总的来说，本发明的目的是提供用于超声波物体检查和测量的设备和 方法，其避免或改善现有技术中的至少一些缺点。
本发明进一步的目的是提供用更简单的电路实现的超声波检查设备 和方法。
本发明进一步的目的是提供在使用前需要较短和较简单的校准和调 整过程的超声波检查设备和方法。
本发明的前述和其它目的在一种设备和系统中实现，所述设备和系统 包括用以生成检测信号并接收响应回波信号的发射和接收装置，和将检 测信号转换为超声波信号并为发射和接收装置产生回波信号的换能器。 信号处理电路处理回波信号并将定义回波信号的流信息存储在数字存 储器中。对数TVG(时变增益)装置通过向其应用时变增益函数来处理 信息，并且得到的数据被呈现给最终要输出给用户的一个或更多滤波 器。对数TVG装置指定各种信号幅度范围之间的增益斜率，以便用更简 单的算法对其进行处理。
本发明的其它特征和优点将会根据下面参照附图对本发明进行的描 述而变得明显。

图1是超声波检查设备的基本配置的框图。
图2是用于图1所示装置的基本波形图。
图3是示出了超声波脉冲下降沿特征的波形图。
图4是提供波形显示与目标物体中故障位置并列比较的框图。
图5是图4的延续。
图6示出了现有技术中超声波检查设备实现方式的电路框图。
图7是根据本发明的超声波检查设备数字密集实现的电路图。
图8示出了可以与本发明一起使用的可调数字滤波器。
图8a将对数TVG结合到图8的电路中。
图9是图8a所示对数TVG的框图。
图10是示出现有技术中TVG实现方式的图。
图11是示出本发明TVG算法的图。
图12、13、14、15和16是分别示出图8a所示TVG的第二、第三、 第四、第五和第六实施例的框图。

开始先参照图1和2，提供关于一般环境和本发明解决的各种问题的 背景信息。
在图1中，超声波发射-接收单元10在预先确定的期间，直接地或 通过诸如水或石英的延迟材料，向被耦合到诸如钢材料的目标物体14 上的探针或换能器12发射电脉冲信号10a。如图2所示，探针12将触 发脉冲信号12a转换为通过目标物体14发射的超声波脉冲10a。被施加 到目标物体14上的超声波脉冲10a随后被目标物体14的底表面14a反 射，并被探针12接收。探针12将反射波转换为电信号，所述电信号被 作为电回波信号10b提供给超声波发射-接收单元10。超声波发射-接 收单元10放大电信号10b，并将放大信号11作为回波信号11发射到信 号处理装置16。
回波信号11包括对应于由底表面14a反射的波的底表面回波11a，和 由物体14中的缺陷14b造成的缺陷回波11b。另外，超声波回波脉冲 11的频率主要由结合在探针12中的超声波振荡器的厚度或其它特性确 定。用于检查的超声波脉冲10a的频率被设置为几十KHz到几十MHz。 因此，包括在回波信号11中的底表面回波11a和缺陷回波11b的信号 波形频率范围覆盖从大约50KHz到几十MHz的宽范围。
信号处理装置16对从超声波发射-接收单元10接收的回波信号11 执行各种信号处理，并且信号处理装置16在显示单元18上显示表示缺 陷存在/不存在的输出结果。为了对回波信号11进行信号处理并显示该 回波信号，与脉冲信号10a同步的触发信号S被从超声波发射-接收单 元10提供到信号处理装置16。
在如上所述安排的缺陷检查设备中，除了底表面回波11a和缺陷回波 11b之外，从超声波发射-接收单元10输出的回波信号11还包括一定 数量的噪声。当包括在超声波脉冲11中的噪声数量很大时，检查结果 的可靠性被大大降低。噪声被粗略分为电噪声和材料噪声。
电噪声包括通过将电磁波混入探针12、超声波发射-接收单元10、 例如电缆13的连接电缆等而造成的外部噪声，以及由结合在超声波发 射-接收单元10中的放大器等生成的内部噪声。
减少包括在回波信号10b中的噪声对于以高精确度执行超声检查来说 非常重要。通常，模拟滤波器用于减少包括在回波信号10b中的噪声分 量。例如，BPF(带通滤波器)用于通过相对于具有宽频分量的电噪声 的超声回波的频率分量。而且，LPF(低通滤波器)或BPF用于材料噪 声，识别出缺陷回波11b(图2)的频率分布低于信号散射所产生的回 波的频率分布。以这种方式，当使用模拟滤波器时，包括在回波信号11b 中的噪声分量可被减少到等于或低于预先确定水平的水平。
通常已知的是，缺陷回波信号的频率分布基于目标物体14的超声波 衰减特征而变化。因此，当BPF要被用于由散射回波等表示的材料噪声 时，具有最优特征的滤波器期望根据目标物体14而被使用。然而，由 于模拟滤波器的频率通过特征不能容易地改变，所以必须准备具有不同 频率通过特征的更多数目的滤波器，所述不同频率通过特征对应于与目 标物体14相关联的各种材料的不同超声波衰减特征。以这种方式，当 不同滤波器根据目标物体14的材料特征而被使用时，在相对于整个系 统的成本和复杂度而考虑可操作性或经济上的优点时，出现实际困难。
在某些情况下，缺陷回波11b可以非常接近于目标物体14的前表面 14c，所述目标物体会将其放置在紧靠发射脉冲10a的下降沿上。为此， 为了不干扰返回的缺陷回波11b，期望发射脉冲10a下降沿(在图3中 被放大为下降沿10at)末尾能够尽可能快地下沉到零基线10ab。到达 零基线的建立时间7a是探伤仪近表面分辨率的决定性因素。
考虑到超声波发射-接收单元10的增益可被调整高到110dB(如欧洲 标准EN 12668-1所要求的)，如果增益水平被设置太高的话，超声波 发射-接收单元10中增益放大阶段之前的少量基线误差将会导致在增 益放大阶段输出处的大误差。
在到信号处理装置16的输入处得到的基线误差将可以：
(a)造成动态范围减小，因为信号在屏幕上的最大垂直位移将会减 少基线的偏移量，这将使仪器对于探测缺陷回波的灵敏度降低，或者
(b)如果在幅度中足够高，造成一个或多个增益放大阶段饱和，由 此完全阻止了回波信号被探测。
通常，上述基线误差问题以两种方式之一被解决。根据第一种方法， 为了滤除发射脉冲10a下降沿10at的低频内容，HPF被用在超声波发射 -接收单元10输入的信号路径中。发射脉冲10a的下降沿10at可以通 过如邻近虚线7c所示的HPT改善。
然而，HPF解决方案的有效性以几种方式受到限制。首先，HPF截止 频率(f HPF-3dB)必须尽可能地高，以便最小化发射脉冲10a下降沿 10at的低频内容。例如，如果探针12的激发频率是10MHz且f HPF-3dB 是5MHz，则对接收机基线的不期望的影响将会大大减少。
不幸的是，为探针12使用低至500kHz的激发频率不是非同寻常的， 这将要求f HPF-3dB在500kHz以下。HPF解决方案在该频率范围内丢失 了其很多有效性，因为不期望的大量发射脉冲10a下降沿10at低频内 容被允许通过HPF并带来基线误差。
第二点，为了防止对放大器电路的损害，被施加到超声波发射-接收 单元10第一放大器阶段(未示出)的发射脉冲的最大幅度被限制(箝 位)在几伏特。在脉冲发生器每一次被点燃时将会导致放大器饱和的水 平上操作超声波发射-接收单元10的增益是很普通的。如果滤波器未 到达临界阻尼，则走出饱和之后的滤波器响应将会使发射脉冲10a的下 降沿变得比没有使用滤波时更差。对于每个制造的仪器来说，具有大量 被调谐的滤波器以确保临界阻尼是可能的；然而，当考虑滤波器组件的 可制造性和长期温度漂移时，出现实际困难。
还应该注意到，一旦放大器进入饱和，将花费大量时间使放大器返回 到线性操作区域。这就造成为了使发射脉冲10a下降沿返回到零基线， 比如果放大器输入信号被保持在饱和水平以下(即在线性操作范围之 内)的情况要花费更多时间。
用于解决基线误差问题的可选方法是将箝位的发射脉冲10a直接耦合 到超声波发射-接收单元10的输入。该方法避免了其中一个上述问题， 因为没有使用HPF或BPF滤波器。
直接耦合解决方案的有效性受到两方面的限制。首先，其对于减少发 射脉冲10a下降沿10at的低频内容没有用。其次，基线误差的DC分量 和超声波发射-接收单元10的放大器偏移误差通过信号路径并被放大。 这会导致进一步描述的各种动态范围和饱和问题。
通常，探伤仪提供允许用户为了为缺陷测量情况选择最优的设置，利 用滤波器或通过直接耦合来操作仪器。
现在参照图4描述对靠近物体14背部表面的缺陷的探测。在某些情 况下，缺陷14d可以非常接近目标物体14的远表面14a，这样将会使缺 陷回波11b紧密靠近后壁回波11a。为了实现正确的检查(根据很多正 规的检查过程)，后壁回波11a的峰值必须保持在波形显示器18上一 直可见。这样的原因是：1)目标物体14中由多孔性或材料污染造成的 小缺陷会产生缺陷回波，所述缺陷回波没有足够大到能从波形显示器18 上看到，但是会减小到达后壁14a的回波幅度，由此使得缺陷回波11b 和后壁回波11a的幅度减小，和2)探针12将会被间断地不正确地耦合 到目标物体14的表面14c，由此减小后壁回波11a的幅度。这两种情况 将使得缺陷14d的回波不能在波形显示器18上可见。然而，后壁回波 11a的减少将会指示目标物体14材料或探针12耦合的问题。如果后壁 回波11a的峰值被允许超过波形显示器18顶部可见部分，则峰值幅度 的减少将不能在波形显示器18上可见。实施检查的人通过调整后壁回 波门6d(参见图4)来设置后壁回波11a可被允许的水平时间轴上的区 域，建立后壁回波11a探测参数。垂直幅度轴上的阈值也为最小可接受 的回波幅度设置。通常，当后壁回波11a落到这些参数以外时，将会发 生报警。
这种测量方法带来了一些问题。
缺陷回波11b与后壁回波11a之间的回波幅度差可能巨大(大到几个 幅度数量级)。但是下面描述的几种方法(a、b、c和d)可用于确保 缺陷回波11b和后壁回波11a的峰值都保持在波形显示器18上可见。 (注意到，尽管这些方法与本发明相比有局限性，但是存在很多应用， 对此它们能够提供令人满意的性能。)
(a)将探针12连接到两个平行的接收机和A/D转换器通道(A和B)。 通道A的增益由实施检查的人调整，以便最优化缺陷14d的回波幅度， 使其能够清楚地在波形显示器18上可见。出于前面所述的原因，通道B 的增益被调整，以确保后壁11a回波的峰值保持在波形显示器18上可 见。
通道A和B A/D转换器的数字输出以这样一种方式被结合，即除了后 壁回波门6d的区域之外，波形显示器18的整个水平时间尺度显示通道 A的全部输出。后壁回波门6d的最左侧指示发生从通道A到通道B的切 换的时间点。
不幸的是，这种两通道方法存在缺点。通常，通过将探针12在扫描 运动中沿目标物体14表面移动实现检查，因为目标物体内缺陷的存在 或位置在其被探测出来之前都是未知的。如果目标物体在扫描区域中的 前表面14c和后表面14a之间没有恒定的厚度，则为了不漏掉对后壁回 波11a的探测，后壁回波门6d将需要被调整足够宽，以便包括该厚度 上的变化。
如果两个通道都被存储，并且在后处理中执行通道变化的话，则可以 解决近后壁探测的问题。这将会是“跟踪后壁衰减器”解决方案。还应 当使用双或分屏显示窗口，一个用于显示缺陷而另一个显示后壁。这样 将会消除对跟踪后壁和调整显示器的需要。一小部分的接收信号将会被 显示两次——一次在缺陷部分中的高增益，再一次在后壁部分中的低增 益。如果门的位置是在后处理中被计算的话，则该方法只能支持探测非 常靠近后壁的缺陷的缺陷报警门。
因此，如果后壁缺陷回波11b非常接近后表面14a，则其将不能被探 测，因为后壁缺陷回波11b将发生在后壁回波门6d区域内。这使得远 表面14a对近表面分辨率产生不期望的影响。并且，接收机硬件的数量 是接近单个通道方案所需接收机硬件数量的两倍。
(b)除了只需要一个通道之外，两个连续脉冲接收测量循环的方法 与两个并行接收机和A/D转换器通道方法的概念相似。上面(a)部分 中的描述应用到两个连续脉冲接收测量循环的方法。并且，不是在两个 被设置为不同增益的并行通道中处理缺陷回波11b和后壁回波11a，回 波是在同一通道中被处理，一个脉冲接收循环之后接着另一个脉冲接收 循环，但是每个循环具有不同增益。
连续脉冲接收测量循环方法独有的缺点是，缺陷回波11b在时间上通 过附加的脉冲间隔To而与后壁回波11a分离(参见图2)。因此，当探 针12在扫描方向上被移动时测量误差更有可能发生，因为其位置可能 会在缺陷回波11b和后壁回波11a被测量的时间之间发生改变。
(c)时变增益(TVG)是单通道方案，其中超声波发射-接收单元10 的放大器增益被动态改变，以最优化缺陷回波11b和后壁回波11a的幅 度(由于已经描述的原因)。
同两个并行接收机和A/D转换器通道方法一样，TVG方法对于近表面 分辨率来说，具有由远表面14a造成的同样缺点。
存在与TVG方法相关联的其它缺点。因此，图5示出了理想的TVG曲 线6e，所述TVG曲线从增益6f立即变化到增益6h，由此不从模拟TVG 放大器引入附加的近表面分辨率误差。在上述方法中所述的误差将仍然 保持。
不幸的是，模拟TVG放大器不可能实现理想的曲线6e(特别是瞬时倾 斜(instantaneous slope)6g)。模拟TVG放大器和控制它们的外部 信号具有限制增益变化率6g的响应时间，由此造成由远表面14a带来 的对近表面分辨率的不期望的影响。由于为了为增益变化提供时间间隔 6m，缺陷14d必须远离目标物体14的背面14d，所以近表面分辨率下降。 根据有关回波说来，缺陷回波11b必须在时间间隔6m开始之前发生， 而后壁回波11a一定不能在时间间隔6m结束之前发生。
与TVG方法相关联的其它问题是由超声波发射-接收单元10接收机 部分中的各种DC偏移误差源造成的。这些源包括放大器IC的输入DC 偏移误差和基线误差的DC分量。
本受让人的某些现有探伤仪存在的DC偏移误差在每一次增益被从一 个水平调整到下一个水平时，在每一个增益设置上被补偿。DC偏移误差 被以这种方式补偿，以考虑温度、长期稳定性、DC偏移误差上的漂移等 的影响。补偿方法利用沿着接收机信号路径的几个D/A转换器来注入DC 零值(null)信号，所述DC零值信号将会确保基线保持在A/D转换器 满标度量程的中心，并处在波形显示器18上的最优位置。每一次打开 仪器，或者增益设置被改变，算法在执行基线误差读数的微处理器中运 行，计算所需的DC误差校正值，并将DAC设置为该值。
以TVG需要运行的速度，为每一个增益设置执行上述DC偏移补偿方 法是不实际的。反之，DC偏移校正为中点增益设置，由此将终点之间的 误差分开。例如，如果TVG范围被设置为在20到60dB之间运行，则DC 偏移校正被设置为补偿在40dB处的误差。该项技术的问题是，其将误 差引入到回波幅度中，这对精确探伤和尺寸测量来说是不期望的。
(d)对数放大器被用于覆盖所需的巨大动态范围，并且回波以对数 标度被显示在波形显示器18上。对数标度提供非常高的动态范围，因 而使得低幅度缺陷回波和高得多的幅度后壁回波的峰值都能在波形显 示器上可见。
不幸的是，当使用对数方法时发生某些不期望的后果。因此，对给定 的后壁回波幅度和幅度变化来说，与对于使用线性放大器的接收机相 比，回波波形峰值的垂直变化在波形显示器上更不容易被注意到。这就 使得如前面所述的通过观察后壁回波的峰值幅度变化来探测缺陷变得 更加困难。
并且，对数放大器的输出提供修正后的波形。因此，负回波波瓣的位 置不能被识别，因为其或者通过半波修正被去除，或者通过全波修正而 被转换为正波瓣。正负回波波瓣的精确位置对于精确测量目标物体14 的厚度来说非常重要，因为一个波瓣可能比其它波瓣更可见。还需要回 波波瓣的极性来确定何时发生回波倒相。超声波回波的倒相发生在当声 波从低声阻抗材料传到高声阻抗材料时。
并且，所有滤波器必须被定位在对数放大器部分之前，因为滤波器需 要线性信号来正确操作(对数放大器是非线性装置)。如果滤波器电路 被定位在高增益对数放大器部分之前，则接收机将会具有高得多的对噪 声的灵敏度，因为需要用于将滤波器组件连接在一起的PCB走线 (traces)对电磁噪声敏感，并且由滤波放大器生成的内部噪声将会被 最大地放大。对数放大器的这些问题在本发明中得到改善，因为采样数 据的全动态范围被提供在每个采样时钟周期上，由此使得其可以作为线 性标度或对数标度而被呈现。因此，本发明使操作者能够命令系统，例 如前面描述的FPGA，为了在显示器18上显示而选择并发展线性或对数 系统输出，或者存储这些输出以用于后面的分析。
本发明旨在改善或避免现有技术中的缺点，实际上，其基本等同于 100MHz 24位的A/D转换器，所述A/D转换器利用大输入电压工作，没 有DC偏移、基线误差和现有技术的其它缺点。注意如下事实是重要的， 即尽管本发明是利用基本等同于100MHz 24位的A/D转换器的性能来实 现，如上所述，其还可以分别用除100MHz和24位之外的其它采样频率 和分辨率来实现。其利用运行在相应数目通道中的三个(或更多)A/D 转换器。本直接发明人认识到，多功能操作A/D转换器的最终发展将会 允许使用更少数目的A/D转换器。
图6中的框图示出了现有技术的电路中已经被用于实现超声波检查系 统的更详细形式。这种密集模拟电路利用来自换能器12的信号，将其 通过作为一个可选择输入的开关24馈送给一系列并行提供的放大器和/ 或衰减器28、30、32、34和36，所述放大器/衰减器分别具有14dB、 0dB、-8dB、-14dB和-20dB的各自增益。开关24还接收增益校准器20 的输入，并将其信号直接提供给衰减器32、34和36，并经由开关26提 供给放大器28和30。
可变增益放大器(VGA)40、42和44分别从放大器28、30和开关29 接收它们的输入，开关29提供构成衰减器32、34和36输出的所选其 中一个的输出31。VGA的输出被提供给开关46，所述开关还接收来自增 益校准器22的信号作为其输入之一，并有选择地将这些信号通过总线 48提供给一系列高通滤波器50、52、54、56、58、60、62和64，它们 的输出通过开关网络66而被切换到低通滤波器70、72、74、76、78、 80、82和84。这样，通过控制对通过开关66和67的期望的信号的选 择，来自VGA 40、42和44或来自增益校准器22的信号能够被馈送， 以将其提供到进一步的下游VGA 86，VGA 86的输出通过开关92被进一 步提供到放大器90。
这个放大器90的输出或增益校准器94的输出然后最终被馈送到 100MS/s 10位的模数(A/D)转换器100。
现场可编程门阵列(FPGA)106将结合实时采样数据控制和存储电路 102与测量增益探测和压缩电路104，以提供到数字信号处理器和控制 110的输出，其还控制FPGA 106的设置以获得恰当处理的内插模数转换 器100的输出，提供时变增益控制，并用于产生能够在显示器18上显 示的信号。
考虑到介绍性的讨论，显而易见的是，校准各种模拟电路以防止归因 于大量高通和低通滤波器的不同频谱响应的不一致性和变化，并避免DC 偏移和漂移和模拟装置温度影响的任务对现有技术中电路的设计者和 使用者带来大量挑战。
图7所示的本发明框图的粗略比较示出，本发明中很少使用容易出问 题的模拟电路，其利用三个一组的A/D通道，这样避免了现有技术中很 多缺点和复杂度。
在图7的框图中，当开关114a被关闭时，换能器12使其输出13a直 接被只提供给两个前置放大器110和112，后者放大器馈送第三放大器 122。这些放大器的信号分别被在频率响应微调和滤波器模块116、118 和120中处理，并接下来沿着三条通道A、B、C而被提供给差分放大器 驱动器126、128和130。沿这三条通道的模拟信号然后被直接分别提供 给A/D转换器132、134和136，它们的数字输出然后依次被提供给现场 可编程门阵列140，所述现场可编程门阵列140结合了控制与存储模块 142、数字对数积分器时变增益146和测量门探测与合成A扫描压缩电 路152。该FPGA 140与DSP 160协同工作，DSP 160将其信号提供给显 示器18。
图7中的实施方式省去了大多数模拟电路，并克服了现有技术的缺点， 包括密集地使用模拟高通和低通滤波器、附加放大器和校准器和各种 VGA电路，根据图7的电路，所有这些都表现为不必要的。
参照图7的现场可编程门阵列140，现在将注意力转向实现其一部分 的图8，包括其实时采样数据控制和存储、滤波功能和内插功能。
初步地，注意到，图8的框图有效提供了具有可适应的采样速率的可 调数字滤波器，所述采样速率依赖于装置的带通设置。该装置旨在被用 于超声波和涡流工业检测仪器。
本发明的内插器部分为低于耐奎斯特频率(50MHz)的频率生成 400MS/s的有效采样速率，同时只使用100MS/s的A/D转换器采样数据。
现有的探伤产品，诸如本受让人的Epoch4系列，具有交织功能，所 述功能通过实施两个连续的测量周期，有效增大A/D转换器采样时钟分 辨率。
由于交织造成的不期望的影响发生在当换能器探针和被检查物体在 相互运动的时候。为了在交织期间获得精确的测量结果，超声波测量事 件必须是可重复的。因此，换能器探针相对于正在被检测的物体的位置 在交织期间内必须尽可能地不被改变。
以新颖的方式，对于下面所述的特别描述实施例的情况，本发明的优 选方法实现在A/D转换器采样速率之上的采样速率的4X增加，而无需 用于多个测量周期的交织。
进一步参照图8，RAW RAM 205基本上对应于图7中的元件142，并构 成存储来自模数转换器，诸如图7的转换器132、134、136的数据的装 置。RAW RAM 205优选地是能够以100MS/s的数据速率存储并重放数据 的双端口RAM。例如以25MS/s的时钟速率操作，从RAW RAM 205读出的 数据被馈送到均值抽取器206，其接收使能信号201并向IIR(无限脉 冲响应)滤波器207提供信息，所述IIR滤波器207基于由存储在IIR 系数寄存器202中的操作者可设置值定义的滤波函数，对数据进行滤波。 该无限脉冲响应型滤波器以滤波器时钟212确定的速率来操作，所述滤 波器时钟212由滤波器时钟使能211来激活，并将门控滤波器时钟216 提供给IIR滤波器207，如图所示。
有限脉冲响应(FIR)滤波器208提供进一步的滤波函数，所述函数 由存储在FIR系数寄存器203中的数据来成形和定义。FIR滤波器208 与IIR滤波器207同步运行。矩形窗滤波器209从FIR滤波器208接收 数据，并以数据215的形式提供其数据输出。矩形窗滤波器209以滤波 器时钟212的速率操作，并进一步由如图所示的矩形窗深度信号213来 控制。
因此，图8的电路有效实现了数字数据滤波，同时提供最优的滤波器 响应并同时需要最少的逻辑门、门阵列等等形式的数字硬件。数字硬件 的最小化减小了FPGA(现场可编程门阵列)所需的大小和成本，并减少 了功率消耗。低功率消耗对在便携式仪器中实现更长的电池寿命来说很 重要。并且，本发明与模拟滤波器的实现方式相比，还大大减少了部件 数。
本发明提供对实现超声波探伤仪中时变增益(TVG)的常规方法做出 了重大改进，其使用了由预先载入的增益值表控制的可变增益模拟放大 器(VGA)，所述增益值间隔一个“时间单元”。
常规和新发明方法的简化示图被分别示于图10和11。在这两种情况 下，TVG曲线342和343分别通过建立起始增益值、终止增益值和所述 值之间总的时间间隔来产生。因此，对第一TVG线段，0dB、10dB和T1 将会被分别使用。该过程对于从10dB到66dB的所有TVG线段重复进行。
常规的TVG方法和设备应该需要数字存储装置来存储贯穿从0dB到 66dB的整个TVG范围的每个增益设置。因此，对于图10，30个增益值 需要被存储并被以恒定的速率重放到控制VGA的DAC，以产生TVG曲线 342。常规实现方式实际上将会使用比30多得多的TVG点；然而，图9 中只使用了30个点来简化图和说明。
本发明以如下方式改进了常规的TVG方法：
a)本发明需要少得多的TVG数字存储器用于给定的TVG曲线，因为 只有起始增益值、终止增益值和变化斜率的增益率被需要用来生成TVG 曲线线段。常规的基于列表的TVG方法存储起始增益值、终止增益值和 每个TVG线段的每个中间增益值。因此，与图3相比，图11的TVG曲 线343仅仅需要18个存储器位置，而不是需要30个存储器位置。存储 器尺寸的减小比30到18重要得多，因为当使用常规的TVG方法时，很 多更中间的增益点被需要用来实现典型的TVG功能。
b)与实现常规方法所需的模拟部件相关的前述问题被消除。
c)因为本发明的方法和设备完全用数字方法实现，因此陡峭得多的 TVG线段可被实现；因此，用于增益的最大时间变换率可以如连续采样 数据之间的时间间隔一样快，所述时间间隔对于100MS/s的A/D转换器 采样系统来说为10ns。该项改进至少将会实现工业上最佳的后壁衰减性 能。
图8a示出了图8中所示优选实施例的数字信号处理链中当前对数TVG 317的位置。
图9示出了本发明TVG 317的一个优选实施方式。成批电路(附图标 记301到315)提供了在每个SYS_CLK 342周期(图8a)上到下一波形 数据点317的特定缩放值309。缩放值309和来自RAW_RAM 205的采样 数据输出被一起相乘，以产生到均值抽取器206的输入，并最终产生出 现在探伤仪波形显示器18(图7)上的明显的信号增益。
注意到本发明改变了TVG过程是很重要的。常规的模拟或数字TVG电 路使用预先确定的修改了固定时间间隔上增益的增益系数列表。本发明 使用新的TVG过程，其不使用固定的时间间隔，而是通过采用斜率产生 “不工作的(on-the-fly)”增益系数和用于要应用的斜率的持续时间。 图9中所述的电路不是实现基于斜率和持续时间的TVG的唯一方式。这 种新的TVG过程代表了本发明的一个新颖概念，而不是特殊的电路实现 方式。
系统设置通过将一系列斜率/时间对加载到斜率FIFO 306和时间FIFO 301开始。这些对每个都代表“增益斜率”——即从0.000008到1.99999 变化的固定点数，指示缩放因子将要增大(值大于1)或减小(值小于 1)，和“持续计数”——即指示等待前面的FIFOS 306和301到达下 一个斜率/时间对之前的时钟周期数的整数值。
在时间FIFO实现方式中，状态机303等待在通过使能线304和305 来增大斜率FIFO 306和时间FIFO 301之前，由持续时间值302确定的 一组数目的时钟周期。这样将下一斜率/时间对加载到斜率值307和持 续时间值302上，并重新开始该过程。以这种方式，每个斜率值307被 驱动到多路复用器308的第一输入，用于被加载到时间FIFO 301的相 应“时间值”。
在斜率FIFO实现方式中，被加载到斜率FIFO 306中并从斜率FIFO 306驱动的值是从0.000008(2-17)到1.99999(2-2-17)的18位固定点 数。该数描述了缩放因子309的斜率(随时间的变化率)，得到如下逻 辑：
1.大于1的值对应于增益(缩放因子309的值随时间增大)
2.小于1的值对应于衰减(缩放因子309的值随时间减小)
3.等于1的值对应于没有变化(缩放因子309的值不随时间改变)
在初始的值寄存器实现方式中，斜率FIFO 306和时间FIFO 301控制 缩放因子309如何随时间变换，但是缩放因子309的起始(初始)值 必须被预先载入寄存器。这通过INIT VAL寄存器312实现。被连接在 多路复用器308反馈路径中的MUX 310在第一运行周期上将具有该初始 值(从311载入)ACC VAL寄存器314载入。从此往后，MUX 310将选 择它的其它输入309来反馈到ACC VAL寄存器314中。
斜率FIFO 306的输出被馈送到36×36的多路复用器308的一个输 入，其是乘法器累加器的一部分。第二输入315被从ACC VAL寄存器314 的输出驱动，其包括从最后一个周期存储的值。在每个时钟周期上，多 路复用器308的输出被反馈并被加载到该存储寄存器314。以这种方式， 被存储在寄存器314中的值(现在的缩放因子)将会在每个时钟周期上 以由输入斜率值307指定的速率而调高或调低。注意到我们正在使用乘 法器累加器来简化硬件/软件接口是重要的。通过使用乘法器累加器， 利用了斜率值是线性的，单位是分贝(dB)。
根据数据缩放方案，缩放因子309在前面被发送到第二多路复用器 316的输入中，在其中其被用于缩放输入数据17点。该第二多路复用 器316的输出，现在是被缩放的数据，被发送出TVG BLOCK 317，并被 发送到均值抽取器206。
前面已经实现了数字时变增益，差别是当它们被使用时该方法生成了 增益值。前面的方法使用存储器芯片，以容纳在接收过程期间被记录的 大量增益值。该方法要被安装到FPGA中，其假定是为了其它原因的仪 器设计的一部分。这样减小了PCB板的空间、部件成本和功率需要。
参照图12到16，下面描述TVG系统的第二到第六实施例。
首先参照图12和第二实施例，最初注意到即将在下面给出的对术语 和格式的注释。
固定点标记格式：下面所述的这种格式被用在图12中和用于第二实 施例的说明——即该文件中，目前：
{符号位数目.整数位数目.小数位数目}
例如，{0.1.31}的标记将表示固定点数具有：
总共32位
0个符号位(无符号数)
1个整数位(最大值为1)
31个小数位(分辨率为2-31)
而{1.17.0}的标记将表示固定点数具有：
总共18位
1个符号位(有符号数)
17个整数位(最大值为217-1)
0个小数位(分辨率为1)
在图12中，斜率FIFO 1202被用于存储由用户编程的TVG斜率值， 以用于生成期望的TVG曲线。斜率值的例子用TVG曲线343显示在图11 中。这些值的每一个都将被用作对累加器乘法器1203的输入，用于在 时间FIFO 1206中其各个地址中所指定的持续时间。
斜率值具有{0.1.31}的固定点格式，得到从0到近似于2的范围。大 于1的斜率值将会得到正斜率(即增益随每个时钟周期增大)，而小于 1的斜率值将会得到负斜率(即增益随每个时钟周期减小)。
存储在斜率FIFO 1202中，用于计算期望的TG曲线的斜率值 (SLOPE_VALUE)由下面方程导出：
TVG_SLOPE＝20*Fs*log10(SLOPE_VALUE)
其中
TVG_SLOPE＝增益斜率，单位为dB/S
FS        ＝数据采样频率，单位为Hz
SLOPE_VALE＝被加载到FIFO的值(0，2)
Time FIFO1206被用于存储生成期望的TVG曲线所需的TVG持续时间 值。斜率持续时间值的例子在图11中用TVG曲线343显示为T1到T6。 这些值的每一个都指定了多少时钟周期用来将每个相应的斜率值应用 到累加器乘法器1203的输入。
持续时间值是18位固定点值，格式为{0.18.0}，得到0到218-1的范 围。
分别被存储在FIFO 1202和1206中的斜率-时间对在系统中用作在 特定量时间内从一个增益到另一个增益的航位推测法(dead-reckon) 目标。每个斜率-时间对产生具有恒定变化率的一段TVG曲线，所述变 化率用dB每单位时间(例如dB/微秒)来表示。
计数器1208被用于控制斜率持续时间间隔。计数器1208为从时钟信 号1210提供到其CLK输入的每个时钟周期增加一个计数。计数器1208 的输出1208a被提供到比较器1207的输入。计数器1208在每一次 TIME_VALUE 1206a等于COUNT 1208a时，与时钟同步地复位。时间FIFO 1206和斜率FIFO 1202的输出值在此时也提前于下一TVG片段。当复位 时，计数器1208的计数返回到零。
比较器1207比较计数器1208和时间FIFO 1206的当前输出值。当两 值相等时，比较器1207的输出的状态例如从逻辑零变化到逻辑1。
累加器乘法器1203用斜率FIFO 1202的输出乘以反馈加法器1200的 输出。应当注意到，反馈加法器1200的输出必须首先由MUX 1211选择， 并计时到寄存器1212中以实现此目的。得到的累加器乘法器1203的输 出是全分辨率增益值(FULL_RES_GAIN 1203a)。
位片1204将FULL_RES_GAIN 1203a分为两部分，并将它们提供作为 输出信号1204a和1204b。
一个部分，TRUNCATION_ERROR 1204a只包含FULL_RES_GAIN 1203a 的31个最不重要位，并被提供到误差累加器1201的输入。
其它部分是TRUNCATED_GAIN 1204b，其被从位31到63(32位)中获 得，利用20个最不重要的整数位和12个最重要的小数位。两个最重要 的整数位被减少而不对系统产生实质性后果。TRUNCATED_GAIN 1204b值 被提供到反馈加法器1200和增益乘法器1205的输入。
误差累加器1201是31位的累加器，其具有溢出输出1201a。其将 TRUNCATION_ERROR 1204a在每个时钟周期上求和，并且无论何时所累加 的值超出对应于所有31个位是高的时候的数值，则将其溢出位设置为 高。溢出位等于TRUNCATED_GAIN 1204b值的LSB。
反馈加法器1200是全精确度加法器，用于将ERROR_BIT 1201a加到 来自反馈路径的TRUNCATED_GAIN 1204b上。反馈加法器1200生成 PREVIOUS_GAIN 1200a，当其被选择作为Mux 1211的输出时，其被寄存 器1212提供给累加器乘法器1203的输入。
增益乘法器1205用TRUNCATED_GAIN 1204b乘以DATA_IN 1209，并从 乘积中去除小数部分，由此产生用于DATA_OUT 1205a的整个数。
图12电路的操作涉及如下所述的各个步骤。
为了初始化的目的，在开始TVG周期之前，显示为图11中TVG曲线 343上的T1，斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206用一组与TVG曲线343 上从T1到T6的时间间隔相关的一组斜率—时间对来加载。FIFO加载机 制未示出。并且，PRESET_GAIN 1211b被选择作为Mux 1211的输出，被 存储在寄存器1212中，其输出被提供到累加器乘法器1203的输入，由 此设置初始增益。TVG时间间隔数可以大于或小于6。图11只是一个例 子。
接下来，专注于开始并维持TVG周期。为了开始TVG周期T1，计数器 1208的时钟输入1210被使能，使得计数器1208等于时间FIFO 1206的 当前输出值。这依次使得比较器1207的输出FIFO_EN信号1207a改变 状态，并将时钟沿提供给计数器1208的复位(RST)、斜率FIFO 1202 和时间FIFO 1206的时钟输入。该时钟沿使得TVG曲线343的第一对斜 率-时间值分别出现在斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206的输出上。
同时，Mux 1211的输出被切换到PREVIOUS_GAIN 1200a，且计数器1208 被复位，以重新开始用每个连续的CLK 1210周期计数。既然计数器1208 (COUNT)的输出低于时间FIFO 1206(TIME_VALUE)的输出，则比较器 1207改变其输出FIFO_EN 1207a的状态。
接下来，当计数器1208和时间FIFO 1206的输出值相等的时候TVG 周期T1结束，使得比较器1207改变其输出FIFO_EN 1207a的状态。该 事件使得计数器1208被复位，并使下一对斜率-时间值被分别提供到斜 率FIFO 1202和时间FIFO 1206的输出。斜率FIFO 1202的输出信号1202a 的目的将在下面的增益控制部分中进行解释。
上面描述的用于周期T1的FIFO控制操作对每个连续周期(T2到T6) 重复进行，直到TVG曲线343的全部片段都被完成。这是在第二实施例 的范围内，以使得PRESET_GAIN 1211b能够被用作每个连续TVG片段(T2 到T6)的初始增益。
TVG时间间隔的数目可以大于或小于6。图11只是个例子。
对于增益控制，PREVIOUS_GAIN 1200a被选择作为Mux 1211的输出， 以便于后面的描述。
在TVG间隔期间的每个时钟周期上，斜率FIFO 1202的输出在累加器 乘法器1203中与PREVIOUS_GAIN 1200a相乘，得到利用每个时钟周期 进行对数调节的FULL_RES_GAIN 1203a。
FULL_RES_GAIN 1203a代表了周期中当前点上的全精确度系统增益。 这66位值被位片1204截短为32位，以生成TRUNCATED_GAIN信号1204b， 该信号被提供给反馈加法器1200和增益乘法器1205。32位 TRUNCATED_GAIN信号1204b使得可以使用与能够利用FULL_RES_GAIN 1203a的所有66位实现的数据路径相比较更窄和较不复杂的数据路径。 这个优点需要位片1204的其它输出TRUNCATION_ERROR 1204a也被正确 地考虑。
单独出现TRUNCATION_ERROR 1204a不造成充分的误差；然而，误差 在几个周期上的累计将会是显著的，并导致TVG系统变得不精确。这个 问题通过使用误差累加器1201结合图12中所示的其它子系统模块而被 防止，如下所述。
增益输出和反馈校正路径在下面继续说明。PREVIOUS_GAIN 1200a被 选择作为Mux 1211的输出，以便于进行如下描述。
DATA_IN 1209和TRUNCATED_GAIN 1204b被提供给增益乘法器1205 的输入，所述增益乘法器1205将两者相乘并产生TVG系统的输出 DATA_OIUT 1205a。增益乘法器1205将其输出值截短，使得输出数据 DATA_OUT 1205a的固定点格式与输入数据DATA_IN 1209的固定点格式 匹配——特殊地是格式{1.17.0}。
TRUNCATED_GAIN 1204b还被提供给反馈加法器1200的一个输入，以 及来自误差累加器1201的ERROR_BIT 1201a被提供作为另一输入。当 其被选择作为Mux 1211的输出并被加载到寄存器1212时，反馈加法器 1200将其输出PREVIOUS_GAIN 1200a提供到累加器乘法器1203的一个 输入。斜率FIFO 1202的输出1202a被提供到累加器乘法器1203的另 一输入，以便计算下一个增益设置。
如果没有被补偿，则由位片(BIT SLICE)1204实施的截短将产生TVG 曲线中不希望的舍入误差。为了消除这个问题，误差累加器1201在每 个TVG时钟周期上对31个TRUNCATION_ERROR 1204a的截短位求和。当 来自连续周期的31个最不重要位加起来等于或大于第32位时，则误差 累加器1201溢出，产生用于ERROR_BIT 1201a的值1。ERROR_BIT 1201a 然后被加到反馈加法器1200中的值TRUNCATED_GAIN 1204b，使 PREVIOUS_GAIN 1200a增加1。
现在参照图13的框图，对使用模拟积分器和VGA的第三实施例进行 描述。
本发明人预期通过使用如图13所示的模拟和数字电路的组合，实现 本发明优点的第三实施例。
特殊地，模拟电路1300和DAC(数模转换器)1304的新元件与数字 电路1202、1206、1207、1208和它们各自的信号结合使用。这些数字 电路以与具有图12中相应附图标记的数字电路完全相同的方式运行。
除非另外注明，下面的描述是针对图13。
为了增益控制的目的，用于特定TVG片段的增益控制通过设置模拟积 分器1301的初始增益和斜率输入，如下所述，并提供输出1301a作为 对VGA 1303的增益控制信号来实现的。在TVG片段持续时间上的模拟 积分器1301的输出是具有恒定斜率的DC信号。
VGA的增益控制函数将依赖于为VGA 1303(例如线性或对数的)选择 的部件的转移函数(即控制电压对增益设置)。尽管没有示出，在模拟 积分器1301和VGA 1303之间的信号路径上放置线性到指数转换器也在 本发明的范围之内，使得能够使用线性或对数的VGA。
TVG周期的初始化如下所述继续。在TVG周期开始之前，如图11中 TVG曲线343上的T1所示，斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206被用一组 与TVG曲线343上的时间间隔T1到T6相关的斜率-时间对来加载。FIFO 加载机制未被示出。斜率FIFO 1202的输出被提供给DAC 1304的输入， 以便将输出1304a设置为对应于期望的斜率设置的DC电平。并且作为 初始化过程的一部分，INTITAL_GAIN 1301b被提供给模拟积分器1301 的输入，以设置初始增益。
开始并维持TVG周期按照如下方式继续。为了开始TVG周期T1，计数 器1208的时钟输入1210被使能，使得计数器1208等于时间FIFO 1206 的当前输出值。这样依次使得比较器1207的输出FIFO_EN信号1207a 改变状态，并将时钟沿提供给计数器1208的复位(RST)，以及斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206的时钟输入。该时钟沿使得TVG曲线343的第一 对斜率-时间值分别出现在斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206的输出上。
同时，计数器1208被复位，以利用CLK 1210的每个连续周期重新开 始计数。既然计数器1208(COUNT)的输出低于时间FIFO 1206 (TIME_VALUE)的输出，则比较器1207改变其输出FIFO_EN 1207a的 状态。该状态改变与时钟斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206所需时钟沿 的方向相反；因此，对它们没有影响。
TVG周期的结束按照如下方式继续。当计数器1208和时间FIFO 1206 的输出值相等的时候TVG周期T1结束，使得比较器1207改变其输出 FIFO_EN 1207a的状态。该事件使得计数器1208被复位，并使下一对斜 率-时间值被分别提供到斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206的输出。斜 率FIFO 1202的输出信号1202a的目的将在下面的增益控制(GAIN CONTROL)部分中进行解释。
上面描述的用于周期T1的FIFO控制操作对每个连续周期(T2到T6) 重复进行，直到TVG曲线343的全部片段都被完成。
在最后一个周期T6结束时的VGA 1303的增益设置，或者被维持在恒 定水平，或者被设置为新的值，直到下一个TVG曲线开始。通过将DAC 1304的输出设置为零的斜率值，该增益被保持在恒定水平。通过将 INITIAL_GAIN信号1305设置为期望的增益值而设置新的增益值，如前 面所述。新的增益值可通过将DAC 304的输出设置为零的斜率值而被保 持在恒定水平。
TVG时间间隔的数目可以大于或小于6。图11仅仅是一个例子。
现在，参考附图14的框图，对下一个使用数字积分器和模拟VGA的 第四实施例进行描述。
本发明人想要设计出代替第三实施例的可选实施例，其用图14中所 示的数字积分器1401代替图13中所示的模拟积分器1301和DAC 1304。 DAC 1401h的输出被提供作为用于VGA 1400b的增益控制信号，以实现 与图13中所示实施例3的VGA 1303的功能相同的功能。
特殊地，数字积分器1401与模拟电路1400和数字电路1202、1206、 1207、1208和它们各自的信号结合使用。除了数字积分器1401，数字 电路以与具有实施例2的图12中相应附图标记的数字电路完全相同的 方式运行。并且，除了模拟积分器1301，模拟电路1400及其各自的信 号以与那些具有图13中相应附图标记的电路相同的方式运行。
除非另外注明，下面的描述是针对图14。
为了增益控制的目的，VGA的增益控制函数将会是线性或对数的，这 取决于为VGA 1303所选择的部件类型。尽管没有示出，在数字积分器 1401的寄存器1401g和VGA 1303之间的信号路径上放置线性到指数转 换器也在本发明的范围之内，使得能够使用线性或对数的VGA。
TVG周期的初始化如下所述继续。在TVG周期开始之前，如图11中 TVG曲线343上的T1所示，INTIAL_GAIN信号1401a被选择作为MUX 1401b的输出，其被提供到寄存器1401g的输入。斜率FIFO 1202和时 间FIFO 1206被用一组与TVG曲线343上的时间间隔T1到T6相关的斜 率-时间对来加载。FIFO加载机制未被示出。
TVG时间间隔的数目可以大于或小于6。图11只是一个例子。
开始并维持TVG周期按照如下方式继续。为了开始TVG周期T1，时钟 CLK 1210被使能，并且然后其第一沿使得INTIAL_GAIN信号1401a被加 载到寄存器1401g的输出，由此将DAC 1401h的输出被设置为VGA 1303 的期望的初始增益。同时，寄存器1401g的输出1401d也被提供到加法 器1401c的输入，且计数器1208在时间FIFO 1206的当前输出值之上 被增加一个计数。这样依次使得比较器1207的输出FIFO_EN信号1207a 改变状态，由此复位计数器1208并开始TVG周期T1。FIFO_EN信号1207a 的这种状态改变还为斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206计时，使得TVG 曲线343的第一对斜率-时间值分别出现在那里的输出上。还使得计数 器1208(COUNT)的输出低于时间FIFO 1206(TIME_VALUE)的输出， 使得比较器1207改变其输出FIFO_EN 1207a的状态，为使得TVG周期 T1结束的复位事件做准备。状态的这种改变与时钟斜率FIFO 1202和时 间FIFO 12061210所需时钟沿的方向相反，并复位CLK；因此，由于没 有时钟沿则对它们没有影响。
在CLK 1210的第一时钟沿之后和其下一个周期开始之前的任意时间， 加法器1401c的输出被MUX 1401b选择并提供到寄存器1401g的输入。 该输入在下一个CLK 1210周期开始处被传递到寄存器1401g的输出， 由此在初始增益值之后产生下一增益设置。此时，寄存器1401g的输出 包含增益值，其为INITIAL_GAIN信号1401a与来自斜率FIFO 1202的 第一斜率值的和。该输出被提供给DAC 1401h的输入，以产生用于VGA 1303的增益控制信号1301a。
根据由斜率FIFO 1202提供的斜率值的极性，增益控制信号1301a将 会在CLK 1210的每个连续时钟周期上增加或减小VGA 1303的增益。如 果斜率极性是正，则增益变化等于前面的增益加上斜率值的数量。如果 斜率极性是负，则增益变化等于前面的增益减去斜率值的数量。该过程 继续进行，直到片段T1末尾，并且为图11中所示TVG曲线343上的片 段T2到T6重复进行。
当FIFO_EN信号1207a的下一计时沿将下一组斜率FIFO 1202和时间 FIFO 1206的值转移到它们各自输出时，TVG曲线343上的片段T2到T6 开始。并且，寄存器1401g的输出利用增益值而被加载，所述增益值等 于前面周期的增益和斜率FIFO 1202的第二斜率值之和。该输出被提供 到DAC 1401h的输入，以产生信号1301a，该信号被提供给VGA 1303的 增益控制管脚。该过程继续进行，直到TVG曲线343结束。
结束TVG周期的过程如下所述。当计数器1208和时间FIFO 1206的 输出值相等时每个TVG周期(T1到T6)结束，使得比较器1207改变其 输出FIFO_EN 1207a的状态。该事件使得计数器1208被复位，且下一 对斜率-时间值被分别提供到斜率FIFO 1202和时间FIFO 1206的输出。
VGA 1303在最后一个周期T6末尾处的增益设置或者被保持，或者被 设置为新的值，直到下一TVG曲线开始。保持恒定增益的一种方式是通 过使CLK 1210禁用。设置新增益值的一种方式是通过使用INITIAL_GAIN 信号1401a，如前面所述。
TVG时间间隔的数目可以大于或小于6。图11只是个例子。
接下来，第五实施例使用数字积分器和增益乘法器来实现分段 (piece-wise)的线性TVG曲线，并且在下面参照图15的框图来描述。
第五实施例以与第四实施例完全相同的方式操作，除了DAC 1401h和 VGA 1303被去除且寄存器1401g的输出被提供给增益乘法器1500。并 且，由于这是纯粹的数字实现方式，DATA_IN 1209被提供到增益乘法器 1500的输入，且DATA_OUT是其输出。
第五实施例的区别在于，尽管增益控制是线性函数，如果TVG曲线的 每个T片段上的点数足够多，则通过使用分段的线性方法，图11的对 数TVG曲线343能够被近似。
第六实施例使用数字积分器、线性到指数转换器和增益乘法器来实现 对数TVG曲线，下面参照图16的框图进行描述。
第六实施例以与第五实施例完全相同的方式操作，除了线性到指数转 换器1600被插入到寄存器1401g的输出和增益乘法器1500的输入之间。 这就使得寄存器1401g的线性输出能够生成对数TVG曲线。
还应注意到，下面的情形也在本发明的范围之内：
a)数字积分器使用对数TVG函数的分段线性近似，所述对数TVG函 数具有线性控制的模拟TVG。
b)图13的模拟积分器1301的输出1301a被利用A/D转换器(未示 出)采样，其输出被用于代替图15和16中所示数字积分器1401的输 出。
贯穿整个说明书和权利要求书，参照了“回波”信号。正如本领域技 术人员将会意识到的，在特定环境或应用中，换能器12的发射机和接 收机组件是物理上分离的，接收机被定位在正在被检测的物体对面。因 此，这里所用的术语“回波”还关于并包括其中所谓回波信号通过正在 被检测的物体的实施例。
在前面的描述中，本发明已经关于实施例进行了专门描述，其中，探 伤是利用专门运行在回波原理之下和/或参照处理通过材料的超声波的 发射机/接收机对的单个换能器元件运行。然而，应当注意到，本发明 等同地适用于利用换能器元件阵列，诸如超声波相控阵列探针的探伤仪 器。在利用单个元件超声波换能器的情况下，对于用于接收的相控阵列 超声波探针的每个换能器元件的响应信号都被提供给接收机通道的输 入，用于由模数转换器进行调节和接下来的数字化。换句话说，权利要 求中对“换能器”的引用(单数形式的)被认为也属于探针的超声波相 控阵列类型。这种换能器阵列被认为是相同的，或者至少等同于单个元 件换能器。这种超声波相控阵列装置的结构被描述或引用在美国专利 No.4,497,210和6,789,427中，这些专利的内容在此引用作为参考。
尽管本发明已经关于其特定实施例进行了描述，然而，很多其它的变 形和修改以及其它的使用对本领域技术人员来说将是明显的。因此，优 选地，本发明不受这里特殊公开的限制，而是只由后附权利要求来限制。
对相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2005年10月14日提交的，名称为ULTRASONIC FAULT DETECTION SYSTEM USING A HIGH DYNAMIC RANGE ANALOG TO DIGITAL CONVERSION SYSTEM的序列号为60/726,798的美国临时专利申 请，和于2005年10月14日提交的，名称为ULTRASONIC DETECTION MEASUREMENT SYSTEM USING A TUNABLE DIGITAL FILTER WITH 4X INTERPOLATOR的序列号为60/726,776的美国临时专利申请，以及于 2005年10月14日提交的，名称为DIGITAL TIME VARIABLE AMPLIFIER FOR NON-DETRUCTIVE TEST INSTRUMENT的序列号为60/726,575的美国 临时专利申请的利益和优先权，在这里将它们的全部公开在此引用作为 参考。