据位置检测30的位置检测信号Dt对输出部分20的功 率晶体管21、22和23以及25、26和27进行激励控制。此外，激励控制器40 根据状态确定部分90所发出的状态确定信号SJ来调节高端激励控制信号UU、 VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL的激励启动时序。开关控制器80 所产生的PWM信号叠加在高端激励控制信号UU、VU和WU或低端激励控制信号 UL、VL和WL上。以后将讨论激励控制器40的具体工作。
电流监测器70包括，例如，电流检测电阻器并设置在输出部分20和接地 GND之间，用于检测流至输出部分20的电流。电流检测器70向开关控制器80 输出所检测到的电流检测信号CS。尽管实施例1讨论了设置在输出部分20和 接地(GND)之间的电流检测器70的结构，但是本发明并不限制于这类结构， 并且电流检测器70可以设置在电源1和输出部分20之间。
开关控制器80根据电流检测信号CS和命令信号EC向激励控制器40输出 PWM信号，并引起输出部分20的功率晶体管21、22和23以及25、26和27进 行高频开关操作(PWN驱动)。此外，开关控制器80向位置检测器30的噪声 抑止器34(图2)输出PWMMASK信号。
图4是显示开关控制器80工作的时序图。在开关控制器80中，根据从装 置外部所输入的命令信号EC的PWM信号和电流检测信号CS产生PWM信号。该 信号产生可有各种不同的方法，并且在本发明中并不需要定义特殊的方法，从 而可以省略对其的讨论。产生PWMMASK信号，使其在只从PWM信号的ON时序 和OFF时序开始持续预定时间Ty具有“L”电平。于是，通过不考虑在预定时 间Ty周期内的位置检测器30的比较器输出就能够避免由于PWM驱动所引起的 高频开关噪声的影响。
状态确定部分90根据位置检测信号Dt向激励控制器40输出状态确定信 号SJ。当位置检测信号Dt所测量到的转子的旋转速度变成为预定数值或大于 预定数值时，状态确定信号SJ的状态就从“L”电平变成为“H”电平。在状 态确定信号SJ中的状态变化时序并不限制于上述时间点，并且可以在检测中 已经确定所测到的转子旋转速度成为预定数值或大于预定的时间数值，或连续 地成为预定的时间数值等的时间点上。另外，在状态确定信号的状态变化时序 可以在已经检测到位置检测信号脉冲时定位在预定数量的时间以及根据环境 任意设置。
在根据实施例1所构成的电机驱动装置中，电机10是由PWM无传感器工 作驱动的。以下将讨论激励控制器40和PWM无传感器启动方法的具体工作。
激励控制器40输出高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信 号UL、VL和WL，用于根据位置检测信号Dt对输出部分20的功率晶体管21、 22和23以及25、26和27进行激励控制。图5是显示激励控制器特殊结构的 方框图。所构成的激励控制器40包括：一个同步信号发生电路41，一个选择 电路42，一个时序测量电路43，一个第一调节电路44，一个第二调节电路45， 以及一个激励控制信号发生电路46。
同步信号发生电路41输出恒定周期的同步信号Fs，用于迫使电机10进 行同步工作。选择电路42选择地输出位置检测信号Dt或者同步信号Fs。在启 动开始后的瞬间，选择电路42选择同步信号Fs，并且根据该信号进行电机10 的同步工作。当转子以同步工作方式旋转并且输出位置检测信号Dt时，选择 电路42就将同步信号Fs切换至位置检测信号Dt并且输出该信号。
选择电路42的输出信号输入至时间测量电路43，并且在该电路43测量 在信号边缘之间的时间。于是，将所测到的数值“Data”下载至第一调节电 路44和第二调节电路45。第一调节电路44在根据所下载测得数值“Data”在 第一调节时间T1之后输出第一调节脉冲F1，而第二调节电路45在根据所下载 测得数值“Data”在第二调节时间T2之后输出第二调节脉冲F2。激励控制信 号发生电路46根据第一调节脉冲F1产生高端激励控制信号UU、VU和WU以及 低端激励控制信号UL、VL和WL，并且根据第二调节脉冲F2产生用于位置检测 的检测窗口信号WIN。采用这一方式，根据所测到的数值“Data”就能够确定 激励控制信号的激励启动时间，以便于进行无传感器驱动。
状态确定信号SJ输入至第一调节电路44和第二调节电路45，并且第一 调节时间T1和第二调节时间T2都可以根据状态确定信号SJ进行调节。也就 是说，第一调节电路44和第二调节电路45可以调节高端激励控制信号UU、VU 和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL的激励启动时间。
图6是显示激励控制器40各个部分工作的时序图。图6是在正常时间(转 子的旋转速度是预定数值或者大于预定数值)中的时序图。由于V相和W相分 别与U相相差120度和240度，因此可以省略对其的讨论。状态确定信号SJ 在正常时间中的输出“H”电平，并且激励控制器40的选择电路42选择和输 出位置检测信号Dt。
时间测量电路43测量在位置检测信号Dt的边缘之间的时间和将测得的值 “Data”下载到第一调节电路44和第二调节电路45。所下载的测得值“Data” 是相对应于60电角度的时间测量值，并且第一调节电路44在第一调节时间T1 之后向激励控制信号发生电路46输出第一调节脉冲F1，作为相对应于从位置 检测信号Dt边缘开始30度电角的延迟时间。第二调节电路45在第二调节时 间T2之后向激励控制信号发生电路46输出第二调节脉冲F2，作为相对应于从 位置检测信号Dt边缘开始45度电角度的延迟时间。在与第二调节脉冲F2相 同步时，激励控制信号发生电路46的检测窗口信号WIN的状态就变成为“H” 电平，从而能使位置检测器30的位置检测工作。在位置检测(各个相位反电 动势的零交叉的检测)的同时，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL的都 是由第一调节脉冲F1所产生120度激励的脉冲信号。120度激励是指具有120 度电角度的激励宽度。在图6中，实际上，开关控制器80的PWM信号叠加在 高端和低端的激励控制信号UU和UL上。通过采用这一方式由第一调节脉冲F1 产生高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL并且 将PWM信号叠加在上，就可以采用PWM无传感器工作来驱动电机10。第二调节 脉冲F2的输出时序相对于第一调节脉冲F1延迟15度电角度，以便于掩蔽在 激励开关时所产生的回扫噪声以及其它等等影响。尽管高端和低端的激励控制 信号UU和UL是120度激励的脉冲信号并且第二调节脉冲F2的输出时序设置 在等于偏离图6所示的位置检测信号边缘的45度电角，但是本发明并不限制 于120度激励的激励控制信号，并且也并不限制于相对于45度电角度的第二 调节脉冲F2的输出时序。
接着，讨论根据实施例1的电机驱动装置在启动时的工作。
图7是显示各个部分(只是U相)在启动时工作的时序图。这里，启动的 时间是指从启动开始到转子旋转速度达到预定数值时的时间周期。在启动开始 之后的瞬间，状态确定信号SJ输出“L”电平，并且选择电路42选择和输出 恒定周期的同步信号Fs。时间测量电路43测量在同步信号Fs边缘之间的时间 和下载测得值“Data”到第一调节电路44和第二调节电路45。所下载的测得 值“Data”是相对于60度电角的测量数值。第一调节电路44将第一调节时间 T1设置为0并且以与同步信号Fs的边缘相同的时序输出第一调节脉冲F1’， 第二调节电路45在作为相对于偏离第一调节脉冲F1’边缘15度电角度的延迟 时间的第二调节时间T2’之后输出第二调节脉冲F2’。与第二调节脉冲F2’ 同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“H”电平，从而能使位置检测器30 的位置检测操作，并且与同步信号Fs的边缘相同步，检测窗口信号WIN的状 态就变成为“L”电平。
高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是 由第一调节脉冲F1’所产生120度激励的脉冲信号。在图7中，实际上，开关 控制器80的PWM信号叠加在高端和低端的激励控制信号UU和UL上。启动开 始后的瞬间，通过由同步信号Fs所产生的第一调节脉冲F1’来产生激励控制 信号并且还将PWM信号叠加上，就可以迫使电机10进行同步工作。
当位置检测器30输出与电机10工作相同步的位置检测信号Dt(指图7 中的点A)时，选择电路42就将同步信号Fs切换至位置检测信号Dt并输出该 信号。由于状态确定信号SJ在此时保持着“L”电平，类似于在启动开始之后 的瞬间，第一调节电路44就将第一调节时间T1设置为0并且在位置检测信号 Dt边缘的相同时间输出第一调节脉冲F1’，以及第二调节电路45在作为相对 于偏离第一调节脉冲F1’边缘15度电角度的延迟时间的第二调节时间T2’之 后输出第二调节脉冲F2’。与第二调节脉冲F2’同步，检测窗口信号WIN的 状态就变成为“H”电平，从而能使位置检测器30的位置检测操作，并且与位 置检测信号Dt的边缘相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
在输出位置检测信号Dt之后，通过由位置检测信号Dt所产生的第一调节 脉冲F1’来产生激励控制信号并且还把PWM信号叠加在上，就可以采用PWM无 传感器操作方式来驱动电机10。也是从图7所示的点A开始，直至转子的旋转 速度达到预定数值，也就是说，直至状态确定信号SJ的状态从“L”电平变化 到“H”电平，同样，在选择电路42输出的相同时间由第一调节脉冲F1’输出 启动激励。
正如以上所讨论的，通过从第一调节脉冲F1至F1’和从第二调节脉冲F2 至F2’的领先时间，在从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时的时间周 期中.也就是说，当状态确定信号SJ具有“L”电平时，可以较早地设置高端 激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL。通过采用这 种方式来领先设置激励控制信号中的激励启动时序，与正常时序(图6)中的 激励控制的激励启动时序相比较，就能够进行相对于30度电角度(图7)的超 前相位激励控制。
当通过进行超前相位激励控制以PWM无传感器工作来驱动电机10时，转 子的旋转速度就加速并随后变成预定数值。在这一点上，状态确定信号SJ的 状态就从“L”电平变成为“H”电平。当状态确定信号SJ变成为“H”电平时， 就能够切换至以图6所示的有效和最佳相位的激励控制，从而进行PWM无传感 器驱动。
在根据实施例1的电机驱动装置中，由于在从启动开始时至转子旋转速度 达到预定数值时的时间周期中进行超前相位激励控制，并且当转子旋转速度变 成预定数值或者大于预定数值时，就能够以最佳相位切换至激励控制以进行 PWM无传感器驱动，启动的时间能够缩短。在位置检测器30中的位置检测信号 Dt变成为一个始终比在旋转速度较慢时(例如，启动的较早阶段)所初始应该 检测到的实际相位要延迟的一个检测信号。在从启动开始时至转子的旋转速度 达到预定数值时的时间周期中所进行的超前相位激励控制几乎等效于以接近 于应该初始激励的最佳相位的相位所进行的激励控制。也就是说，通过使根据 在相位上延迟的位置检测信号Dt所产生的激励控制信号成为超前相位激励控 制信号，就能够校正相位上的延迟，从而进行激励控制。这里，与根据在相位 上延迟的位置检测信号所产生的激励控制信号启动的常规方法相比较，由于采 用在相位上接近于最佳相位的激励控制信号的启动是通过在实施例1的电机启 动装置中应用超前相位的激励控制来进行，所以能够改善启动扭矩并且可以缩 短启动时间。
尽管实施例1讨论了120度激励作为实施例，但是在本发明中也可以采用 类似150度的角度激励。150度激励是指激励宽度具有150度电角。尽管实施 例1讨论了角度的领先量为30度电角，但是并没有说20或10电角度能够获 得同样缩短启动时间的效果。尽管将位置检测信号Dt定义成以间隔60电角度 所产生的脉冲，但是本发明并一定要限制与此，并且可以通过使用间隔120电 角度或者360电角度所产生的脉冲信号来进行激励控制。尽管状态确定信号SJ 的状态可以使用预定转子旋转速度作为阈值来变化，但是状态确定信号SJ的 状态可以与转子旋转速度基本成比例的方式变化并因此超前相位的量可以基 本成比例或逐渐删除。实施例1讨论了在状态确定信号SJ具有“H”电平时的 正常时序中可以最佳相位有效设置激励控制信号的激励启动时序。然而，本发 明并不限制于这种方法，并且它可以超前相位将转子设置在较高的速度上，以 及所设置的方法可以根据环境来任意设置。
《实施例3》
接着，以下讨论根据本发明实施例2的电机驱动装置。图8是显示根据本 发明实施例2的电机驱动装置结构的方框图。根据实施例2的电机驱动装置不 同于根据实施例1的电机驱动装置，在该装置中提供了预定周期OFF电路100。 正如图8所示，预定周期OFF电路100构成了从开关控制器80接受PWM信号 的输入以及从状态确定部分90接受状态确定信号SJ，向激励控制器40输出 PWMA信号和向位置检测器30输出PWMMASK信号。由于其它结构和工作都类似 于根据实施例1的结构和工作，所以在实施例2中省略其内容的描述。
图9是显示预定周期OFF电路特殊结构的方框图。预定周期OFF电路100 构成了包括：一个OFF周期发生电路101，一个AND门电路102，和一个掩蔽 发生电路103。OFF周期发生电路101接受开关控制器80的PWM信号的输入并 且根据状态确定信号SJ输出PWMOFF。AND门电路102进行PWM信号和PWMOFF 信号的AND操作并且输出PWMA信号。掩蔽发生电路103接受PWMA信号的输入 并且根据状态确定信号SJ输出PWMMASK信号。
图10A和10B是显示预定周期OFF电路100各个部分工作的时序图。图 10A是在状态确定信号SJ具有“L”电平(从启动开始时至转子旋转速度达到 预定数值时的时间周期)情况下的时序图，而图10B是在状态确定信号SJ具 有“H”电平(转子旋转速度具有预定数值或者大于预定数值时)情况下的时 序图。在图10A中，OFF周期发生电路101输出与PWM信号的上升边沿相同步 且在预定周期Tp中的Tx周期中变成为OFF的PWMOFF信号。因此，PWMA信号 是当PWM信号和PWMOFF信号中至少一个信号处于OFF周期中时变成为OFF的 信号。尽管与PWM信号相比较，PWMA信号的ON占空比小于应该初始激励的ON 占空比，但是在实际操作中激励中没有出现异常。
掩蔽发生电路103产生PWMMASK信号，该信号在PWMA信号的ON周期中和 从PWMA信号的OFF时序开始的预定时间Ty中具有“L”电平。PWMA信号输入 至激励控制器40并且采用在预定周期中具有OFF时间周期的PWM操作来驱动 电机。PWMMASK信号也输入至位置检测器30的噪声抑止器34，从而在通过消 除PWM驱动(PWMA信号)的ON周期所获得周期中和从PWM驱动(PWMA信号) 的OFF时序开始的预定时间Ty能使转子位置检测工作。也就是说，转子位置 只可以在PWM驱动的OFF周期(OFF周期检测)进行检测。在预定周期Tp中的 OFF时序并不限制于图10A所示的点，并且可以设置任意设置数值，该设置数 值满足OFF周期Tx大于PWMMASK信号的掩蔽时间Ty。
接着，在图10B中，OFF周期发生电路101输出的PWMOFF信号始终为“H” 电平。因此，PWMA信号随之按原来样子变成PWM信号。掩蔽发生电路103产生 PWMMASK信号，该信号具有“L”电平但只在从PWMA信号的ON时序和OFF时序 开始的预定时间Ty。PWMA信号输入至激励控制器40，以进行电机10的PWM驱 动。PWMMASK信号也输入至位置检测器30的噪声抑止器34，从而在通过消除 从PWM驱动(PWMA信号)的ON时序和OFF时序开始的预定时间Ty所获得的时 间周期中使能转子位置检测工作。也就是说，可以进行PWM驱动的ON周期检 测和OFF周期检测。
在根据实施例2所构成的电机驱动装置中，在从启动开始时至当转子旋转 速度达到预定数值时的周期中，在位置检测器30中仅仅只进行PWM驱动的OFF 周期检测，以及在激励控制器40中进行超前相位激励控制。当转子旋转速度 是预定数值或大于预定数值时，位置检测器30就进行ON周期检测和OFF周期 检测，并且激励控制器40就以最佳相位进行激励控制。于是，根据实施例2 所构成的电机驱动装置能够缩短启动时间并且能够进行稳定的PWM无传感器驱 动，且没有启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转。
在旋转速度较低的区域中，例如，在启动的早期阶段中，在绕组的非激励 相位(开相)中所出现的反电动势是较低的。因此，根据通过端电压和中心抽 头电压相比较来进行位置检测的常规无传感器驱动方法，时常会产生错误检 测，从而产生相对于初始应该检测到的实际相位的相移的位置检测信号Dt。然 而，在PWM无传感器驱动的情况中，特别针对PWM驱动的感应电压可叠加在反 电动势上。因此，特别是在旋转速度较低的区域中，例如，是在启动的早期阶 段中，由于针对PWM驱动的感应电压比反电动势更具有支配力，所以容易发生 错误的检测。根据常规无传感器启动方法，由于激励控制信号是基于包括错误 检测的位置检测信号Dt所产生的，因此发生诸如振荡、同步丢失和反向旋转 之类启动故障的几率较高。另一方面，当转子旋转速度是与正常时间的旋转速 度一样高时，在三相绕组中所出现的反电动势是高的并且变成具有超越对PWM 驱动的感应电压特征的支配力。因此，由于特别针对PWM驱动的感应电压所产 生的影响随着旋转速度增加而变小，并且位置检测信号Dt能够正确检测到初 始检测应该检测到的实际相位。
特别针对PWM的感应电压的特征在极性上变成相反且无论是进行ON周期 检测或者OFF周期检测。特别是，当转子位置只能在OFF周期中进行检测时， 就可以进行稳定的PWM无传感器启动。这是由于特别是在OFF周期检测中特别 针对PWM驱动的感应电压的特性确实可以在相对于初始检测到的实际相位的滞 后相位中进行并且可以消除由于故障检测所引起的不适当加速激励控制。
正如以上所讨论的，如果在从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时 的时间周期中，进行具有在预定周期中的OFF周期的PWM驱动，并且只进行PWM 启动的OFF周期检测，就能够获得在启动时没有故障的稳定PWM无传感器启动。 然而，尽管有可能进行稳定PWM无传感器启动，但是启动扭矩是不够的，由于 位置检测确实是在相对于初始检测到的实际相位的滞后相位中进行的并且激 励控制是根据相位延迟所检测到的位置检测信号Dt来进行的。于是，通过应 用超前相位激励控制，也就是说，使得根据相位上延伸的位置检测信号Dt所 产生的激励控制信号成为超前相位激励控制信号，就能够获得相位延迟得到校 正的激励控制。因此，与通过使用根据在滞后相位中的位置检测信号Dt启动 的常规方法相比较，采用根据实施例2的电机驱动装置的结构，由于应用超前 相位的激励控制并且采用相位接近于最佳相位的激励控制信号进行启动，从而 改善启动扭矩，进而减小启动时间。
图11是显示启动特性的图形，由实线所表示的启动曲线(a)显示了在没 有应用超前相位激励控制的情况下的启动特性，而虚线所表示的启动曲线(b) 显示了在超前相位激励控制应用于启动情况下的启动特性。在图11中，水平 轴表示启动时间(秒)，而垂直轴表示转子旋转速度(rpm)。在图11所示的 垂直轴中的数值Na是变化确定信号SJ的状态的转子旋转速度的阈值。在图11 所示的曲线(b)中，在转子旋转速度低于预定旋转速度Na的区域中，即，状 态确定信号具有“L”电平，进行超前相位激励控制，以及在转子旋转速度为 预定旋转速度Na或者大于预定旋转速度Na的区域中，即，状态确定信号具有 “H”电平，进行最佳相位的激励控制。正如图11中的启动曲线(b)所示， 通过应用超前相位激励控制，可以改善启动扭矩，从而使之提高速率变化对时 间的斜率。其结果是，直至预定旋转速度Na的启动时间可以从Ta1缩短到Ta2， 并且直至旋转速度Nb的启动时间也可以从Tb1缩短到Tb2。
正如以上所讨论的，在根据实施例2的电机驱动装置中，通过进行具有预 定周期的OFF周期的PWM启动以及在从启动开始时至转子旋转速度达到预定数 值时的时间周期中仅仅只进行PWM启动的OFF周期检测，就能够获得稳定PWM 无传感器启动，且没有任何启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转，以 及通过应用超前相位激励控制，就能够缩短启动时间。
《实施例3》
图12是显示根据本发明实施例3的电机驱动装置整体结构的方框图。根 据实施例3的电机驱动装置在位置检测器30A和开关控制器80A的结构上不同 于根据实施例1的电机驱动装置。其它结构和工作都类似于根据实施例1所讨 论的结构和工作。
图13是根据实施例3的位置检测器30A特殊结构的方框图。在位置检测 器30A中，对实施例1的位置检测器30增加了一个反向处理电路35。位置检 测器30A将三相端电压Vu、Vv和Vw与电机10的中心抽头电压Vc相比较并根 据比较结果的反向处理输出来检测绕组的非激励相位(开相)中所出现的反电 动势的零交叉。
位置检测器30A包含了3个比较器31，32和33，噪声抑制器34和反向处 理电路35。比较器31，32和33各个分别将3相端电压Vu，Vv和Vw与电机10 的中心轴头电压Vu作比较，并输出比较信号Un，Vn和WN，在这些比较信号上 再叠加上在开关激励时所产生的回扫噪声的影响和由于PWM驱动所产生的高频 开关噪声。此反向处理电路35进行比较信号UN，VN和WN的反向处理，并输出 反向比较信号UNB，VNB和WNB。噪声抑制器34除去叠加在反向比较信号UNB，WNB 和VNB的噪声，并根据除去噪声的信号输出位置检测信号Dt。在噪声抑制器 34中，使用激励控制器40的检测窗口信号WIN通过掩蔽处理除去在开关激励 时所产生的回扫噪声的影响，和使用开关控制器80A的PWMMASK信号通过掩蔽 处理除去由PWM驱动所引起的高频开关噪声的影响。
开关控制器80A根据电流检测信号CS和命令信号EC向激励控制器40输 出PWM信号，并且使得输出部分20的各个功率晶体管进行高频开关操作(PWM 驱动)。开关控制器80A可以构成，使之接受来自状态确定部分90的状态确 定信号SJ并且根据状态确定信号SJ向位置检测器30的噪声抑止器34输出 PWMMASK信号。
图14A和14B是显示开关控制器80A工作的波形时序图。图14A显示了状 态确定信号SJ具有“L”电平(从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时 的时间周期)的情况，而图14B显示了状态确定信号SJ具有“H”电平(当转 子旋转速度为预定数值或者大于预定数值时)的情况。在开关控制器80A中， 根据电流检测信号Cs和命令信号EC来产生PWM信号。然而，由于可有各种不 同的方法来产生PWM信号并且本文不一定要特别定义方法，因此省略对其的描 述。在图14B中，如同实施例1，产生PWMMASK信号，使之在从PWM信号的ON 时序和OFF时序开始的预定时间Ty中具有“L”电平。在图14A中，产生PWMMASK 信号，使之在PWM信号的OFF周期中和从PWM信号的ON时序开始的预定时间 Ty中具有“L”电平。
尽管位置检测器30A的噪声抑止器34输入PWMMASK信号，以根据PWMMASK 信号进行噪声去除和转子位置检测，由于PWMMASK信号可根据状态确定信号SJ 来切换，所以根据状态确定信号也可以改变检测方法。在图14A所示的状态中， 也就是说，在状态确定信号SJ具有“L”电平(从启动开始时至转子旋转速度 达到预定数值时的时间周期)的周期中，在通过消除OFF周期所获得的时间周 期中以及在从PWM驱动的ON时间开始的预定时间Ty中能使转子位置的检测工 作。换句话说，在从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时的时间周期中， 仅仅只进行PWM驱动的ON周期检测。
另一方面，当确定信号SJ具有“H”电平(转子旋转速度为预定数值或大 于预定数值)时，在通过消除从PWM驱动的ON时间和OFF时间各自开始的预 定时间Ty所获得的周期中能使转子位置的检测工作。换句话说，当转子旋转 速度为预定数值或大于预定数值时，就进行PWM驱动的ON周期检测和OFF周 期检测。
在根据实施例3所构成的电机驱动装置中，当状态确定信号SJ具有“H” 电平(转子旋转速度为预定数值或大于预定数值)时，如同上述实施例1和2， 进行正常的PWM无传感器驱动。另一方面，在状态确定信号SJ具有“L”电平 (从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时的时间周期)的周期中，使用 通过反向比较信号UN、VN和WN所获得的反向比较信号UNB、VNB和WNB来进 行ON周期检测。这一操作是准-等效于实施例2所讨论的仅仅只进行OFF周 期检测。这是基于特别针对PWM的感应电压特征在极性上变成相反且无论是进 行ON周期检测或者OFF周期检测，以及通过使用反向比较信号取代仅仅只进 行ON周期检测来检测转子位置。于是，根据实施例3的电机驱动装置可以获 得与根据实施例2的电机驱动装置相同的效果，在该装置中通过使用比较信号 仅仅只能进行OFF周期检测来检测转子的位置。也就是说，能够获得稳定PWM 无传感器启动，且没有任何启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转，以 及由于应用超前相位激励控制，就能够缩短启动时间。
此外，与实施例2相反，在实施例3中，由于电机驱动装置不需要在预定 的周期中提供OFF周期，从而减小在预定周期的OFF周期中的电流。也就是说， 改善了启动扭矩的减小，从而进一步缩短启动时间。
位置检测器30A的结构并不限制于图13所示的结构，并且三相端电压Vu、 Vv和Vw会产生错误的中心抽头电压Vc以及可以采用一个比较器来选择地进行 位置检测。
在实施例3中，比较信号的噪声抑止是采用通过反向比较信号所获得的信 号来进行。然而，即使首先进行比较信号的噪声抑止，但是经过噪声抑止的比 较信号仍旧要进行反向和输出，并随后通过使用反向的比较信号来检测转子的 位置，这可以获得相同的效果。
《实施例4》
图15是显示根据本发明实施例4的电机驱动装置结构的方框图。根据实 施例4的电机驱动装置在激励控制器40A的结构上不同于根据上述实施例1的 电机驱动装置，而其它结构和工作都类似于根据实施例1所讨论的结构和工作。
图16是显示根据实施例4的激励控制器40A特殊结构的方框图。激励控 制器40A具有一个在实施例1的激励控制器40上增加一个斜率调节电路47的 结构。该斜率调节电路47基于时间测量电路43所测到的数值“Data”输出斜 率调节脉冲SL。斜率调节电路47也可以根据状态确定信号SJ来调节斜率调节 脉冲SL的输出时序。
图17是显示激励控制器40A在正常(转子旋转速度为预定数值或者大于 预定数值)时间中的工作(仅仅只有U相)的时序图。由于V相和W相分别与 U相相差120和240电角度，因此可以省略对其的描述。状态确定信号SJ在正 常时间内输出“H”电平，以及激励控制器40的选择电路42选择和输出位置 检测信号Dt。时间测量电路43测量在位置检测信号Dt的边缘之间的时间和下 载测得值“Data”到第一调节电路44、第二调节电路45和斜率调节电路47。 所下载的测量数值“Data”是对应于60度电角度的时间测量数值，在作为对 应于从位置检测信号Dt边缘开始的15度电角度的延迟时间的第一调节时间T1 之后，第一调节电路44输出第一调节脉冲F1。在作为对应于从位置检测信号 Dt边缘开始的55度电角度的延迟时间的第二调节时间T2之后，第二调节电路 45输出第二调节脉冲F2。在作为对应于从位置检测信号Dt边缘开始的45度 电角度的延迟时间的斜率调节时间TSL之后，斜率调节电路47输出斜率调节 脉冲SL。与第二调节脉冲F2相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“H” 电平，从而能使位置检测器30的位置检测工作。与位置检测(各相反电动势 的零交叉的检测)的同时，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是 由第一调节脉冲F1和斜率调节脉冲SL所产生的150度激励的脉冲信号。在图 17中，开关控制器80的PWM信号实际上是叠加在高端和低端激励控制信号UU 和UL上的。此时，在图17所示的B所表示的周期(从第一调节脉冲F1至斜 率调节脉冲SL的30电角度的周期)中，可以进行PWM驱动，使得驱动电流Iu 具有类似于斜率控制的梯形波的波形。可以有各种不同的斜率控制的方法，并 且由于在本发明并不一定要定义特殊的方法，所以可以省略对其的描述。
正如以上所讨论的，通过使用斜率控制来进行PWM驱动，就可以进行电机 10的PWM无传感器启动，使得所形成的驱动电流的波形类似于梯形波形。第二 调节脉冲F2的输出时序可以相对于斜率调节脉冲SL延迟10度电角度，以便 于掩蔽在激励开关时所产生的回扫噪声等等的影响。
尽管实施例讨论了包括30电角度斜率周期的150度激励，但是本发明并 不限制与此，并且如果仅仅只在非激励周期中就足以确保进行位置检测，则斜 率周期就可以更短些或者更长些。尽管第二调节脉冲F2的输出时序可以设置 在与斜率调节脉冲SL相差10度电角度上，但是本发明并不限制与此并且可以 设置在任意数值上，此外，尽管第一调节脉冲F1的输出时序是设置在15度电 角度上(就效率而言是最佳相位)，但是本发明并不限制与此，并且可以设置 在任意数值上。
正如以上所讨论的，在根据实施例4的电机驱动装置中，通过形成类似于 梯形波的驱动电流波形，就能够减小由于驱动电流的波形所引起的振荡和音频 噪声。
接着，讨论在启动时间(从启动开始时至当转子的旋转速度达到预定数值 时的时间周期)中的激励控制器40A的工作。图18是显示激励控制器40A(仅 仅只是U相)在启动时的工作时序图。
在启动开始之后的瞬间，状态确定信号SJ输出“L”电平，并且选择电路 42选择和输出恒定周期的同步信号Fs。时间测量电路43测量在同步信号Fs 的边缘之间的时间和下载测量数值“Data”到第一调节电路44、第二调节电路 45和斜率调节电路47。所下载的测量数值“Data”是对应于60度电角度的时 间测量数值，以及第一调节电路44设置第一调节时间T1为0并且在与同步信 号Fs边缘相同的时间上输出第一调节脉冲F1’。在作为对应于从第一调节脉 冲F1’边缘开始的40度电角度的延迟时间的第二调节时间T2’之后，第二调 节电路45输出第二调节脉冲F2’。在作为对应于从第一调节脉冲F1’边缘开 始的30电角度的延迟时间的斜率调节时间TSL’之后，斜率调节电路47输出 斜率调节脉冲SL’。与第二调节脉冲F2’相同步，检测窗口信号WIN的状态 就变成为“H”电平，从而能使位置检测器30的位置检测工作，以及与同步信 号Fs的边缘相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是 由第一调节脉冲F1’和斜率调节脉冲SL’所产生的150度激励的脉冲信号。 在图18中，开关控制器80的PWM信号实际上是叠加在高端和低端激励控制信 号UU和UL上的。此时，作为在正常时间中，在图18所示的B所表示的周期 (从第一调节脉冲F1’至斜率调节脉冲SL’的30度电角度的周期)中，可以 进行PWM驱动，使得驱动电流Iu具有类似于斜率控制的梯形波的波形。采用 这种方式，在启动开始之后的瞬间，通过由同步信号Fs所产生的第一调节脉 冲F1’和斜率调节脉冲SL’来产生激励控制信号并且通过使用斜率控制来进 行PWM驱动，就可以迫使电机10进行同步工作，从而所形成的启动电流的波 形类似于梯形波形。
当位置检测器30与电机10同步工作输出位置检测信号Dt时(参考图18 所示点A)，选择电路42就将同步信号Fs切换至位置检测信号Dt并且输出该 信号。由于状态确定信号SJ在此时保持于“L”电平，类似于在启动开始之后 瞬间的工作，第一调节电路44就将第一调节时间T1设置为0并且在位置检测 信号Dt边缘的相同时间输出第一调节脉冲F1’，以及在作为相对于偏离第一 调节脉冲F1’边缘40度电角度的延迟时间的第二调节时间T2’之后，第二调 节电路45输出第二调节脉冲F2’。在作为相对于偏离第一调节脉冲F1’边缘 30度电角度的延迟时间的斜率调节时间TSL’之后，斜率调节电路47输出斜 率调节脉冲SL’。与第二调节脉冲F2’同步，检测窗口信号WIN的状态就变 成为“H”电平，从而能使位置检测器30的位置检测工作，并且与位置检测信 号Dt的边缘相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
即使在位置检测器30输出位置检测信号Dt之后，高端激励控制信号UU、 VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是由第一调节脉冲F1’和斜率 调节脉冲SL’所产生的150度激励的脉冲信号。开关控制器80的PWM信号实 际上是叠加在如图18所示的高端和低端激励控制信号UU和UL上的。此时， 作为在正常时间中，在图18所示的B所表示的周期(从第一调节脉冲F1’至 斜率调节脉冲SL’的30度电角度的周期)中，可以进行PWM驱动，使得驱动 电流Iu具有类似于斜率控制的梯形波的波形。
在采用这种方式输出位置检测信号Dt之后，通过由位置检测信号Dt所产 生的第一调节脉冲F1’和斜率调节脉冲SL’来产生激励控制信号并且通过使 用斜率控制来进行PWM驱动，就可以进行电机10的PWM无传感器驱动。
同样，也从图18所示的点A开始，直至转子的旋转速度达到预定数值， 即，直至状态确定信号SJ的状态从“L”电平变化到“H”电平，相类似，就 可以由在选择电路42输出同时所输出的第一调节脉冲F1’来启动激励。
正如以上所讨论的，激励控制信号的激励启动时间可以通过在从启动开始 时至转子旋转速度达到预定数值时的时间周期中，即，当状态确定信号SJ具 有“L”电平时，将第一调节脉冲F1设置成F1’，将第二调节脉冲F2设置成 F2’，以及将斜率调节脉冲SL设置成SL’而进行较早的设置。通过采用这种 方式提前设置激励控制信号的激励启动时间，在根据实施例4的电机驱动装置 中，与以正常时间的激励控制的激励启动时间相比较(图17)，就能够进行相 对于15度电角度的超前相位激励控制(图18)。
在根据实施例4的电机驱动装置中，当电机10是采用超前相位激励控制 的PWM无传感器操作方式驱动时，转子的旋转速度就可以加速，并且变成预定 的数值或者大于预定的数值。在这点上，状态确定信号SJ的状态就从“L”电 平变成为“H”电平。当状态确定信号SJ变成为“H”电平时，正如图17所示， 就切换至高效和最佳相位的激励控制，以便于进行PWM无传感器驱动。
在根据实施例4的电机驱动装置中，在从启动开始变化到正常时间时，控 制所要形成的驱动电流的波形类似于梯形波形，在从启动开始时至转子旋转速 度达到预定数值时的时间周期中进行超前相位激励控制，并且当转子旋转速度 达到预定数值或者大于预定数值是就将超前相位激励控制切换成最佳相位的 激励控制，以便于进行PWM无传感器驱动。因此，在根据实施例4的电机驱动 装置中，有可能减小由于驱动电流波形所引起的振动和音频噪声，以及缩短启 动时间。
尽管在根据实施例4的电机驱动装置中位置检测信号Dt可定义成以间隔 60度电角度所产生的脉冲信号，但是本发明并不一定限制与此，也可以通过使 用以间隔120度电角度或360度电角度所产生的脉冲信号来进行激励控制。尽 管状态确定信号SJ的状态可以使用预定的转子旋转速度作为阈值来变化，但 是状态确定信号SJ的状态可以与转子旋转速度基本成比例的变化，并因此超 前相位的量可以基本成比例或逐渐删除。无论怎样说，如同实施例2和3，通 过构成实施例4的电机驱动装置，就能够获得稳定PWM无传感器启动，且没有 任何启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转。
《实施例5》
图19是显示根据本发明实施例5的电机驱动装置结构的方框图。根据实 施例5的电机驱动装置在激励控制器40B的结构上不同于根据上述实施例1的 电机驱动装置，而其它结构和工作都类似于根据实施例1所讨论的结构和工作。
激励控制器40B具有与激励控制器40A(图16)基本相同的结构，并且它 们在斜率调节电路47的工作上相互不同。在正常时间上的工作，即，在状态 驱动信号SJ具有“H”电平(转子旋转速度为预定数值或者大于预定数值)时 工作是与实施例4在正常时间中的工作相同。
图20是显示激励控制器40B在启动(在从启动开始时至转子旋转速度达 到预定数值时的时间周期中)时的工作时序图。在启动开始之后的瞬间，状态 确定信号SJ输出“L”电平，并且选择电路42选择和输出恒定周期的同步信 号FS。时间测量电路43测量在同步信号Fs的边缘之间的时间和下载测量数值 “Dat a”到第一调节电路44、第二调节电路45和斜率调节电路47。所下载的 测量数值“Data”是对应于60度电角度的时间测量数值，以及第一调节电路 44设置第一调节时间T1为0并且在与同步信号Fs边缘相同的时间上输出第一 调节脉冲F1’。在作为对应于从第一调节脉冲F1’边缘开始的25度电角度的 延迟时间的第二调节时间T2’之后，第二调节电路45输出第二调节脉冲F2’。 在作为对应于从第一调节脉冲F1’边缘开始的15度电角度的延迟时间的斜率 调节时间TSL’之后，斜率调节电路47输出斜率调节脉冲SL’。与第二调节 脉冲F2’相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“H”电平，从而能使位 置检测器30的位置检测工作，以及与同步信号Fs的边缘相同步，检测窗口信 号WIN的状态就变成为“L”电平。
高端激励控制信号UU、VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是 由第一调节脉冲F1’和斜率调节脉冲SL’所产生的135度激励的脉冲信号。 135度激励的脉冲信号使之激励宽度具有135度电角度。在图20中，开关控制 器80的PWM信号实际上是叠加在高端和低端激励控制信号UU和UL上的。此 时，作为在正常时间中，在图20所示的B所表示的周期(从第一调节脉冲F1’ 至斜率调节脉冲SL’的15度电角度的周期)中，可以进行PWM驱动，使得驱 动电流Iu具有类似于斜率控制的梯形波的波形。采用这种方式，在启动开始 之后的瞬间，通过由同步信号Fs所产生的第一调节脉冲F1’和斜率调节脉冲 SL’来产生激励控制信号并且通过使用斜率控制来进行PWM驱动，就可以迫使 电机10进行同步工作，从而所形成的启动电流的波形类似于梯形波形。
当位置检测器30与电机10相同步工作输出位置检测信号Dt时(参考图 20所示点A)，选择电路42就将同步信号Fs切换至位置检测信号Dt并且输 出该信号。由于状态确定信号SJ在此时保持于“L”电平，类似于在启动开始 之后瞬间的工作，第一调节电路44就将第一调节时间T1设置为0并且在位置 检测信号Dt边缘的相同时间输出第一调节脉冲F1’，以及在作为相对于偏离 第一调节脉冲F1’边缘25度电角度的延迟时间的第二调节时间T2’之后，第 二调节电路45输出第二调节脉冲F2’。在作为相对于偏离第一调节脉冲F1’ 边缘15度电角度的延迟时间的斜率调节时间TSL’之后，斜率调节电路47输 出斜率调节脉冲SL’。与第二调节脉冲F2’同步，检测窗口信号WIN的状态 就变成为“H”电平，从而能使位置检测器30的位置检测工作，并且与位置检 测信号Dt的边缘相同步，检测窗口信号WIN的状态就变成为“L”电平。
即使在位置检测器30输出位置检测信号Dt之后，高端激励控制信号UU、 VU和WU以及低端激励控制信号UL、VL和WL都是由第一调节脉冲F1’和斜率 调节脉冲SL’所产生的135度激励的脉冲信号。在图20中，开关控制器80的 PWM信号实际上是叠加在高端和低端激励控制信号UU和UL上的。此时，在图 20所示的B所表示的周期(从第一调节脉冲F1’至斜率调节脉冲SL’的15度 电角度的周期)中，可以进行PWM驱动，使得驱动电流Iu具有类似于斜率控 制的梯形波的波形。采用这种方式，在输出位置检测信号Dt之后，通过由位 置检测信号Dt所产生的第一调节脉冲F1’和斜率调节脉冲SL’来产生激励控 制信号并且通过使用斜率控制来进行PWM驱动，就可以进行电机10的PWM无 传感器驱动。
同样，也从图20所示的点A开始，直至转子的旋转速度达到预定数值， 即，直至状态确定信号SJ的状态从“L”电平变化到“H”电平，相类似，就 可以由在选择电路42输出同时所输出的第一调节脉冲F1’来启动激励。
正如以上所讨论的，在根据实施例5的电机驱动装置中，激励控制信号的 激励启动时间可以通过在从启动开始时至转子旋转速度达到预定数值时的时 间周期中，即，当状态确定信号SJ具有“L”电平时，将第一调节脉冲F1设 置成F1’，将第二调节脉冲F2设置成F2’，以及将斜率调节脉冲SL设置成 SL’而进行较早的设置。此外，在根据实施例5的电机驱动装置中，在从启动 开始时至转子旋转速度达到预定数值时的周期中，在启动时的斜率控制角度可 以控制在小于在正常时间的控制角度。特别是，当在正常时间中的斜率控制角 度是30度电角度(150度激励)时，在启动时的斜率控制角度是15度电角度 (135度激励)。正如以上所讨论的，根据实施例5的电机驱动装置与根据实 施例4的电机驱动装置的不同在于受控的斜率控制角度较小。
正如以上所讨论的，通过控制在启动时的斜率控制角度较小并且应用超前 相位激励控制，与在实施例4中对应于15度电角度的超前相位激励控制相比 较，实施例5的电机驱动装置进一步实施对应于22.5度电角度的超前相位激 励控制。
图21是显示启动特性的图形，由实线所表示的启动曲线(a)显示了在没 有应用超前相位激励控制的情况下的启动特性，短虚线(点线)所表示的启动 曲线(b)显示了在超前相位激励控制应用于启动且斜率控制角度没有变化情 况下的启动特性，而长虚线所表示的启动曲线(c)显示了在超前相位激励控 制应用于启动且控制斜率控制角度较小情况下的启动特性。
在图21中，水平轴表示启动时间(秒)，而垂直轴表示转子旋转速度(rpm)。 数值Na是变化状态确定信号SJ的状态的转子旋转速度的阈值。在转子旋转速 度低于预定旋转速度Na的区域中，即，状态确定信号具有“L”电平，启动曲 线(b)显示了应用超前相位激励控制且斜率控制角度没有变化的情况，而启 动曲线(c)显示了应用超前相位激励控制且将斜率控制角度控制较小的另一 种情况。在转子旋转速度为预定旋转速度Na或者大于预定旋转速度Na的区域 中，即，状态确定信号具有“H”电平，就可以在各个情况下进行认为有效的 最佳相位的激励控制。
正如图21所示，对于速度变化到在状态确定信号具有“L”电平的区域中 的时间的梯度来说，保持着下列关系：
启动曲线(a)＜启动曲线(b)＜启动曲线(c)。
从这一事实出发，应该理解的是，通过应用具有启动曲线(c)所表示的 启动特性的实施例5的结构，就能够改善启动扭矩，从而进一步缩短启动时间。
正如以上所讨论的，根据实施例5的电机启动装置具有通过在从启动开始 时至转子旋转速度达到预定数值时的周期中将斜率控制角度控制在较小的角 度来进行附加的超前相位激励控制的PWM无传感器驱动的结构。这就能够进一 步缩短启动时间。通过控制所形成的驱动电流波形类似于梯形波形，就能够减 小由于驱动电流波形所引起的振荡的音频噪声。
当然，斜率控制角度的设置数值并不限制于如实施例5所讨论的15度电 角度，而是当将斜率控制角度设置成小于在正常时间的角度时，就能够获得本 发明的效果。
此外，根据实施例5的电机驱动装置可以构成各个分别地控制在斜率的上 升和下降边沿上类似于梯形波形的电流波形。不需要说，如同实施例2和3， 通过构成实施例5的电机驱动装置，就能够获得稳定PWM无传感器启动，且没 有任何启动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转。
尽管在上述实施例中同步信号Fs具有恒定的周期，但是本发明并不一定 限制于恒定周期，并且同步信号Fs具有逐渐缩短的可变周期。本发明可以对 上述实施例所讨论的结构在没有变化其内容的条件下进行各种改进，并且很自 然，也包括这些改进的结构在本发明的精神中。
本发明的电机驱动装置具有进行稳定PWM无传感器启动且没有有任何启 动故障，例如，振荡、同步丢失和反向旋转的效应，因此，作为进行PWM无传 感器启动的电机驱动装置是十分有用的。
尽管本发明已经以它具有一定程度特殊性的较佳方式进行了讨论，但是应 该理解的是，在没有背离如权利要求所阐述的本发明的精神和范围条件下。较 佳方式的披露可以变化其结构细节以及部件的组合和设置。