图8示出以往的传感器阈值电路。该传感器阈值电路具备四 端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、 传感器偏置电流产生电路50以及偏置电流切换电路70，对于从 外部施加的例如磁场那样的传感器输入BIN得到传感器输出电 压VSO(＝VP-VN)。在此，利用偏置电流切换电路70切换电阻器 RO、RR来改变传感器偏置电流IB，由此对于传感器输入BIN能够 得到具有图9所示那样的滞后特性的数字输出电压VO(例如参照 专利文献1)。
图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入 BIN与输出电压VO之间的关系的电路图。当增加传感器输入BIN 时，在阈值点BOP上输出电压VOVOH减少至VOL。另一方面， 当减少传感器输入BIN时，在小于阈值点BOP的阈值点BRP上输出 电压VO反地从VOL增加至VOH，从而得到具有具备了滞后宽度 |BH|的滞后特性的数字输出电压VO0。
接着，参照图8说明以往的传感器阈值电路的动作。
首先，参照图10对图8中的偏置电流切换电路70的开关SWO 导通、开关SWR断开时的阈值点进行说明。图10是表示如下电 路结构的图：为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开 关SWO导通并且开关SWR断开的状态下，抽取出四端子型传感 器10、电压比较器20、传感器偏置电流IBO。
首先，为了便于分析，考虑为检测传感器驱动电流IS的电 阻器RS的电阻值远小于传感器电阻器R1、R2、R3、R4的电阻值， 由此使传感器的驱动端子电压VCC2等于传感器驱动电压VCC。 根据后面推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压 VCC，因此传感器驱动电流检测电阻器RS的电阻值可以是任意 值。
此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流IBO使用传 感器驱动电流IS而成为下式(1)。
IBO＝IS×RS/RO     …(1)
在此，为了简化而如下那样定义电流镜比1/KO。
1/KO＝RS/RO       …(2)
此时，如图10所示，当设流过传感器电阻器R1的电流为I1、 流过传感器电阻器R3以及R4的电流为I2、传感器电阻器R1、R2 的连接点的电位为VP、传感器电阻器R3、R4的连接点的电位为 VN时，下式(3a)～(3c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1    …(3a)
I2＝VCC(R3+R4)     …(3b)
VP/R2＝I1+(I1+I2)KO    …(3c)
当求解VP时成为
VP＝VCC×[(1+1/KO)/R1+1/{KO×(R3+R4)}]/(1/R2+(1+1/KO) /R1)      ...(4)
电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(5)成 立。
VCC×[(1+1/KO)/R1+1/{KO×(R3+R4)}]/{1/R2+(1+1/KO)/R1} ＝R4×VCC/(R3+R4)     ...(5)
能够考虑为根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传 感器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR、或者R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生传感 器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR时，式(5)成为如下这样：
[(1+1/KO)/(R+ΔR)+1/{KO×(R-ΔR+R+ΔR)}]/(1/(R-ΔR)+(1+ 1/KO)/(R+ΔR)＝(R+ΔR)/(R-ΔR+R+ΔR)      ...(6)
求出上式(6)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝1/[(2×KO×{1+1/(2×KO)}]
    ≈1/(2×KO)≡BOP       ...(7)
即，上式(7)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，通常的传感 器输出电压从数百μV到数十mV左右，传感器驱动电压从1V到 5V左右。由此，将KO作为足够大的值来进行近似。
同样，参照图11对图8中的偏置电流切换电路70的开关SWO 断开、开关SWR导通时的阈值点进行说明。图11是表示如下电 路结构的图：为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开 关SWO断开并且开关SWR导通的状态下抽取出四端子型传感器 10、电压比较器20、传感器偏置电流IBR。
此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流IBR成为下 式(8)。
IBR＝IS×RS/RR    …(8)
在此，为了简便而如下那样定义电流镜比1/KR。
1/KR＝RS/RR     …(9)
此时，通过如图11所示那样地决定电流、将传感器偏置电 流为IBO时的电流镜比1/KO设为1/KR，能够同样地进行考虑，由 下式(10)提供VP＝VN成立时的ΔR/R。
ΔR/R≈1/(2×KR)≡BRP     ...(10)
即，上式(10)成立的ΔR/R为阈值点BRP。
接着，考虑通过切换偏置电流切换电路70的开关SWO、开 关SWR而制作的滞后宽度|BH|。
用下式(11)求出滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP-BRP|＝|1/(2×KO)-1/(2×KR)|
    ＝|RS×(1/RO-1/RR)/2|    ...(11)
图12示出根据上式(7)、(10)、(11)得到的阈值点BOP和BRP、 以及滞后宽度|BH|与传感器驱动电流检测电阻器RS之间的关 系。
如图12所示，可知在以往的传感器阈值电路中，在通过改 变传感器驱动电流检测电路30的电阻器RS来改变阈值点的情 况下，也同样地改变滞后宽度|BH|。根据上式(11)也可知这一点。
专利文献1：日本特开2001-108480号公报
然而，在以往的传感器阈值电路中，在如上述那样通过改 变电阻器RS来改变阈值点时，与其同样地也改变滞后宽度|BH|。 滞后宽度|BH|起到减小由传感器输出噪声引起的输出偏差的作 用。因此存在如下问题：在改变了阈值点的情况下，由于滞后 宽度|BH|的变化而产生由传感器输出噪声引起的输出偏差的影 响因阈值点不同而不同的情形。
另外，当通过改变电阻器RO和电阻器RR来改变阈值点时， 能够得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|。但是，为了 改变两个电阻器需要两个输出端子，从而产生芯片面积、芯片 成本增加等问题。
本发明是鉴于这种问题而完成的，其目的在于提供一种能 够通过改变一个电阻器来改变阈值点并能够提供不依赖于阈值 点的变化的滞后宽度的传感器阈值电路。

为了达成上述目的，本发明的权利要求1的传感器阈值电路 对于传感器的输入而输出具有滞后特性的数字信号，该传感器 阈值电路的特征在于，具备：电压比较器，其将上述传感器的 输出电压二值化；传感器驱动电流检测电路，其检测上述传感 器的驱动电流；传感器偏置电流产生电路，其根据上述电压比 较器的输出而产生阈值电流，该阈值电流为由上述传感器驱动 电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/K倍(K>0)；以及阈 值调整电流产生电路，其产生阈值调整电流，对在上述传感器 偏置电流产生电路中产生的上述阈值电流进行加减上述阈值调 整电流的运算来产生传感器偏置电流，提供给上述传感器的输 出端子，其中，上述阈值调整电流为由上述传感器驱动电流检 测电路检测出的传感器驱动电流的1/A倍(A>0)。
另外，本发明的权利要求2的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求1中，还具备偏置电流切换电路，该偏置电流切换电 路根据上述电压比较器的输出来切换第一电阻和第二电阻，上 述传感器偏置电流产生电路根据被上述偏置电流切换电路连接 的第一电阻或第二电阻来产生上述阈值电流。
另外，本发明的权利要求3的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求2中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器、 第二和第三电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电 阻值为RA、上述第二和第三电阻器的电阻值分别为RB、 RC(RB>RC)、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为 RS时，用下式表示上述1/A的值：
1/A＝(RS/RA/2)×(1—RC/RB)
其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈 值点，上述第二和第三电阻器用于以GND为基准来改变阈值 点。
另外，本发明的权利要求4的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求3中，上述第一电阻器、上述第二电阻器、上述第三 电阻器中的至少一个是可变电阻器。
另外，本发明的权利要求5的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求1中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器以 及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为RA、上述传感 器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为RS时，用下式表示上 述1/A的值：
1/A＝RS/RA
其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈 值点。
另外，本发明的权利要求6的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求5中，上述第一电阻器是可变电阻器。
另外，本发明的权利要求7的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求1～6的任一项中，设上述第一电阻器的电阻值为RO、 上述第二电阻器的电阻值为RR，在仅导通上述第一电阻器的情 况下表示为1/K＝RS/RO，在仅导通上述第二电阻器的情况下表示 为1/K＝RS/RR。
另外，本发明的权利要求8的传感器阈值电路的特征在于， 在权利要求1～6的任一项中，上述传感器是四端子型传感器， 是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感 器、加速度传感器中的任意一种。
如上所述，根据本发明，利用根据传感器驱动电流而产生 的阈值电流IT和阈值调整电流ICONT来产生传感器偏置电流IB， 由此由电阻比K来提供滞后宽度|BH|，因此如果K确定则滞后宽 度|BH|不依赖于改变阈值点的系数A而成为固定值。另外，如果 常数K确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变 动经时变化。因而，根据本发明，存在以下效果：能够提供可 得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|的传感器阈值电 路。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式中的传感器阈值电路的 结构的概念图。
图2是表示抽取出图1的四端子型传感器、电压比较器、阈 值电流IT以及阈值调整电流ICONT而得到的电路结构的电路图。
图3是表示本发明的第二实施方式中的传感器阈值电路的 结构的电路图。
图4是表示抽取出图3的四端子型传感器、传感器驱动电流 检测电路以及阈值调整电流产生电路而得到的电路结构的电路 图。
图5是表示抽取出图3的四端子型传感器、电压比较器、阈 值电流IT以及阈值调整电流ICONT而得到的电路结构的电路图。
图6是表示实施方式中的阈值点与系数1/A的关系的图。
图7是表示本发明的第三实施方式中的传感器阈值电路的 结构的电路图。
图8是表示以往的传感器阈值电路的结构的电路图。
图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入 与输出电压之间的关系的图。
图10是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SWO为导通 状态并且开关SWR为断开状态下抽取出四端子型传感器、传感 器偏置电流IBO以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。
图11是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SWO为断开 状态并且开关SWR为导通状态下抽取出四端子型传感器、传感 器偏置电流IBR以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。
图12是表示以往的传感器阈值电路中的阈值点和传感器驱 动电流检测电阻器RS之间的关系的图。
附图标记说明
10：四端子型传感器；20：电压比较器；30：传感器驱动 电流检测电路；40：传感器驱动电压源；50：传感器偏置电流 产生电路；60：阈值调整电流产生电路；70：偏置电流切换电 路；52、61、62：运算放大器；51、63、64：PMOS晶体管； 65、66、67：NMOS晶体管；71：反相器；SWO、SWR：开关； R1、R2、R3、R4、RS、RO、RR、RA、RB、RC：电阻器。

下面，参照附图说明本发明的实施方式。其中，在所有图 中对附图的互相对应的部分付加相同的附图标记，对重复部分 适当地省略后述的说明。
[第一实施方式]
(第一实施方式的结构)
图1是表示本发明中的传感器阈值电路的第一实施方式的 结构的概念图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比 较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电 路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此 外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍 尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、 加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生 电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB 流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流 IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积 IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出电压VSO(＝VP-VN)上具有 滞后特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检 测电路30来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置电流产生电 路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值电流IT。在 此，通过偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器 偏置电流产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流 IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT和阈值 调整电流ICONT进行加减运算来产生传感器偏置电流IB。
本发明的传感器阈值电路的要点是：根据传感器驱动电流 IS来产生阈值电流IT和阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT 进行加减阈值调整电流ICONT的运算来产生传感器偏置电流IBO。
为了理解本发明，首先考察图1中的阈值电流IT和阈值调整 电流ICONT。
图2是如下结构的电路图：为了简化说明而抽取出图1所示 的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和电压比较器20，并 且阈值电流IT和阈值调整电流ICONT流过它们。
考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传感器 偏置电流产生电路50产生阈值电流ITO时的阈值点BOP。
此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KO、 阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(12)表示传感 器偏置电流IBO。
IBO＝ITO—ICONT
   ＝IS/KO-IS/A     …(12)
此时，下式(13a)～(13c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1    ...(13a)
I2＝VCC/(R3+R4)    ...(13b)
VP/R2＝I1+((I1+I2)/KO-(I1+I2)/A))     ...(13c)
当求解VP时，成为
VP＝VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1(1/KO-1/A)/(R3-R4)]/[1/R2 +(1+1/KO-1/A)/R1]      …(14)
电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(15) 成立。
VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2+(1
+1/KO-1/A)/R1]＝R4×VCC(R3+R4)   …(15)
能够考虑根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传感 器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR、或者R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生传感 器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR时，下式(16)成立。
{(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)+(1/KO-1/A)/(R—ΔR+R+ΔR)}
/{1/(R—ΔR)+(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+
R+ΔR)   …(16)
求出上式(16)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝(1/KO-1/A)/[2×{1+1/2×(1/KO-1/A)}]
    ≈1/(2×KO)-1/(2×A)≡BOP        ...(17)
即，上式(17)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，利用在作为 当前前提的范围内将常数KO、A处理为足够大的值来进行近似。
接着，考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传 感器偏置电流产生电路50产生阈值电流ITR时的阈值点BRP。
此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KR、 阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(18)表示传感 器偏置电流IBO。
IBR＝ITR—ICONT
＝IS/KR-IS/A    …(18)
通过将包括在式(12)～(17)内的传感器偏置电流产生电路50 的电流镜比1/KO置换为1/KR，能够同样地求出此时的阈值点 BRP。
ΔR/R≈1/(2×KR)-1/(2×A)≡BRP    ...(19)
接着，考虑通过由传感器偏置电流产生电路50根据偏置电 流切换电路70的控制来切换阈值电流ITO、阈值电流ITR而制作的 滞后宽度|BH|。
此时，用下式(20)表示滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP—BRP|＝|{1/(2×KO)-1/(2×A)}-{1/(2×KR)-1
/(2×A)}|
    ＝|1/(2×KO)-1/(2×KR)|     …(20)
在上述实施方式中求出的上式(17)、(19)、(20)的重要点在 于阈值点BOP和BRP依赖于系数A，而滞后宽度|BH|不依赖于系数 A。
另外，通过改变系数A能够改变阈值点。
另外，根据上式(20)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱 动电压VCC。
利用电流镜比来提供上述系数KO、KR，因此，如果系数KO、 KR被确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，而不存在偏差、温度 变动、经时变化。
因而，根据本发明的传感器阈值电路能够提供不依赖于阈 值点的变化的滞后宽度。
另外，在第一实施方式中，在传感器偏置电流产生电路50 和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB流入到 四端子型传感器10的输出端子VP，但是也可以代替流入到四端 子型传感器10的输出端子VP而流入到输出端子VN。
[第二实施方式]
(第二实施方式的结构)
图3是表示本发明中的传感器阈值电路的第二实施方式的 结构的电路图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比 较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电 路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此 外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍 尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、 加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生 电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB 流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流 IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积 IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出电压VSO(＝VP-VN)上具有 滞后特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检 测电路30的电阻器RS来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置 电流产生电路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值 电流IT，其中，上述传感器偏置电流产生电路50由电阻器RS、 通过偏置电流切换电路70的控制而被连接的电阻器RR或者电 阻器RO、运算放大器52以及PMOS晶体管51构成。在此，根据 偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流 产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流 IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流ICONT，其中，上述阈值调整电 流产生电路60由电阻器RA、运算放大器61、PMOS晶体管63、 PMOS晶体管64、电阻器RC、电阻器RB、运算放大器62、NMOS 晶体管65、NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成。
另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流IT和 阈值调整电流ICONT进行减法运算来产生传感器偏置电流IB。在 第二实施方式中，将从阈值电流IT中减去阈值调整电流ICONT而 得到的电流作为传感器偏置电流IBO来进行说明，但是也可以将 在阈值电流IT上加上阈值调整电流ICONT而得到的电流作为传感 器偏置电流IBO。
本发明的传感器阈值电路的要点是：根据传感器驱动电流 IS来产生阈值电流IT和阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT 进行加减阈值调整电流ICONT的运算来产生传感器偏置电流IBO。
为了理解本发明，首先考察图3中的阈值电流IT和阈值调整 电流ICONT。另外，为了便于理解，将检测传感器驱动电流的电 阻器RS的电阻值考虑为远小于传感器电阻器R1、R2、R3、R4的 电阻值，由此传感器的驱动端子电压VCC2等于VCC。根据后面 推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压VCC，因此传 感器驱动电流检测电阻器RS的电阻值可以是任意值。
首先，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SWO导通、 开关SWR断开时的阈值电流ITO。
ITO＝IS×RS/RO      …(21)
在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路 50的电流镜比1/KO。
1/KO＝RS/RO     …(22)
接着，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SWR导通、 开关SWO断开时的阈值电流ITR。
ITR＝IS×RS/RR     …(23)
在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路 50的电流镜比1/KR。
1/KR＝RS/RR     …(24)
接着，如图4那样决定电流，说明阈值调整电流ICONT。图4 是为了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端 子型传感器10和传感器驱动电流检测电路30、传感器驱动电压 源40以及阈值调整电流产生电路60的电路图。在此为了简化说 明，设为PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的大小相等来进行以 下处理。另外，设为NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的大小 相等来进行以下处理。另外，设RB>RC。
首先，流过PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的电流I63、I64 相等，用式(25)来表示。
I63＝I64＝IS×RS/RA/2    …(25)
另外，用下式(26)来表示流过NMOS晶体管65和电阻器RB 的电流I65。
I65＝I64×RC/RB
＝IS×RS/RA/2×RC/RB    …(26)
另外，NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的电流I66、阈值 调整电流ICONT相等，用下式(27)来表示。
I66＝ICONT＝I63—I65
   ＝(IS×RS/RA/2)—(IS×RS/RA/2)×RC/RB
   ＝(IS×RS/RA/2)×(1—RC/RB)      …(27)
在此，为了简化而定义下式(28)。
1/A＝RS/RA/2×(1—RC/RB)      …(28)
接着，如图5那样决定电流。图5是如下结构的电路图：为 了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端子型 传感器10和电压比较器20，并且阈值电流IT和阈值调整电流 ICONT流过它们。
考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SWO导通、开关 SWR断开时的阈值点BOP。
此时，用上式(21)表示阈值电流ITO，使用式(21)、式(22)、 式(27)、式(28)并用下式(29)来表示传感器偏置电流IBO。
IBO＝ITO-ICONT
   ＝IS/KO-IS/A    …(29)
此时，下式(30a)～(30c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1    ...(30a)
I2＝VCC/(R3+R4)    ...(30b)
VP/R2＝I1+((I1+I2)/KO-(I1+I2)/A))    ...(30c)
当求解VP时，成为
VP＝VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1+(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2
+(1+1/KO-1/A)/R1]     …(31)
电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(32) 成立。
VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1+(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2+(1 +1/KO-1/A)/R1]＝R4×VCC/(R3+R4)   …(32)
能够考虑根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传感 器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR、或者成为R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生 传感器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、 R2＝R3＝R-ΔR时，下式(33)成立。
{(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)+(1/KO-1/A)/(R-ΔR+R+ΔR)}
/{1/(R-ΔR)+(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+
R+ΔR)    …(33)
求出上式(33)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝(1/KO-1/A)/[2×{1+1/2×(1/KO-1/A)}]
    ≈1/(2×KO)-1/(2×A)≡BOP     ...(34)
即，上式(34)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，利用在作为 当前前提的范围内将常数KO、A处理为足够大的值来进行近似。
接着，考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SWO断 开、开关SWR导通时的阈值点BRP。
此时，用上式(33)表示阈值电流ITR，使用式(23)、式(24)、 式(27)、式(28)并用下式(35)来表示传感器偏置电流IBR。
IBR＝ITR—ICONT
   ＝IS/KR-IS/A   …(35)
通过将包括在式(30)～(34)内的传感器偏置电流产生电路50 的电流镜比1/KO置换为1/KR，能够同样地求出此时的阈值点 BRP。
ΔR/R≈1/(2×KR)-1/(2×A)≡BRP     ...(36)
接着，考虑通过切换偏置电流切换电路70的开关SWO、开 关SWR而制作的滞后宽度|BH|。
此时，用下式(37)表示滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP-BRP＝|{1/(2×KO)—1/(2×A)}—{1/(2×KR)—1
/(2×A)}|
    ＝|1/(2×KO)—1/(2×KR)|    …(37)
图6示出根据上式(34)、(36)、(37)得到的阈值点BOP以及 BRP、滞后宽度|BH|与系数1/A的关系。
在上述实施方式中求出的上式(34)、(36)、(37)以及图6的 重要点在于阈值点BOP以及BRP依赖于系数A，而滞后宽度|BH| 不依赖于系数A。另外，根据上式(28)，系数A由电阻比来决定， 因此能够通过改变至少一个电阻器来改变阈值点。在图3和图4 中，将电阻器RC作为可变电阻器来进行图示，但是也可以将电 阻器RA或者电阻器RB作为可变电阻器。
另外，通过在以VCC为基准的情况下改变电阻器RA、在以 GND为基准的情况下改变电阻器RB或电阻器RC，能够改变阈值 点，能够与基准电压无关地改变阈值点。在此，根据式(22)、 (24)，电阻器RS为依赖于系数KO、KR的系数，因此不能改变。 另外，根据上式(37)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱动电 压VCC。
由电阻比来提供上述系数KO、KR，因此如果系数KO、KR 确定，则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、 经时变化。
因而，根据本发明的传感器阈值电路能够提供不依赖于阈 值点的变化的滞后宽度。
[第三实施方式]
(第三实施方式的结构)
图7是表示本发明中的传感器阈值电路的第三实施方式的 结构的电路图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比 较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电 路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此 外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍 尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、 加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生 电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB 流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流 IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积 IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出VSO(＝VP-VN)上具有滞后 特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检 测电路30的电阻器RS来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置 电流产生电路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值 电流IT，其中，上述传感器偏置电流产生电路50由电阻器RS、 通过偏置电流切换电路70的控制而被连接的电阻器RR或者电 阻器RO、运算放大器52以及PMOS晶体管51构成。在此，根据 偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流 产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在由电阻器RA、运算放大器61、PMOS晶体管63、 NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成的阈值调整电流产生 电路60中产生传感器驱动电流IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流 ICONT。
另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流IT和 阈值调整电流ICONT进行减法运算来产生传感器偏置电流IB。在 第三实施方式中，将从阈值电流IT中减去阈值调整电流ICONT得 到的电流作为传感器偏置电流IBO来进行说明，但是也可以将对 阈值电流IT加上阈值调整电流ICONT得到的电流作为传感器偏置 电流IBO。
本实施方式的作用以及效果与第一及第二实施方式相同， 因此省略。不同点是式(28)，但是，通过将在上式(28)中定义的 1/A置换为下式(38)，能够同样地考虑图7所示的传感器阈值电 路的阈值点BOP、阈值点BRP、滞后宽度|BH|。
1/A＝RS/RA      …(38)
在此，为了简化说明，将NMOS晶体管66和NMOS晶体管 67的大小设为相等来进行处理。
另外，根据上式(38)，系数A由电阻比来决定，因此能够通 过改变一个电阻器来改变阈值点。
根据以上的结构，与第一及第二实施方式相同，如果系数 KO、KR确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温 度变动、经时变化，因而，根据本发明的传感器阈值电路，能 够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。