磁轴承驱动电路
阅读：213发布：2020-05-14
专利汇可以提供磁轴承驱动电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且提供了一种由一对直流（DC）环节 电压 轨驱动的磁 轴承 驱动 电路 ，所述 磁轴承 驱动电路具有至少一个 放大器 ，所述至少一个放大器提供用于驱动磁轴承绕组的输出PWM驱动 信号 ，所述输出PWM驱动信号通过多个驱动信号轨被提供至所述磁轴承绕组，所述磁轴承驱动电路包括：一对电压偏移装置，该对电压偏移装置被耦接至所述DC环节电压轨，并且被布置成从所述DC环节电压轨提供一对偏移捕捉器电压轨；以及主钳位装置，所述主钳位装置被耦接在每个偏移捕捉器电压轨与所述驱动信号轨中的相应的驱动信号轨之间。，下面是磁轴承驱动电路专利的具体信息内容。
1.一种由一对直流（DC）环节电压轨驱动的磁轴承驱动电路，所述磁轴承驱动电路具有至少一个放大器，所述至少一个放大器提供用于驱动磁轴承绕组的输出PWM驱动信号，所述输出PWM驱动信号通过多个驱动信号轨被提供至所述磁轴承绕组，所述磁轴承驱动电路包括：
一对电压偏移装置，该对电压偏移装置被耦接至所述DC环节电压轨，并且被布置成从所述DC环节电压轨提供一对偏移捕捉器电压轨；以及
主钳位装置，所述主钳位装置被耦接在每个偏移捕捉器电压轨与所述驱动信号轨中的相应的驱动信号轨之间。
2.根据权利要求1所述的磁轴承驱动电路，其中，每个电压偏移装置还包括被连接在地与每个偏移捕捉器电压轨之间的去耦电容器网络。
3.根据权利要求1或2所述的磁轴承驱动电路，其中，所述主钳位装置针对每个相应的驱动信号轨包括一对钳位二极管。
4.根据权利要求3所述的磁轴承驱动电路，其中，一对主钳位二极管被串联耦接在所述偏移捕捉器电压轨之间，并且所述主钳位二极管之间的接点耦接至相应的驱动信号轨。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的磁轴承驱动电路，其中，所述电压偏移装置包括：
耦接在相应的DC环节电压轨与偏移捕捉器电压轨之间的串联电阻器；或耦接在相应的DC环节电压轨与偏移捕捉器电压轨之间的具有预定阈值电压的（功率）齐纳二极管；或
耦接在相应的DC环节电压轨与两个偏移捕捉器电压轨之间的DC-DC转换器，所述DC-DC转换器的输出为所述DC环节电压轨之间的DC环节电压，并且所述DC-DC转换器的输入为预定的偏移电压；或
形成制动电路的电容器、电阻器以及开关。
6.根据权利要求5所述的磁轴承驱动电路，其中，所述电压偏移装置包括齐纳二极管，并且所述电路还包括与每个齐纳二极管串联的电阻器。
7.根据权利要求5或6所述的磁轴承驱动电路，其中，所述电压偏移装置包括由跨功率MOSFET或功率IGBT耦接的低功率齐纳二极管形成的功率齐纳二极管。
8.根据权利要求7所述的磁轴承驱动电路，其中，所述功率齐纳二极管包括跨功率MOSFET或功率IGBT选择性地耦接的多个低功率齐纳二极管，以提供可变阈值电压功率齐纳二极管。
9.根据任一项前述权利要求所述的磁轴承驱动电路，还包括耦接在所述电压偏移装置与所述DC环节电压轨之间的整流器二极管，以确保功率仅转移回所述DC环节电压。
10.根据任一项前述权利要求所述的磁轴承驱动电路，其中，所述电压偏移装置位于：
包括所述磁轴承、所述磁轴承放大器以及所述磁轴承与所述磁轴承放大器之间的电缆的长度的整个系统的放大器端；或
包括所述磁轴承、所述磁轴承放大器以及所述磁轴承与所述磁轴承放大器之间的电缆的长度的整个系统的磁轴承端。
11.根据任一项前述权利要求所述的磁轴承驱动电路，还包括耦接在每个DC环节电压轨与驱动信号轨之间的辅助钳位装置。
12.根据权利要求11所述的磁轴承驱动电路，其中，所述辅助钳位装置包括耦接在每个DC环节电压轨与驱动信号轨之间的、与电阻器串联的另外的一组（功率）二极管。
13.一种基本上如在本文中参照附图所描述的以及如在附图中所示出的磁轴承驱动电路。
磁轴承驱动电路
技术领域
背景技术
[0003] 实际上，磁体可以被建模为具有铜损（copper loss）以及甚至可能铁损（core loss）的电感器。然而，在具有通向磁轴承的长电力电缆的安装中（这在现实生活实现中是常见的情况，因为例如在轴承处于不稳定的气体压缩机中的情况下，经常要求包含轴承的机械与轴承驱动器电路之间的分离），通向磁轴承和它们各自的驱动器电路以及来自磁轴承和它们各自的驱动器电路的长磁体电力电缆的电容和传输线效应将会产生切换边缘处的大电流以及负载处（即，磁轴承处）的非常高的电压。
[0004] 大电流可能对轴承或驱动器电路导致损害或其他有害的影响。有害的影响还可能被放大，这特别是个问题，因为对于这样的磁轴承的操作电压通常（已经）为大约数百伏特（例如，600V）。
[0005] 因此，需要改进的磁轴承驱动系统。
发明内容
[0006] 本发明的实施例将与传输线建模的磁体电力电缆的切换相关联的能量馈送回到磁体驱动放大器的DC环节（DC link）（即，电源）中，并且将在不危害轴承驱动器放大器的动态性能的情况下限制负载处的电压。
[0007] 因此，提供了一种由一对直流（DC）环节电压轨驱动的磁轴承驱动电路，所述磁轴承驱动电路具有至少一个放大器，所述至少一个放大器提供用于驱动磁轴承绕组的输出PWM驱动信号，所述输出PWM驱动信号通过多个驱动信号轨被提供至所述磁轴承绕组，所述磁轴承驱动电路包括：一对电压偏移装置，该对电压偏移装置被耦接至所述DC环节电压轨，并且被布置成从所述DC环节电压轨提供一对偏移捕捉器电压轨；以及主钳位装置，所述主钳位装置被耦接在每个偏移捕捉器电压轨与所述驱动信号轨中的相应的驱动信号轨之间。这样，两个捕捉器轨通过主钳位装置连接至磁轴承的每个“臂”。
[0008] 可选地，每个电压偏移装置还包括被连接在地与每个偏移捕捉器电压轨之间的去耦电容器网络。
[0011] 可选地，电压偏移装置包括下列中的一个：耦接在相应的DC环节电压轨与偏移捕捉器电压轨之间的串联电阻器；耦接在相应的DC环节电压轨与偏移捕捉器电压轨之间的具有预定阈值电压的（功率）齐纳二极管；耦接在相应的DC环节电压轨与两个偏移捕捉器电压轨之间的DC-DC转换器，所述DC-DC转换器的输出为所述DC环节电压轨之间的DC环节电压，并且所述DC-DC转换器的输入为预定的偏移电压；或形成制动电路的电容器、电阻器以及开关。
[0012] 可选地，所述电压偏移装置包括（功率）齐纳二极管，并且所述电路还包括与每个齐纳二极管串联的电阻器。
[0013] 可选地，所述电压偏移装置包括由跨功率MOSFET或功率IGBT耦接的低功率齐纳二极管形成的功率齐纳二极管。
[0014] 可选地，所述功率齐纳二极管包括跨功率MOSFET或功率IGBT选择性地耦接的多个低功率齐纳二极管，以提供可变阈值电压功率齐纳二极管。
[0015] 可选地，整流器二极管可以耦接在所述电压偏移装置与所述DC环节电压轨之间，以确保功率仅转移回所述DC环节电压。
[0016] 可选地，所述电压偏移装置位于：包括所述磁轴承、所述磁轴承放大器以及所述磁轴承与所述磁轴承放大器之间的电缆的长度的整个系统的放大器端；或包括所述磁轴承、所述磁轴承放大器以及所述磁轴承与所述磁轴承放大器之间的电缆的长度的整个系统的磁轴承端。
[0017] 可选地，辅助钳位装置可以耦接在每个DC环节电压轨与驱动信号轨之间。
[0018] 可选地，所述辅助钳位装置包括耦接在每个DC环节电压轨与驱动信号轨之间的、与电阻器串联的另外的一组（功率）二极管。
[0020] 将仅以示例方式参照附图对本发明的另外的细节、方面以及实施例进行描述。在附图中，相似的附图标记用于标识相似的或功能类似的元件。为简单和清晰起见而示出了图中的元件，并且这些元件不一定是按比例画出的。
[0021] 图1示意性地示出了根据本发明的实施例，磁轴承绕组如何可以被单独地供电（sourced）或者共享返回路径；
[0022] 图2示出了根据本发明的实施例的磁轴承放大器电路的高等级示意图；
[0023] 图3示出了根据本发明的实施例的、仅具有主钳位二极管的磁轴承放大器电路的部件级示意图；
[0024] 图4A至图4C示出了根据本发明的实施例的功率齐纳二极管和可变功率齐纳二极管的部件级示意图；
[0025] 图5示出了在不应用本发明的情况下磁轴承输入电压的电压对时间的波形图；
[0026] 图6示出了根据本发明的实施例的磁轴承输入电压的电压对时间的波形图。
具体实施方式
[0027] 因为本发明的示出的示例在很大程度上可以使用本领域普通技术人员已知的电子部件和电路来实现，所以将不会以比被视为理解和领会本发明的基本概念所必需的程度更深的程度来说明细节，以便不模糊或分散本发明的教示。
[0028] 磁轴承用于多种情况下，最显著地用在工厂机械中，诸如被发现驱动很多工业过程的工厂机械。示例包括工业泵、发电机等。通常，为了安全性/卫生或其他原因，磁轴承与它们的控制和驱动电路相分离地放置。驱动电路通常包括适当的DC环节电压（电源）下电（powered off）的多个放大器，其中每个放大器向磁轴承内的一组或更多组绕组提供特别地控制的脉冲宽度调制（PWM）驱动信号。
[0029] 典型的系统使用0V至390V、0V至600V或-150V至+150V（即，以地为中心的300V跨度）的DC环节电压运行。然而，本发明的方法并非如此有限。不同的电压跨度仅仅要求要使用电阻、击穿/阈值电压等的不同值。
[0030] 驱动磁轴承绕组的PWM驱动信号通常处于高频。对于这样的高频脉冲，将驱动电路连接至磁轴承的（长）磁体电力电缆可以被看作传输线。
[0031] 用于获得传输线的最好的脉冲响应或最平坦的频率响应的常规做法是从等于传输线的特性阻抗的（串联）源阻抗来驱动传输线，并且利用类似值的（并联）电阻或阻抗来终止传输线（所谓的阻抗匹配）。这消除传输线中的反射。
[0032] 以适合于用作磁体电力电缆的200米电缆为例，试验测量确定特性阻抗为43欧姆（其中试验测量了每单位长度的电感除以每单位长度的电容的平方根）。
[0033] 对于这样的电缆，磁轴承绕组的磁体电感的大值（20mH或更大）在磁体电力电缆的磁轴承端（在脉冲宽度调制的通常使用的10kHz载波频率处）等效地呈现开路终端。
[0034] 简单地与磁轴承绕组并联地放置43欧姆电阻器将提供良好的终端（由于其匹配传输线建模的电力电缆的特性阻抗），但也将由于跨正供应相应的磁轴承绕组的电压的显著的电阻而产生相当大的功率损耗。
[0035] 例如，功率损耗=V2/R，并且其中操作电压为600V（这在磁轴承应用中是相当典型的），单个磁体的瞬时损耗将是：
[0036] (600*600)/43=8372瓦特。
[0037] 考虑到功率以PWM信号的形式被供应至轴承，全电压仅被施加一定比例的时间（典型示例为大约10%）。这使得在磁体电力电缆的磁轴承端跨43欧姆电阻器实际观察的功率损耗大约每磁体837瓦特。然而，这些水平仍然很高。
[0038] 该功率将不仅必须（与由磁轴承本身正使用的功率一起）由电源提供，而且该浪费的功率还需要在负载处耗散。在罐装的轴承中，罐损耗还可能对这样的电阻损耗/阻尼提供另外的贡献。
[0039] 在没有并联的终端电阻器的情况下，到达磁体端的脉冲信号将会看到比电缆特性阻抗高得多的阻抗，并且由于脉冲在没有反转的情况下被朝向发送端反射回去，因此脉冲转换的电压将会加倍。
[0040] 此外，不期望在源处简单地使用串联电阻器（43欧姆的串联电阻器，以匹配在该示例中磁体电力电缆的所计算的特性阻抗），这是因为，这将是固有电缆电阻的大约100倍大，从而产生不想要的、与正被转移至磁体绕组的电流成比例的显著的且不能接受的DC电2
压降（由于功率损耗=IR）。为了考虑到这一点，通常可取的是使用小于0.5欧姆的电缆电
2
阻以保持IR功率损耗尽可能的低。这样，43欧姆电阻将会增加该总的电缆电阻近似100倍。此外，该拓扑将需要（非常）高额定功率的电阻器（该电阻器体积大并且昂贵）。
压降（由于功率损耗=IR）。为了考虑到这一点，通常可取的是使用小于0.5欧姆的电缆电
2
阻以保持IR功率损耗尽可能的低。这样，43欧姆电阻将会增加该总的电缆电阻近似100倍。此外，该拓扑将需要（非常）高额定功率的电阻器（该电阻器体积大并且昂贵）。
[0041] 此外，因为源阻抗在放大器端有效地为0，因此从远端反射的任何驱动信号将会有效地反转并且朝向磁轴承反弹回去（即，反射），以在没有反转的情况下又一次朝向放大器反射回去。这可能规律地发生，从而在线路上产生“振荡”（ringing）（这对放大器电路尤其有害）。更具体地，如果在远端存在有效的开路终端并且在发送端存在零阻抗，则到达开路远端的任何脉冲将在幅值上加倍（例如，如果原始电压为600V，则加倍至1200V）并且向发送端返回，结果是碰撞短路终端并且向负载端返回，在此时反转，等等。在视频同轴电缆上，在低电压处可以展示这样的效果。结果看起来像衰减的振荡，但具有矩形的而非正弦的波形。振荡的衰减的速率取决于磁体电力电缆中的损耗（即，与通过将电力电缆建模为传输线而计算的43欧姆特性阻抗相比较的、通过电缆的实际串联电阻的损失）。通常，对于每次来回经过长电缆，振荡可能衰减5％（具有大横截面的磁体电缆）与40％（视频同轴电缆）之间。
[0042] 然而，发现通过下述方式，可以大大减小单个碰撞中的任何进一步的往返振荡效应的幅值：利用“钳位”二极管来捕捉（catch）第一电压过冲，其中该“钳位”二极管连接到被设置为稍微超过（相对于电压极性而言，即，超过正数为更正，并且超过负数的为更负）用于驱动磁轴承绕组的PWM放大器的供应轨电压的电压；以及将能量从振荡返回到这些“捕捉器”电压轨中。实际上，这是将反射的过度电压部分终止到开路远端处的人工近似零阻抗的结果。
[0043] 第二“钳位”二极管可以用于负转变，并且在这种情况下，捕捉电压需要稍微超过负驱动电压，即，比向脉冲源（即，磁轴承驱动放大器）供电的负轨更负。
[0044] 优选地，“钳位”二极管为快恢复二极管，并且成对使用（针对轴承绕组电力电缆的每个臂）。
[0045] 每个磁体电力电缆包括两个“臂”，即，从驱动放大器去往磁轴承绕组的电流导体以及从磁轴承绕组返回至驱动放大器的电流导体。通常以相对的对来驱动磁轴承绕组，因此一组相对的磁体可以共享单个返回路径，即，臂，如图1中所示（其中A1和B1110表示绝缘的/单独的磁体驱动电缆，并且A2/B2120表示共享的公共的返回的情况）。
[0046] 每个磁轴承绕组/臂（或共享的返回路径）通常具有两个相关联的钳位二极管，所以每个磁轴承绕组使用四个钳位二极管。在一种实施例中，二极管不具有串联的电阻器，并且连接至以预定的电压偏移值而偏移在DC环节电压的极限以上的捕捉器电压、以及以预定的电压偏移值而偏移在DC环节电压的极限以下的捕捉器电压。然而，在替选实施例中可以使用与磁体电力电缆的阻抗匹配的电阻器。
[0047] 每个捕捉器电压（即，电压吸收（voltage sink））优选地具有两个去耦电容器，一个连接至地并且另一个连接至相反极性捕捉器电压。地通常为本地机器金属制品地电势，而不是磁体电缆中的接地导线。
[0048] 虽然单独的电路可以提供捕捉器电压，但是优先地使用DC环节电压，使得能量被返回到DC环节，并且没有损耗。因此，在能量效率方面，非常有优越性的是使用连接返回至DC环节的电压偏移装置来在每当正驱动电压以预定的偏移值超过DC环节电压的正电势时将功率返回到DC环节，并且对负驱动电压超过DC环节的负电势也是类似的。偏移电压通常将会位于相应的DC环节值的15V与50V之间（例如，针对典型的600V的DC环节电压，位于（-15V至+615V）与（-50V至+650V）之间）。
[0049] 在没有设置功率返回电缆的情况下，存在如下选择：使用制动电阻器电路来耗散否则将被返回至源的功率。在这种情况下，正常对相应的功率返回电缆馈电的电路将替代地对大值电解电容器馈电，并且该电容器将会由经由半导体开关而跨该电容器连接的电阻器来放电。关于这样的制动电路的正常动作是开关随着电压增加超过（较）高的阈值而开始导通并且一旦电容器电压已经低于（较）低的阈值就停止导通。两个电压电平之间的滞后通常可在15V与50V之间，因此两个阈值将会超过DC环节电压的扩展（spread），因此替代地将不必使用电压偏装置来将钳位电压电平扩展到DC环节的范围之外。然而，由于能量简单地被浪费地转出（dump）到制动电路中，因此这是低效的实现方式。
[0050] 电压偏移装置通常成对使用，一个用于对正捕捉器电压轨的正偏移并且另一个用于对负捕捉器电压轨的负偏移。电压偏移装置可以位于功率返回电缆的任一端（即，位于驱动/控制电路端或负载端）。
[0051] 可以使用一系列不同的偏移装置，例如，简单的电阻器可以用于产生电压偏移。然而，在这种情况下，电压偏移与功率返回电流直接成比例。因此，电阻器简单且便宜，但并不提供最好的性能。
[0052] 恒定电压偏移装置的最简单的实施例为齐纳二极管。当驱动大电压和电流时，通常使用功率齐纳二极管。齐纳（击穿，即阈值）电压将会在10V至50V附近，并且齐纳电流可以为5A那么大。因此，耗散可以高达250W。可以通过跨功率半导体（诸如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）或绝缘栅双极型晶体管（IGBT））连接典型的400mW（即，低功率）齐纳二极管来实现功率齐纳二极管，以使得栅极电压比集电极（当使用IGBT时）或漏极（当使用MOSFET时）电压小某个定义的值。于是，功率齐纳阈值电压为标准（通常400mW）齐纳二极管的击穿电压加上功率半导体的栅极阈值电压（其通常可以为5V与10V之间）。该和被设置为处于前面所提到的10V至50V范围内。
[0053] 更复杂的解决方案是取代功率齐纳二极管，使用DC-DC转换器来实现电压偏移。理想地，将会使用电流隔离DC-DC转换器，该电流隔离DC-DC转换器具有与该DC-DC转换器所取代的功率齐纳二极管的阈值电压相同的输入电压。输出电压通常为DC环节电压（即，
0V或+600V）。输入电压可以通过布置DC-DC转换器而被调整，使得当电压上升高于所设置的值（10V至50V）时，转换器渐进地输送更多的功率返回至DC环节总线。这提高了功率效率，但以更复杂的捕捉器电路为代价。
0V或+600V）。输入电压可以通过布置DC-DC转换器而被调整，使得当电压上升高于所设置的值（10V至50V）时，转换器渐进地输送更多的功率返回至DC环节总线。这提高了功率效率，但以更复杂的捕捉器电路为代价。
[0054] 另一可能性是使用升压转换器配置（不是电流隔离的）以将功率从偏移捕捉器电压返回到DC环节总线。在这种情况下，将会需要建立升压转换器的控制循环，以在输入电压升高到大于设置的值时，通过向上调节从输入获得的电流来调整输入电压。
[0055] 另外，可以存在第二组钳位二极管，该第二组钳位二极管具有与其串联连接的近似等于磁体电力电缆特性阻抗的电阻器。该第二组钳位二极管直接连接至功率返回电缆的DC环节电压（不是偏移捕捉器电压）。电阻器的存在防止捕捉器二极管变为飞轮电流（flywheel current）的优选路径，并且选择一定值以适当地终止特性阻抗。辅助钳位二极管和串联电阻器的串联顺序可以被交换。该第二组钳位二极管的添加导致增加的复杂度，这是因为将需要两组功率返回电缆（一组“偏移”返回电缆，以及一组“DC环节”返回电缆）。这要求第二功率返回电缆（针对每DC环节），或者要求电压偏移装置位于电缆的负载端。辅助组二极管的小的益处可能无法成为额外的复杂度以及与使电压偏移装置位于电缆的负载端相关联的问题的合理理由。
[0056] 如果系统要仅使用辅助钳位二极管（具有串联的电阻器），那么初始电压过冲与仅利用主钳位二极管时所经历的初始电压过冲相比仍然会是显著的，这是由于辅助钳位二极管不是那么的高效。但是，可以显著地减少“振荡”的持续时间。使用主钳位二极管和辅助钳位二极管两者提供其各自的益处的混合。
[0057] 图2示出了根据本发明的实施例的磁轴承放大器电路200的高等级示意图。
[0058] 在图2中，DC环节电压/电源210给多个磁轴承绕组放大器（220a至220c）供电，每个磁轴承绕组放大器驱动至少一个磁轴承绕组。磁轴承的绕组通过相应的端子连接（在图2中仅示出了两组端子-130a/b）。连接至每个相应的磁体端子130a/b的是主钳位二极管140a/b，以及可选地，辅助钳位二极管150a/b（虚线）。主钳位二极管140a/b耦接在正捕捉器电压轨160与“负”捕捉器电压轨170之间，正捕捉器电压轨160和“负”捕捉器电压轨170由相应的电压偏移装置165和175提供。这些电压偏移装置又经由反向馈电阻塞二极管180返回到适当的DC环节电压（即，对于0-600V DC环节，正捕捉器轨连接至+600V，而“负”捕捉器轨连接至0V）。具有电阻器的辅助钳位二极管150a/b在被实现的情况下直接耦接至DC环节210。每个放大器220a至220c具有一组或更多组主/辅助钳位二极管，并且它们可以都使用同一功率返回电缆或分离的功率返回电缆。图2还示出了电路的各个部分被设置的位置，即，在控制机箱中，或在机器本身中，其中控制机箱被放置为远离包括磁轴承的机器被安装的位置。
[0059] 图3示出了根据本发明的实施例的、仅具有主钳位二极管140a布置的磁轴承放大器电路的部件级示意图，其中，附图标记对应于图2的高等级示意图，以便示出通常用于整个电路的对应部分的部件。还示出了一些额外的部件，例如与每个电路臂串联的并联电感器和电阻器310（通常包括这些以限制在短路情况下电流随时间改变的速率）、磁轴承绕组320以及去耦电容器网络330。
[0060] 图4A至图4C示出了如何可以由与电阻器（165R）串联的、藕接至高供电的IGBT或D2 D1:1-NMOSFET晶体管（165 )的一个或更多个低功率齐纳二极管（165 ）来形成功率齐纳二极管以及可变齐纳二极管。这些布置可以形成捕捉器偏移电压（正的和负的）中的一个或更多个。
[0061] 图5示出了在不应用本发明的情况下磁轴承输入电压的电压或电流对时间的波形图，其中存在在图的上部示出的驱动电压波形图上可见的尖峰510、以及在图的下部示出的电流波形图上的振荡。
[0062] 同时，图6在上部示出了根据本发明的实施例的磁轴承输入电压的电压对时间波形图，其中已经移除了尖峰以形成在驱动电压波形上可见的坪610，并且在下部，电流波形示出了振荡效应的减少了的持续时间。发现如果偏移捕捉器电压太小（即，没有足够强烈地扩展超过DC环节电压），那么驱动电压具有较长的逐渐缩小（tail off）。
[0063] 这是因为，发现如果“钳位”二极管所连接的电压太低（即，太接近DC环节电压），则相应的钳位二极管可能取代磁轴承驱动放大器中的飞轮二极管，从而导致电缆输入处的电流脉冲上的非常长的拖尾。在这种情况下，返回路径电流近似是与返回路径电流相关联的磁体中的磁体电流的总和的一半。这应当通过经由适当的电压偏移装置（诸如图4的功率齐纳二极管布置）提供强烈的捕捉器电压来避免。
[0064] 在操作在600V处的示例性拓扑中，发现通过在功率返回至放大器的每个臂中使用22欧姆电阻器，电流通常被减小到大约0.7A而非磁体电流（每个10A）的总和的一半，并且据此可以推导出齐纳二极管所连接的两个捕捉器电压为约高于600V DC环节轨15V以及低于0V轨15V。因此，实际上，当在0V与+600V之间生成脉冲源时，存在-15V与+615V之间的电压波形的轨道（tram-lining）。然而，不同的部件值可能导致/要求不同的轨道电压电平，通常在10V至50V之间。
[0065] 即使适当地具有这些捕捉电压电平，例如在下述情况下，仍然可能存在一些长电流拖尾：功率的毛刺（glitch）之间已经存在比“钳位”二极管所能够捕捉的更长的间隔，因此，两个轨道电平（-15V以及+615V）可能朝向DC环节电压（例如，0V以及+600V）向内移动。然而，这可以通过使用由主DC环节供电的电压偏移装置（诸如可选地与22欧姆电阻器串联的有源功率齐纳二极管）来避免。通过改变齐纳电压（参见图4C），可以优化拖尾电流和捕捉电压。
[0066] 应当理解的是，所公开的具体的部件值仅是示例性的，并且不以任何方式进行限制。因此，在简要的回顾中，通常可以针对磁体电缆的每个臂存在至少一组（对）钳位二极管，其中在DC环节的每侧（正的和负的）具有电压吸收（偏移捕捉器电压）布置。每个电压吸收可需要两个去耦电容器，一个至地而另一个至相反极性电压吸收。地通常是本地机器金属制品而非磁体电缆中的接地导体。同时，变型的另外的选项包括：A）钳位二极管可以包括或可以不包括串联的电阻器；B）使用连接至不同的电压吸收的多于一组的钳位二极管的可能性（例如，一组具有串联的电阻器而一组不具有串联的电阻器）。
[0067] 提供电压吸收的不同的方法可以包括：C1）简单的串联的电阻器（但来自DC环节的电压偏移随着电流流动而变化）；C2）功率齐纳二极管，以将恒定的电压加至DC环节电压；C3）齐纳电压至DC环节总线电压的DC-DC电压转换器（以减少功率浪费并且避免需要耗散浪费的热量）；C4）功率齐纳二极管之外的串联电阻器（用于在齐纳装置发生短路故障的情况下增加安全性）；C5）直接至具有阈值电压控制的并且没有功率返回连接的制动电阻器的功率转出（但这不是那么地能量高效）。电压吸收功率齐纳二极管或DC-DC转换器可以在磁体电缆的任一端。
[0068] 通常，仅于安全原因而设置DC返回路径180的放大器端的标准整流二极管180以防止正向功率流。
[0069] 可存在每个单独的放大器所需要的一个DC返回总线，以防止DC环节变为互连的。最差情况下的额定电流通常为磁体电流的总和的一半（注意，这是针对导线自热考虑，因为
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电压降在这里不是问题）。2.5mm 的导线尺寸对于功率返回电缆应当是足够的。相比之下，
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长磁体电力电缆很可能具有至少10mm 的横截面。
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电压降在这里不是问题）。2.5mm 的导线尺寸对于功率返回电缆应当是足够的。相比之下，
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长磁体电力电缆很可能具有至少10mm 的横截面。
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