技术领域
[0001] 本
发明涉及一种比较电路，尤其涉及一种
迟滞比较电路。
背景技术
[0002] 比较电路是
电子领域中一种应用广泛的
基础电路结构。比较电路一般是将两个输入
信号(比如
电流或
电压)进行比较，然后在其输出端输出例如高电平或低电平，以指示哪个
输入信号较大。比较电路的
输出信号可以用作下一逻辑的输入。比如，在自动控制领域，比较电路可以用于检测输入信号是否高于或低于一个预定阈值，并且比较电路的输出可以用作对该输入信号的反馈控制。
[0003] 图1示出了比较电路的输出用作反馈控制的一种应用。在图1中，比较电路由运放(OP)110构成。OP 110的负向输入端(In)从一个监测模
块140获得一个输入电压信号Vin，其可以表示一个实际监测到的物理量，例如
温度、湿度、电流、电流或电压的导数等等。OP110的正向输入端(Ref)连接到一个固定的参考电压Vref或称阈值电压Vth。假设，接收到的Vin代表温度，且其大于Vref，则OP输出一个低电平VL，表示当前温度超过了阈值。
继而，该低电平VL可作为反馈信号输入给反馈控制电路150。反馈控制电路150响应于该VL而进行操作，例如降低加热功率，以便降低所监测的温度值。反之，如果Vin小于Vref，OP 110输出的高电平VH，且反馈控制电路150响应于该高电平VH而增加加热功率。图1中比较电路的阈值
波形图如图2所示。当Vin非常接近阈值Vref(Vth)，即Vin在阈值附近上下
波动时，图1所示的反馈控制过程会出现不稳定的状况，比如在增加和降低加热功率之间快速切换，这就有可能导致相关器件的损坏。
[0004] 为了克服上述问题，提出了如图3所示的迟滞比较电路。与图1不同的是图3所示的比较电路由OP 210构成。其中OP 210的负向输入端“-”接收输入信号Vin，正向输入端“+”经由一个
电阻R1连接到地(或者也可以连接到一个固定电压)。同时，在OP 210的输出端Out和正向输入端“+”之间连接有一个反馈电阻R2，形成正反馈。如此，OP 210的正向输入端“+”的电压值可随着
输出电压Vout大小而变化，其波形如图4所示。具体地，图3所示的迟滞比较电路具有两个阈值电压Vth1和Vth2，其中Vth1＜Vth2。Vin很小时，Vout为高电平VH，反馈控制150进行相应操作以增加所监测的物理量大小，即增加Vin，此时阈值电压Vth2＝(R1*VH)/(R1+R2)。当Vin增加到大于Vth2，则Vout为低电平VL，反馈控制150进行相应操作以减小Vin的值。此时，由于Vout的变化，阈值电压变为Vth1＝(R1*VL)/(R1+R2)。当Vin减小到低于Vth1时，Vout才变为VH。如此，即使Vin在Vth1和Vth2之间波动也不会使得反馈控制电路150快速往复切换，从而改善了
稳定性。
[0005] 但是，由于如图3所示的迟滞比较电路仅存在两个比较阈值，因而对于那些在一个信号周期内需要多个阈值的应用而言，图3所示的迟滞比较电路将不能使用。图5示出了在剩余电流检测器中激励电流的导数的波形图。如图5所示，在一个周期中出现正负两个方向的四个峰值。根据实际情况仅需在标为实心圆的峰值点处需要切换比较电路的输出，来抑制电流的增长或减少，而标为空心圆的峰值点则需要避免发生切换。面对图5所示的情况，显然图3所示的迟滞比较器不能满足要求。
[0006] 为此，
现有技术中需要一种新型的多阈值比较电路。
发明内容
[0007] 考虑到现有技术的上述
缺陷，本发明的
实施例提出了一种多阈值的比较电路，其可以提供多个比较阈值，因而能够根据实际需要仅在多个阈值中的一个或多个期望的阈值处切换比较电路的输出。
[0008] 根据本发明一个方面，多阈值比较电路包括：比较器，具有第一输入端、第二输入端和一输出端，第一输入端接收输入电压，第二输入端接收参考电压，当第一输入端电压高于第二输入端电压时，所述输出端的输出电压为第一电平，当第一输入端电压低于第二输入端电压时，所述输出电压为第二电平；N个反馈支路，每一个反馈支路耦合在所述比较器的第二输入端和输出端之间，以形成正反馈，其中N为大于1的整数；阈值切换电路，耦合到所述N个反馈支路中至少之一，用于选择性地导通或断开所述多个反馈支路中至少之一，以在不同时刻在所述比较器的第二输入端提供多个不同的参考电压。优选地，所述比较器为
运算放大器，且第一输入端为该
运算放大器的负向输入端，第二输入端为该运算放大器的正向输入端。优选地，所述N个反馈支路中一个或多个包括反馈电阻。
[0009] 采用本发明提出的上述比较电路，本领域技术人员可以方便地根据实际监测的物理量的变化特点，以及根据所需要的输出合理选择反馈支路的个数、每个反馈支路所导致的阈值大小以及比较电路输出的切换时机。
[0010] 在本发明一个实施例中，所述阈值切换电路优选包括控制电路和M个
开关元件，其中M为大于或等于1的整数，且M小于或等于N；每个开关元件置于所述N个反馈支路中之一上，用于响应于来自所述控制电路的使能信号而导通该反馈支路，或响应于来自所述控制电路的失效信号而断开该反馈支路；所述控制电路用于在给定时刻向所述M个开关元件中至少之一发送所述使能
控制信号或失效控制信号。优选地，所述M个开关元件中的每一个为双极结型
三极管、场效应管、继电器中任一。采用开关元件来切换不同的反馈支路结构简单、操作方便、易于实现。
[0011] 优选地，所述控制电路一端耦合到所述比较器的输出端，用于响应于所述输出端电压的切换来生成所述使能信号或失效信号。优选地，定时控制电路，用于在预定时刻导通或断开所述M个开关元件中至少之一。优选地，所述控制电路为定时控制电路，用于在定时开始或结束时向所述M个开关元件中至少之一发送所述使能信号或失效信号。更为优选地所述定时控制电路为RC定时电路。
[0012] 采用定时控制电路可以方便地在预定时间到期后切换本发明提出的比较电路的阈值大小。而且，当控制电路与比较器输出连接时，本发明提出的比较电路还可以实现自动或自适应的阈值切换。优选地，所述定时控制电路为RC定时电路。
[0013] 优选地，所述反馈支路包括第一反馈支路和第二反馈支路且第一开关元件设置在所述第二反馈支路上。更为优选地，所述N个反馈支路中的一个或多个包括正向反馈支路，用于比较器输出电压的正半周期，以及负向反馈支路，用于比较器输出电压的负半周期。
[0014] 更为优选地，所述反馈支路包括第一反馈支路和第二反馈支路且第二开关元件设置在所述第二反馈支路上。其中，所述第二反馈支路进一步包括正向第二反馈支路和负向第二反馈支路，且所述第二开关元件进一步包括用于正向第二反馈支路的第一三极管Q1和用于负向第二反馈支路的第二三极管Q2，其中，第一三极管Q1用于在比较器的输出端从第一电平切换到第二电平时，响应于所述控制电路的使能控制信号而导通正向第二反馈支路，且响应于所述控制电路的失效信号而断开正向第二反馈支路；第二三极管Q2用于在比较器的输出端从第二电平切换到第一电平时，响应于所述控制电路的使能控制信号而导通所述反向第二反馈支路，且在响应所述控制电路的失效控制信号而断开所述反向第二反馈支路。
附图说明
[0015] 本发明的目的、特点、特征和优点通过以下结合附图的详细描述将变得更加显而易见。其中：
[0016] 图1和图2分别示出了现有的比较电路的反馈控制应用以及其阈值波形；
[0017] 图3和图4示出了现有迟滞比较电路的反馈控制应用以及其阈值波形；
[0018] 图5示出了具有多个峰值的激励电流导数的波形图；
[0019] 图6和图7分别示出了根据本发明一实施例的比较电路结构以及其阈值波形；
[0020] 图8示出了图6所示的比较电路的具体电路图；
[0021] 图9和图10分别示出了根据本发明另一实施例的比较电路结构以及其阈值波形。
具体实施方式
[0022] 考虑到现有对于多个阈值比较器的需求，本发明提出了一种多阈值比较电路。图6示例性地示出了根据本发明一个实施例的多阈值比较电路600的
框图。如图6所示，比较电路600包括比较器610、两个反馈支路620-1和620-2以及阈值切换电路630，其中阈值切换电路630优选地可包括控制电路631和开关元件635。在图6所示的例子中，控制电路631优选为定时控制电路，以下称为定时控制电路631。
[0023] 具体地，如图6所示，比较器610可以由运放构成，且运放的负向输入端“-”(In)用于接收外部输入信号Vin，其正向输入端“+”(Ref)用于接收与Vin比较的参考电压Vref或称Vth，运放的输出端Out输出比较结果，例如高电平或低电平。当然，根据实际需要，比较器610还可以采用其他结构，例如也可以利用双极结型三极管或场效应管构成该比较器，这一点对于本领域技术人员而言是显而易见的。
[0024] 两个反馈支路620-1和620-2均耦合在比较器610的正向输入端Ref和输出端Out之间，形成两路正反馈。在图6所示的例子中，这两个反馈支路中的每一个类似于图3中的反馈电阻R2，用于将Vout反馈到比较器610的正向输入端，以构成迟滞比较电路。所不同的是第二反馈支路620-2上还设置有一个开关元件635。该开关元件635为受控开关元件，用于响应于接收到的使能或失效控制信号而导通或断开该第二反馈支路，即断开到比较器610的输出端Out的电连接。这样，图6所示的比较电路600就能够在第二反馈支路620-2不起作用(即，仅第一反馈支路起作用)时提供可实现迟滞比较的第一阈值Vth1对，而在第二反馈支路620-2起作用(即，第一和第二反馈支路并联)时，提供可实现迟滞比较的第二阈值Vth2对。其中，由于第一反馈支路620-1始终其作用，因而当第一和第二反馈支路均其作用时得到的Vth2的幅值要大于Vth1的幅值。第一和第二反馈支路620-1和620-2例如可以包括反馈电阻，且其阻值大小可以根据实际需要进行选择。但是，根据实际情况，第一和第二反馈支路也可实现为其他电路结构。例如，反馈支路也可以是一根
导线。
[0025] 图6所示的例子所示出的阈值切换电路630还包括连接到比较器610的输出端Out的定时控制电路631，其用于控制开关元件635何时导通、何时断开。具体地，例如，在开始时，开关元件635断开，只有第一反馈支路620-1起作用，用于迟滞比较的阈值对为+Vth1和-Vth1。当Vin大于+Vth1时，Vout从例如VH变为VL，以降低Vin。这时定时控制电路631可响应于Vout的下降沿开始计时并导通开关元件635(发出使能信号)，使得比较器610的Ref端的阈值电压为-Vth2，从而加大了阈值的幅值。在预定时间w1到期后，定时控制电路631断开开关元件635(发出失效信号)，由此阈值电压Vref回复到-Vth1。类似地，在正半周期也是如此。当Vin小于-Vth1时，Vout从例如VL变为VH，以增加Vin。这时，定时控制电路631可响应于Vout的上升沿开始计时并导通开关元件635，使得比较器610的Ref端的阈值电压为+Vth2。在预定时间w1到期后，定时控制电路631断开开关元件635，由此阈值电压Vref回复到+Vth1。如此得到如图7所示的阈值波形图。
[0026] 由图7可见，即使Vin在w1时间段内出现了小于-Vth1或大于+Vth1的情况，也不会导致比较器610输出的反转。由此，采用图6所示的多阈值比较电路600，可以解决图5所示电流导数的应用要求。本领域技术人员还可以根据实际监测物理量的变化规律，灵活地控制不同阈值的切换时机(Vout的上升沿或下降沿，或者响应于外部输入的
时钟信号)和持续时间w1，而且可以通过配置不同的反馈电阻而灵活地确定阈值的大小。
[0027] 图8示出了图6所示框图的一个具体电路图。如图8所示，比较器U1依然使用运放来实现。第一和第二反馈支路820-1和820-2由反馈电阻构成。不同的是第二反馈支路具体包括分别用于正、负半个周期的正、负第二反馈支路820-2+和820-2-。用于第二反馈支路820的第二开关元件835也相应地具体包括分别设置在正、负第二反馈支路到比较器U1输出端Out之间的三极管。而且，控制电路831采用了RC定时电路(R3和C1)，其输出端控制每个三极管的基极，以决定各个三极管何时导通、何时截止。
[0028] 具体地，在图8中，比较器U1的负向输入端“-”接收输入信号Vin，正向输入端“+”为参考电压输入端Ref，其经由电阻R1接地。第一反馈支路820-1由反馈电阻R2构成，其连接在比较器U1的正向输入端“+”和其输出端Out之间。第二反馈支路820-2包括分别用于正、负半个周期的两个反馈电阻R5和R6，且在此实例中R5和R6阻值相等。但是，实际应用中R5和R6的阻值也可不等，以获得不对称的阈值。正、负第二反馈支路中每一个连接到一个用作开关元件的三极管(Q1或Q2)。其中Q1为PNP型三极管，用于正半周期，其集
电极连接到反馈电阻R5，发射极连接到比较器U1的输出端Out，基极经由偏置电阻R4连接到RC定时电路的输出端，即电容C1上。Q2为NPN型三极管，用于负半周期，其集电极连接到反馈电阻R6，发射极连接到比较器U1的输出端Out，基极经由偏置电阻R4连接到RC定时电路的输出端。此外，为了防止电流回流，在每个第二反馈支路上还设置了单向导通的
二极管D1和D2。
[0029] 在图8中，当C1上的电压在[VH-0.7V，VL+0.7V](0.7V为二极管的导通压降)的区间内，Q1和Q2均截止，导致两个第二反馈支路断开。这时，只有反馈电阻R2起作用，因此用于迟滞比较的阈值对为+Vth1和-Vth1。当Vout从VH变为VL时，在RC充放电时间段w1内，因电容C1上的电压高于VL+0.7V(0.7V为二极管的导通压降)而导致Q2导通、Q1截止。由此，在充放电时间段w1之内，R2和R5所在的两个反馈支路均起作用，即R2和R5并联，从而比较器U1的正向输入端(Ref)的值变为-Vth2，如图7所示。当电容C1放电至VL+0.7V时，Q2截止、Q1也截止。此时，又回到只有反馈电阻R2起作用的情况，也就是Vref变为-Vth1，如图7所示。当Vout从VL变为VH时，在RC充放电时间段w1内，因电容C1上的电压低于VH-0.7V而导致Q1导通、Q2截止。由此，在充放电时间段w1之内，R2和R6所在的两个反馈支路均起作用，即R2和R5并联，从而比较器U1的正向输入端(Ref)的值变为+Vth2，如图7所示。当电容C1充电至VH-0.7V时，Q1截止、Q2也截止。此时，又回到只有反馈电阻R2起作用的情况，也就是Vref变为+Vth1，如图7所示。
[0030] 如此，采用如图8所示的电路结构可以得到具有四个阈值的比较电路，并可根据实际需要在期望的阈值处使得比较电路的输出发生切换。在图6和图8所示的电路中，第一反馈支路始终起作用。但是，这并不是必须的，在实际应用中，还可以灵活地选择起作用的反馈支路，例如图9所示的例子。此外，图6和图8所示的例子中，控制电路都连接到比较器的输出端，构成自动阈值调节，但是这同样不是必须的。在实际应用中，控制电路也可以直接响应于外部输入而切换阈值。这同样在图9中示出。
[0031] 图9示出了根据本发明另一个实施例的多阈值比较电路。图9所示结构与图6所示情况类似，不同的是图9中的比较电路900包括多个反馈支路920-1、920-2直到920-n。阈值切换电路930包括设置在每个反馈支路上的(例如在到比较器610输出端Out的连接上)的一个开关元件935-1、935-2直到935-n和控制电路931。这些开关元件均由定时控制电路931控制。
[0032] 在图9所示的例子中，定时控制电路931可根据实际需要在不同时刻灵活地切换各个反馈支路，以得到至少n个不同的阈值。比如，如果仅当第一反馈支路920-1起作用时，阈值为+Vth1和-Vth1，仅当第n个反馈支路起作用时，阈值为+Vthn和-Vthn。定时控制电路931可以控制每个阈值持续的时间以及阈值切换的时机。具体地，例如，定时控制电路931可从一个给定时间(可以是Vout下降沿，也可以是从外部获得的时钟信号)开始计时且切换各开关元件，使得仅第一反馈支路连接到Vout，即Vref＝Vth1。然后，定时控制电路931在第一预定时段w1到期后切换到仅第n反馈支路起作用，即Vref＝Vthn。然后在第二给定时间(例如Vout出现上升沿，也可以是从外部获得的时钟信号)时，定时控制电路931再次开始计时且在第二预定时段w2到期后切换到仅第一反馈支路起作用。具体阈值波形例如图10所示。
[0033] 除图10所示例子之外，图9给出的电路结构还可以配置成具有8个或更多阈值的比较电路。比如，通过3个反馈支路可实现8个阈值的比较电路，或者用两个反馈支路之间的组合也可以实现8个阈值的比较电路。由此可见，采
用例如图9所示的电路结构，本领域技术人员可以在任意时间点切换比较电路的阈值，且阈值的个数和大小可以通过灵活配置反馈支路来实现。因此，采用图9所示的电路结构，本领域技术人员可以方便地根据实际监测的物理量的变化特点以及根据所需要的输出，合理选择反馈支路的个数、每个反馈支路所导致的阈值大小以及定时控制电路的定时要求。
[0034] 此外，图6、图8和图9所示比较电路中的阈值切换电路均包括了定时控制电路。但是在实际应用中也可以省去定时功能，而直接根据其他外部信号生成控制信号，来导通或断开开关元件。比如，可以由外部MCU(微
控制器)发出控制信号来控制开关元件。这一点，对于本领域技术人员而言也是显而易见的。另外，在之前所述的例子中均使用了开关元件来切换各个反馈支路，但是这并不是必须的。根据实际需要，本领域技术人员还可以选用其它方式来使得反馈支路中的一个或多个失效。
[0035] 本领域技术人员应当理解，上面所公开的各个实施例可以在不偏离发明实质的情况下做出各种改变和
修改，这些改变和修改都应当落在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应当由所附的
权利要求书来限定。
