用于色度信号的视频信号重现装置

本发明涉及用于在家用录象机(VTR)中所使用的重现色度信号的视频信号重现电路，和尤其涉及减少了元件数量的NTSC或PAL制的视频信号重现电路。

图1表示用于已变换为低频带和记录在磁带(未图示)上的色度信号的重现的电路的传统结构。从磁带读出的信号通过输入端1输入低通滤波器(LPF)2，以在NTSC制情况只提取629KHz频率分量或在PLA制情况只提取627KHz频率分量，然后该频率分量又被送至自动色度控制电路(ACC)电路3，供电平调节之用。

经电平调节的色度信号加至第一频率变换电路4，和被变换为频率3.58MHz(对NTSC制)或频率4.43MHz(对PAL制)，此后又通过带通滤波器(BPF)5被送至梳状滤波器6，在从输出端7输出之前去除任何噪声分量。

从BPF 5输出的色度信号也加至色同步选通门电路，以仅提取色同步分量，此后它又被送至自动相位控制(APC)电路9。在APC电路9中，色同步选通信号的相位与从固定型振荡器10(3.58MHz或4.43MHz)输出的振荡信号的相位比较。两个信号的相位差作为比较误差电压从APC电路输出，并被加至VCO 11，以控制VOC 11的振荡频率(对于NTSC为320fH和对于PAL为321fH：fH是行同步频率)。

频率为320fH或321fH的VCO 11的输出加至相位恢复电路12，以产生四个信号(对于NTSC 40fH，对于PAL 40.125fH)，这四个信号的相位响应于经端子13输入和频率为fH的行同步信号和从端子14输入的色旋转脉冲，相互偏移90°。相位  恢复电路12每隔1H周期(H：行同步周期)依次转换输出这四个信号，因而将已变换为低频带和记录在磁带上的色度信号的相位恢复。

从相位恢复电路12(40fH或40.125fH)的输出以及从振荡电路10的振荡信号(3.58MHz或4.43MHz)被加至第二频率变换电路15，在该电路中获得两个信号(来自相位恢复电路12和振荡电路10)的和以及差。只有两个信号的和分量通过带通滤波器16加至第一频率变换电路4，因而获得3.58MHz(对NTSC制)或4.43MHz(对PAL制)信号。

JPA S60-253395揭示了加至第一频率变换电路的低频带色度信号的相位的数字化恢复。在图2中示出这种用于色度信号的NTSC制数字重现电路。色度信号通过输入端100输入至低通滤波器102，以提取欠色(under color)信号(629KHz)，此信号又被加至A/D转换器103。期间，行同步信号fH通过输入端104加在乘法器105上，和乘以320，以便每隔45°取样40fH Hz色度信号。从乘法器105输出的频率为320fH的信号作为时钟脉冲加在A/D转换器103上，经数字变换的色度信号(629KHz)输入至由6位RAM组成的1H存储器106。这信号被写入由地址计数器107指定的地址，和在1H(行同步信号)周期以后由读出地址计数器108读出。

写地址计数器107由行同步信号fH复位，对频率为320fH的信号进行计数以指定在1H存储器106中的地址。

读出地址计数器108由移相指令电路109的输出复位，和对来自乘法器110的320fH信号进行计数，以指定1H存储器106的读出地址。

VXO 111以(455/2)fH＝3.58MHz振荡，和该振荡信号由除法器112除以2/455和由乘法器110乘以320，从而提供频率为320fH的信号。

1H存储器106的读出时间响应于移相指令电路109的输出，每隔1H移低频色度信号的1/4周期(即，90°)，从而实现低频色度信号的相位恢复。

图3表示写/读时钟和对应的波形，参阅图3更详细地说明相位恢复处理。在此图中，低频色度信号处于奇数场，其相位每隔1H延迟90°，而对于偶数场的相移的解释在此略去。在图3中，信号(a)是1H存储器106的写入时钟，而信号(c)是1H存储器106的读出时钟。信号(b)是至1H存储器106的输入数字信号，和信号(d)是1H存储器106的输出数字信号。为便于解释，信号(b)和(d)在图中以模拟形式画出。

在相移量是0°的1H周期期间，信号(b)响应信号(a)(即写入时钟)，从1H存储器106的地址0起依次写入1H存储器。读计数器108响应移相指令电路109的输出复位为“0”，具有0°相移的这信号的读出由读出计数器108实现。更具体地说数据响应于表示为信号(C)的时钟从1H存储器106的地址0起读出。

这样，在下一个1H周期期间，延迟90°的信号(b)从地址0起依次写入1H存储器106。该数据经移相90°被读出，恢复适当的相位。更具体地说，读出计数器108由移相指令电路109预置为“2”，从而如信号(C)所示，从地址2起读出该数据，这样，信号的相位通过从地址2开始读出而前移90°因而获得持续的源信号，如信号(d)所示在第一1H周期和下一1H周期之间没有断续处。

以同样方式，在下一1H周期期间延迟180°的信号(b)从地址0起被写入，和从地址4起读出该数据，使相位前移180°，从而恢复持续的源信号。设置读出地址的起始点是由响应于移相指令电路109的输出复位至预定值的地址计数器108来实现的。因此，如信号(d)所画的，相位恢复的低频色度信号从1H存储器106产生。

这样，相位恢复的低频色度信号加至由1H存储器113和加法器114组成的梳状滤波器115，以去除任何串音分量，和再被加至D/A变换器116被变换为模拟信号，该信号又被送至主变换器117，以被变换为3.58MHz色度信号。

然而，在图1所示结构中，因为由相位恢复电路12产生的四个信号，其相位彼此移相90°，通过第二频率变换电路15加至第一频率变换电路4，需要有结构复杂的带通滤波器16。而且，因为该结构有二个频率变换器，故增加了元件的数目。

另一方面，在图2所示结构中，变换为低频带的色度信号直接受到相位恢复处理，和因此，在主变换器117和副变换器118之间仅设置结构简单的带通滤波器119。然而，在这种结构中，相位恢复是通过延迟(或提前)从存储器的读出时间来实现的，和低频色度信号在相邻的1H周期之间偏移45°，这造成在梳状滤波器115中不能充分地去除串音。这是由在+90°和+180°的1H周期结束处虚线A和B表示的。换言之，在时钟信号(C)的读出操作中，在该1H周期的最后时间周期中没有数据被读出，这对应于在该1H周期的第一部分被跳过的时间周期，导致没有数据。每一垂直周期产生这样一个没有数据的时间周期，引起图象质量变差。

现将叙述之所以引起45°的相位误差的理由。在1H存储器113的输入和输出之间的时间滞后T1原本为1/fH。然而，当移了1/4周期(ΔT)＝(1/4)*(1/40fH)＝(1/160fH)时，时间滞后T2成为(1/fH)+(1/160fH)＝(161/160fH)。那末，传递函数H(ω)由下列等式表示：H(w)=(1+e-s161160fH)---(1)]]>式中S＝jω。这等式(1)可以被变换为：H(w)=e-s161320fH(es161320fH+e-s161320H)---(2)]]>等式(2)还可运用尤拉公式变换成如下：|H(w)|=|2COSw161320fH|---(3)]]>通过将2πfH代替ω，获得下列等式：|H(w)|=|/2COS(40π+π/4)|---(4)]]>等式(4)中“π/4”指示对于隔行的色度信号该梳状滤波器的凹口，如图4所示，在629kHz附近偏离π/4。实线表示梳状滤波器的理想频率特性，其中信号的最大电平可在629KHz(＝40fH)处通过，而亮度分量在相对于629KHz对称发生的以fH为周期(行同步频率)的衰减点，被去除。

反之，当引起45°相位差时，梳状滤波器的频率特性偏移如虚线所示。这意味：629KHz信号不能在其最大电平处通过，也就不能达到亮度分量的去除。

本发明，即为克服上述问题而构思的，它的目的是提供结构简单和能精确地重现已变换为低频带的色度信号的这样一种视频信号重现装置。

依照本发明的视频信号重现装置包括用于恢复低频色度信号的相位的相位恢复电路，低频色度信号已从磁带读出，并输入至该电路，以产生相位恢复的色度信号，和用于将相位恢复的色度信号频率变换为重现的色度信号的频率变换电路。

视频信号重现装置还包括以色同步选通信号频率振荡的振荡器和相位控制器。相位控制器包括用于比较振荡信号的相位和重现的色度信号的色同步选通分量的相位的相位比较器，用于平滑从相位比较器输出的比较信号的滤波器，和用于控制振荡频率使其随来自滤波器的输出而改变的压控振荡器。从压控振荡器输出的振荡信号控制频率变换电路的频率变换处理。

视频信号重现装置还包括用于去除噪声分量的梳状滤波器。

这样，由于在这些装置中低频色度信号的相位恢复在频率变换之前进行，故由频率变换器进行的频率变换处理可通过从相位控制器中压控振荡器输出的振荡信号的供给而受精确控制。在这结构中，可以省去额外的频率变换电路或具有复杂结构的带通滤波器。而且，也可简单构成梳状滤波器。

就本发明的另一方面而言，视频信号重现装置包括用于恢复低频色度信号的相位的相位恢复电路，该低频色度信号已从磁带读出，并输入至该电路，以产生相位恢复的色度信号，用于从相位恢复的色度信号中去除噪声分量的梳状滤波器，和用于对已通过梳状滤波器的相位恢复的色度信号进行频率变换，以产生重现的色度信号的频率变换器。

梳状滤波器包括用于将相位恢复的色度信号延迟1个或2个行同步周期的延迟电路，和用于将由相位恢复电路供给的相位恢复的色度信号和延迟的色度信号混合的混合电路。

通过在频率变换之前恢复低通滤波的色度信号的相位，梳状滤波器可以简单地构成，从而只包括延迟电路和混合电路。而且，在变换为高频带之前，相位恢复的色度信号的噪声分量由梳状滤波器去除，这容许供给梳状滤波器的延迟电路的时钟信号的时钟频率更低，并使该装置的结构简化。色度信号重现的精度也得以改善。

相位恢复电路包括四个移相器，(即，用于使输出信号相位偏离于输入信号相位的0°移相器，90°移相器，180°移相器和270°移相器)和用于转接四个移相器的开关电路。

四个移相器的转接是响应色旋转脉冲和行同步信号而实现的。该开关电路连接到用于延迟输入信号1行同步周期的延迟电路和混合电路两者。这结构可以适宜地重现已变换为低频带的和作为NTSC制色度信号记录在磁带上的信号。

开关电路的一种可供选择的结构包括第一和第二开关，用于响应色旋转脉冲和行同步信号转接这四个移相器，其中一个开关与混合电路相连接。和另一个开关连接到用于延迟输入信号2个行同步周期的延迟电路。这个结构可以适当地重现已变换为低频带的和作为PAL格式的色度信号记录在磁带上的信号。

270°移相器包括用于输入信号的输入端，在其正输入端接收输入信号的第一放大器，反相器和串联连接在移相器的输入端和第一放大器的输出端之间的第一电容，在其正输入端接收来自第一放大器的输出信号的第二放大器，连接在移相器的输入端和第二放大器的输出端之间的第二电容，用于将从第二放大器的输出信号返回第一和第二放大器的负输入端的反馈回路，和从第一放大器的输出端输出的移相器输出端，其信号相位与输入信号相比延迟90°。

90°移相器包括输入端，在其正输入端接收来自输入端的经反相的输入信号的第一放大器，连接在移相器输入端和第一放大器输出端之间的第一电容，在其正输入端接收第一放大器的输出信号的第二放大器，反相器和串联连接在移相器输入端和第二放大器的输出端之间的第二电容，用于将从第二放大器的输出信号返回第一和第二放大器的负输入端的反馈回路，以及移相器输出端，从第一放大器的输出端输出一个其相位前移90°的信号。

180°移相器由使输入信号反相的反相电路组成。

90°移相器和270°移相器具有使送至第一放大器的输入端的输入信号相位延迟的移相功能(能力)和在前级通过输入信号的微分的高通滤波功能(能力)。

如上所述，通过构造各个移相器，即使加至相位恢复电路的低频色度信号的相位被偏移，在输出信号中也不会产生任何时间延迟。由于这一理由，紧接着低频色度信号加至各个移相器之后，就可以获得其相位被精确移相的输出信号(即，相位恢复色度信号)。而且，在以后处理中通过梳状滤波器可以从相位恢复色度信号中可靠地去除噪声分量。每个移相器的频率特性是平坦的，并因此具有预定频率宽度的输入色度信号不会遭受任何波动。

诸附图中：图1是表示传统的视频信号重现电路的结构方块图；图2是表示传统的视频信号重现电路另一实例的方块图；图3说明用于解释图2电路的写/读时序和波形图；图4说明梳状滤波器的频率特性：图5是表示依照本发明的视频信号重现电路结构的方块图；图6使用矢量指示已变换为低频带和记录在磁带上的色度信号的相位；图7更详细地表示图6的低频色度信号的相位矢量；

图8是用于说明图5所示的相位恢复电路的运行的表格；图9表示依照本发明的相位恢复的色度信号的矢量；图10表示依照本发明的已通过梳状滤波器的色度信号的矢量；图11表示图5所示0°移相电路的一个实例；图12表示图5所示180°移相电路的一个实例；图13表示APF(全通滤波器)的一个实例；图14A表示至图13的APF的输入信号的波形；图14B表示从图13所示APF的输出信号的波形；图14C表示从图17所示的HPF(在270°移相器中的输出信号的波形；图14D表示从图15和17所示的270°移相器的输出信号的波形；图15表示图5所示的270°移相电路的一个实例；图16表示图5所示的90°移相电路的一个实例；图17表示与图15的电路等效的电路；图18A表示至图16所示的90°移相器的输入信号的波形；图18B表示来自图16所示的90°移相器的第二放大器的输出信号波形；图18C表示来自图16所示的90°移相器的HPF的输出信号波形；图18D表示来自图16所示的90°移相器的输出信号波形；图19是依照本发明的第二实施例的视频信号重现电路的方块图；图20表示用于传统的NTSC制式(格式)视频信号重现电路的梳状滤波器电路；图21是依照本发明第三实施例的视频信号重现电路的方块图；图22表示以与图6所示不同格式记录的低频色度信号的相位矢量；图23更详细地表示了图22的相位矢量；

图24是用于解释图21(第三实施例)所示的相位恢复电路工作的表格；图25表示依照本发明第三实施例的相位恢复的色度信号的相位矢量；图26表示用于解释第三实施例的梳状滤波器运行的相位矢量；图27表示用于PAL制式的传统视频信号重现电路的梳状滤波器。

图5表示依照本发明的第一实施例的视频信号重现电路，它包括用于恢复变换为低频的色度信号的相位的相位恢复电路18，该电路由0°移相器18A，90°移相器18B，180°移相器18C，270°移相器和开关18E组成。该电路还包括用于变换相位恢复电路18的输出信号频率的频率变换电路19，用于将从固定振荡电路10输出的振荡信号(3.58MHz)与色同步选通提取电路8的输出进行比较的相位比较器20，用于平滑相位比较器20输出的LPF 21和用于响应LPF 21的输出改变振荡频率(4.21MHz)的电压控制振荡器(VCO)22。

赋予一部件的相同标号指明相同的部件。

低频色度信号通过输入端1输入至LPF 2，通过LPF 2提取出色度分量(629KHz)。经低通滤波的色度信号送至自动色度控制器(ACC)3，以进行电平调节，和此后加至相位恢复电路18，用以恢复在记录期间旋转的相位。

记录在磁带上的低频色度信号的相位由图6中的矢量表示。在记录头旋转方向上每场中数据的相位每1H周期旋转90°。相位旋转方向取决于色旋转脉冲(H，L)的极性而相反。

图7中一起画出了对于(n-1)场和n场在第(m-4)行和第(m+4)行之间的色度信号矢量和串音分量。小箭头表示邻近的串音分量。在n场，信号每1H周期延迟90°，此处色旋转脉冲是“H”(高)。在(n-1)场，信号每1H周期领先90°，此处色脉冲是“L”(低)。色旋转脉冲加在端23上，指导开关18E的转换方向。而行同步信号加在端24上，将开并18E的转换周期设置为1H。

图8表示开关18E的转换状态。在色旋转脉冲是“H”的n场，对于第(m-4)行开关18E的开关端1被选，使0°移相器18A运行，从而使已经通过相位恢复电路18的相位恢复的色度信号矢量在n场(m-4)行指向上(90°)，如图9所示。

对于下一行(即，n场第(m-3)行)，开关端2被选，使90°移相器18B运行从而相位恢复的色度信号的矢量指向上(90°)。同样地，对于n场中，第(m-2)行，开关端3被选，使180°移相器运行，从而如图9所示，相位恢复的色度信号的矢量指向上(90°)。这样，开关端以4→1→2→3→4的次序被选。通过以该方式转接四个移相器，已经通过相位恢复电路的n场中色度信号的所有矢量指向相同方向(90°)，和完成相位恢复。

而在(n-1)场，色旋转脉冲是“L”，对于第(m-4)行开关端1被选，使0°移相器18A运行，从而使已经通过相位恢复电路18的色度信号的矢量如图9所示指向上(90°)。那末，对于第(m-3)行，开关端4被选，使270°移相器18D运行，从而使相位恢复的色度信号的矢量指向上(90°)。在(n-1)场四个移相器的转接依次以1→4→3→2→1的次序实现，因而已经通过相位恢复电路18的色度信号的所有矢量均指向上(90°)。这样，低频色度信号的相位恢复即告完成。

以这样方式，在低频色度信号的频率变换以前由相位恢复电路18实现相位恢复，和因此对于频率变换电路19无需实施相位恢复。通过频率变换器19运用单一频率(4.21MHz)仅实现频率变换，这意味从以4.21MHz振荡的VCO 22输出的振荡信号可以直接加至频率变换电路19。

已变换为3.58MHz的色度信号通过BPF 5加至色同步选通提取电路8。以便仅提取色同步选通分量。色同步选通信号加至相位比较器20，在相位比较器20中色同步选通信号与来自固定振荡电路10的振荡信号(3.58MHz)进行相位比较。根据两个信号之间的相位差产生比较误差电压，并将该电压加在VCO 22上，以控制VCO 22的振荡频率，从而实现稳定的频率变换。

已经历相位恢复和已变换为3.58MHz的色度信号被加至梳状滤波器6，以去除任何串音分量。梳状滤波器6的输入信号的矢量与图9所示的相同。在相邻两水平行(例如，(m-4)行和(m-3)行)的串音矢量彼此反向，成180°。为此，当将现行信号和1H周期前的以前信号在梳状滤波器6中相加时，相邻的串音分量被抵消，因而获得如图10所示在一个方向上的没有串音分量的矢量。

这样，依照图5所示的结构，可以在输出端7获得已经受相位恢复，频率变换，和噪声去除的色度信号。

0°移相器18A和180°移相器18C均有简单的结构。0°移相器18A构造为缓冲放大器，而180°移相器18c构造为反相器型的缓冲放大器，分别如图11和12所示。

在相位恢复电路18中每个移相器必须满足以下条件：(1)输入和输出之间的频率特性是平坦的。

(2)除了必需的相位偏移量之外，不产生任何延迟时间。

假如将通用集成电路或微分电路用于移相器则不满足上述两个条件。例如，满足该条件的移相器是图13所示的APF(全通滤波器)，它在输入和输出之间具有平坦的频率特性，并可实现信号相位延迟90°，这种移相器(APF)的输入和输出波形分别示于图14A和14B中。即，当具有图14A的波形的输入信号加至APF的输入端50时，APF从输出端51的输出具有如图14B所示的相位延迟90°和具有相同形状的波形。然而，在t1至t2周期期间，对输入信号Vin的响应(即，输出信号)不能在信号输入之后马上产生。这种情况等同于图3中虚线所示的数据的丢失，这对重现的图象质量产生有害影响。

为了获得理想的波形，本发明提出的270°移相器18D，用于超前移相270°(即，滞后90°)，其结构示于图15中，和90°移相器18B用于超前移相90°，其结构示于图16中。270°移相器18D的输出示于图14D中。对于相位恢复电路18使用图11，12，15和16所示的四个电路，可以达到适当的相位恢复，和在以后处理中通过梳状滤波器6可以实现去除噪声的理想滤波。

正如图15所示，270°移相器18D包括第一和第二微分放大器52和53和电容器54和55。假定放大器52和53的互导分别是gm1和gm2，和电容器54和55的电容值分别是C1和C2，这电路的输入和输出(Vin-V2out)之间的传递函数HZ(ω)由下列等式表示：H2(w)=V2outV1n=-S2-gm2C2S+gmgm2C1C2S2+gm2C2S+gm1gm2C1C2----(5)]]>同时，图13所示的APF和图15所示的270°移相器18D具有大体相同的结构，但输出端的位置是不同的。假定在图13和15之间各元件的特征值相等，则在图13电路的输入和输出(Vin-Vlout)之间的传递函数H1(ω)由下列等式表示：H1(w)=V1outV1N=S2-gm2C2S+gm1gm2C1C2S2+gm2C2S+gm1gm2C1C2----(6)]]>从等式(5)和(6)传递函数H2(ω)可以表示如下：H2(w)=H1(w)-2S2S2+gm2C2S+gm1gm2C1C2----(7)]]>通过将HPF的反向(正至负)传递函数乘以2与等式(6)相加，得到等式(7)。因此，当以实际电路描绘等式(7)时，如图17所示。图17电路的部分A构成APF，和部分B构成典型的HPF。当通过放大器(乘法器)56将HPF的输出乘以2和输入至第三微分放大器57的负输入端时，图17的电路的总体结构变成与等式(7)相当。这电路如此运行，使得HPF工作于瞬间(初始)响应和APF工作于持续的响应。HPF的输出VH示于图14c。由于对于输入信号HPF的截止频率设置很高，在瞬变响应周期(t2以前)期间产生较高电平输出(微分输出)，但因为截止频率的影响，在t2以后该输出变得很小，如图14C所示。正相反，在初始周期t1-t2期间产生APF的输出(积分输出)，但以所要求的电平产生延迟90°的信号，如图14B所示。

为了解决这一缺点，图14C的信号VH经过放大器56乘以2，经过第三微分放大器57被反向，和被加至输出端58，如图17所示，因而在整个电路的输出端获得更好的输出V3out，其波形如图14D所示。将图14A所示的APH的输入Vin与图14D所示的输出V3out比较，可看到图15所示的电路(即，270°移相器)满足以下条件：(a)输入信号可以被延迟90°，而在信号之间毫无数据丢失；和(b)由于使用APF，在输入和输出之间的频率特性是平坦的，这是与上述条件相一致的。

图16中表示90°移相器。与图15的电路(和与图15等效的图17电路)的唯一差别是输入信号被反向。该反向输入信号示于图18A中。与图15的270°移相器相联系的所有说明同样适用于图16的90°移相器，和图18B-18D对应于图14B-14D。因此，图16所示的电路也满足条件(a)和(b)，它能将输入信号(图18A)变换为具有理想波形，与输入信号移相90°的输出信号(图18D)。

如上所述，输入的低频色度信号的相位在频率变换之前被恢复，和因此，从VCO输出的振荡信号直接加在频率变换器，这容许省去额外的频率变换器和复杂的BPF。

而且，相位恢复电路由使用微分和积分的四个移相器(对于0°，90°，180°，270°)和用于转换这四个移相器的一开关组成，因此即使在移相之后也不会发生时间延迟。

图19表示按照本发明的第二实施例的NTSC形式的视频信号重现电路。该电路包括用于恢复输入的低频色度信号的相位的相位恢复电路18，它由0°移相器18A，90°移相器18B，180°移相器18C，270°移相器18D和一开关18E组成。与相位恢复电路18相连的梳状滤波器60包括将相位恢复电路18的输出延迟同步信号1个行周期(1H)的延迟电路61，和将开关18E的输出与延迟电路61的输出相加的加法器62。加法器62的输出连接至LPF63的输入，用以除去在使用CCD的延迟电路61漏泄的时钟信号，然后连接至频率变换器19。

与图5电路相同，这视频信号重现装置还包括比较器20，用于将从振荡电路10输出的振荡信号(3.58MHz)输出与色同步选通提取电路8的输出信号在其相位上加以比较。相位比较器的输出加至用于平滑的LPF21。VCO22的振荡频率(4.21MHz)随LPF21的输出而改变。

已从磁带读出的和通过输入端1输入的色度信号(629KHZ)通过LPF2加至用于电平调节的ACC(自动色度控制器)3。经电平调节的色度信号加至用于恢复在记录期间已被旋转的相位的相位恢复电路18。对于输入的低频色度信号的相位恢复处理以与第一实施例相同的方法加以实现。

由于相位恢复电路18已经将色度信号的相位恢复为具有相同相位，故梳状滤波器60可以通过简单地将当前信号和1H周期以前的先前信号相加和输出二倍电平信号而除去噪声分量。为此，梳状滤波器60具有简单的结构，只包含延迟电路61和加法器62。当加法器62将从使用CCD的延迟电路61供给的1H以前的先前色度信号与从相位恢复电路18供给的当前色度信号相加时，就可以获得已去除了噪音分量的极佳的色度信号。然后这色度信号加至LPF63，去除在延迟电路61中时钟信号的漏泄。

已通过LPF63的色度信号被加至频率变换电路53，频率变换电路使用单一频率(4.21MHz)简单地实现频率变换，而无需相位恢复和可以从VCO22直接接收振荡信号(4.21MHz)输出。变换为3.58MHz的色度信号通过BPF5加至色同步选通提取电路8，仅用于提取色同步选通分量。色同步选通信号被加至相位比较器21，在相位比较器中色同步选通信号的相位和来自固定振荡电路10的振荡信号(3.85MHz)的相位相比较。比较误差电压送至VCO22，以控制振荡频率，因而能稳定地变换频率。

这样，在图19所示的相位恢复电路18中，相位恢复在频率变换之前实现，这使得梳状滤波器60的结构得以简化。由于频率变换电路仅实现单一频率(4.21MHz)的变换，而无需进行相位恢复，从VCO输出的4.21MHz的振荡信号可以直接加至频率变换电路19。

以这种方式，可以一种简单结构在输出端7提供已经受相位恢复，频率变换和噪声去除的重现的色度信号。本实施例中使用的梳状滤波器60的结构也可以适用于在第一实施例(图5)中使用的梳状滤波器6以便简化其结构。

本实施例的特点是梳状滤波器60位于频率变换器53的前面，而在第一实施例的常规电路中，梳状滤波器6位于第一频率变换器4或频率变换器19的后面。尽管JPA63-257394揭示了这种梳状滤波器连接在第一频率变换器前面的结构，但该梳状滤波器包括如图20所示增多的部件数。即，90°移相器72和180°移相器73连接在1H延迟器71和加法器74之间，加法器74接收或是已延迟1H和相移90°的色度信号，或是已延迟1H和相移270°的色度信号。这结果来自于输入至梳状滤波器的低频色度信号的相位还没有被恢复的事实。为了实现相位恢复处理，JPA63-257394的电路将需要在梳状滤波器以后的级中具有如图1所示的这种复杂结构。

图21表示按照本发明的第三实施例的PAL形式的视频信号重现电路。该电路包括用于恢复输入低频色度信号的相位的相位恢复电路80，它由0°移相器80A，90°移相器80B，180°移相器80C，270°移相器80D，和第一和第二开关80E和80F组成。每个移相器80A-80D具有与在第一实施例中描述的移相器18A-18D相同的结构。梳状滤波器90包括从相位恢复电路80的输出延迟同步信号的2个行周期(2H)的延迟电路91，和将第一开关80E的输出与延迟电路91的输出相加的加法器92。加法器92的输出连接至LPF63输入，用以除去在使用CCD的延迟电路61中漏泄的时钟信号，然后连接至将信号频率变换为4.43MHz的频率变换器19。该视频信号重现电路还包括比较器20，用于将从振荡电路10输出的振荡信号(4.43MHz)输出与色同步选通电路8的输出信号进行相位比较。相位比较器的输出加至用于平滑的LPF21。VCO22的振荡频率(5.06MHz)随着LPF21输出而改变。

已从磁带读出的和通过输入端1输入的色度信号(627KHz)通过LPF2加至用于电平调节的ACC(自动色度控制器)3。经电平调节的色度信号加至用于恢复在记录期间已被旋转的信号相位的相位恢复电路80。

以PAL形式记录在磁带上的信号相位在图22中由矢量加以表示。每二场中数据的相位在沿按照记录头旋转的延迟方向上每1H旋转90°，此场中色旋转脉冲是H。另一方面，在另一些场中数据的相位指向恒定方向，此场中色旋转脉冲是L。

图23表示对于(n-1)场和n场在(m-4)行和(m+4)行之间色度信号的矢量以及串音分量。小箭头表示邻近的串音分量。在n场中，信号每1H周期延迟90°，该场的色旋转脉冲是H，在n-1场中，信号矢量恒定地指向90°方向，该场的色旋转脉冲是L。色旋转脉冲加至端87(图21)，以指导第一和第二开关80E和80F的转接方向，而行同步信号加至端88(图21)，以将转接周期设置为1H。

图24的表格表示第一开关80E和第二开关80F的转接状态。在(n-1)场，色旋转脉冲是L，第一开关80E对于第(m-4)行选择端4，使270°移相器80D运行，因而已通过第一开关80E的色度信号矢量如图25所示指向0°。第一开关80E保持选择端4，和因此，在(n-1)场中色度信号的全部矢量均沿0°方向取向。

在运行期间，第二开关80F保持选择其端1(见图24)，和通过0°移相器的信号总是加在梳状滤波器90上。因此，在(n-1)场中所有色度信号具有相同的相位。

在n场中色旋转脉冲是H，第一开关对于(m-4)行选择端4，使270°移相器80D运行，因而在n场中(m-4)行，已通过第一开关80E的相位恢复的色度信号的矢量指向0°方向，如图25所示。对于下一行(第(m-3)行)，第一开关80E选择端1，使0°移相器80A运行，从而使已通过第一开关80E的该信号的矢量指向0°方向。第一开关80E依次选择2→3→4→1端。因此，已通过第一开关80E的n场中色度信号的所有矢量指向相同方向(0°)，和完成相位恢复。

在这样运行期间，第二开关80F依次选择1→2→3→4→1端，和所有色度信号的相位被恢复在相同方向(90°)，如图26所示。

因为对于PAL制式来说已变换为低频带的色度信号的频率是40.125fH(＝627KHZ)，将延迟2H周期的信号加在已通过第一开关的当前信号上，这意味要被延迟的信号的相位超前当前信号90°。更具体地说，对于第一开关在第(m-2)行信号的矢量是在0°方向，而对于第二开关在第(m-4)行信号矢量，即2H周期以前的信号矢量超前90°。

与第二实施例类似，在频率变换之前实现相位恢复，相位恢复之后跟随通过梳状滤波器去除噪声。由于位于梳状滤波器90之前的相位恢复电路80的运行，梳状滤波器90具有简单的结构，只包括使用CCD的2H延迟电路91和加法器92。

2H延迟电路91将来自第二开关80F的相位超前90°的信号延迟2H周期，并将延迟后信号加至加法器92，加法器92将延迟信号与从第一开关80E直接供给的当前色度信号相加。因此，梳状滤波器90的输出具有与源信号相同的相位，如图26所示。如上所述，JPA63-257394提出一种结构，其中梳状滤波器位于频率变换器的前面。然而，在这结构中在进行梳状滤波之前还未实现相位恢复。为此，对PAL制式使用这结构，由于输入色度信号的移相，如图27所示梳状滤波器变得复杂。本发明提出一种简单的梳状滤波器，和可以将梳状滤波器中为延迟电路所使用的CCD的时钟频率做慢。而且，频率变换器19不需要实现相位恢复，和简单地实现单一频率(5.05MHz)下的频率变换，频率变换器19具有来自VCO56以5.06MHz振荡的直接输入。

由频率变换器19变换为4.43MHz的色度信号通过BPF5加至色同步选通提取电路8。只有信号的色同步选通分量加在相位比较器20上，并与从固定振荡电路输出的振荡信号(4.43MHZ)进行相位比较。比较误差电压加至VCO56，以控制振荡频率。这样，频率变换器19的输出相位与振荡器10的输出的相位同步，达到稳定的频率变换。因此，从输出端7可以输出已经受相位恢复，噪声去除和频率变换的更好的重现的色度信号。