磁力计被用于许多不同的应用中。其中的一种应用是用于车辆的 电子罗盘。在这种电子罗盘中，利用磁力计判断车辆相对于地球的磁 北极的行驶方向。一种典型的电子罗盘包括两个磁场传感器，该两个 磁场传感器被设置使得它们的轴线处于一个水平面内，使第一传感器 的轴线和车辆的纵轴平行，并且使第二传感器的轴线和第一传感器的 轴线垂直。然后利用这些传感器检测地球的磁场矢量的垂直的、水平 的轴向对准分量的幅值，以使得处理电路可以计算车辆相对于地球磁 场矢量的行驶方向。
车辆电子罗盘中一直利用几种不同形式的磁力计。这些类型的磁 力计的一些例子包括利用磁通门传感器、磁阻传感器和磁感应传感器 的磁力计。磁感应传感器可以按包括L/R传感器和LC传感器的不同 的形式构成。在所述两种形式的磁感应传感器中，都具有围绕磁心材 料缠绕的线圈。这种传感器具有这样一种特性，即其电感响应磁场呈 线性地改变，但是只是在外部磁场的值的两个预定的范围内如此。通 过观察传感器电感对磁场强度的曲线(例如见图5)，可以看到，所 得的曲线基本上围绕磁场强度为零的点对称。因而，通常对传感器线 圈施加一个偏置电流，使得在磁心材料周围产生一个人为的磁场。由 所述偏置电流产生的人为的磁场和外部磁场相加。方向与由偏置电流 产生的人为磁场相同的外部磁场彼此相加，而方向与人为磁场相反的 外部磁场则从人为磁场中被减去。因而，借助于测量传感器的电感的 改变，可以确定轴向取向的磁场分量的强度。
为了测量传感器的电感的改变，提出了一种响应频率随传感器的 电感的改变而发生改变的电路结构。利用这种电路，传感器的电感的 改变产生与传感器的输出信号的频率近似成比例的改变。因而可以测 量频率的改变，以便确定外部磁场的强度。
在这种磁力计中遇到的一个问题是，磁心材料的特性随温度和使 用年限而变。对这个问题的一种解决方案在欧洲专利No.0045509 B1 中披露了。该欧洲专利披露了：传感器线圈上的偏置电流的极性可以 被反向，使得可以利用两种极性的偏置电流进行测量，从而两个测量 之间的差值相应于外部磁场。这样进行的测量和由温度改变或使用年 限引起的磁心材料的任何变化无关。
美国专利No.5239264披露了一种类似的技术。本申请的图1和 图2相应于264专利的图3和图4。如图1和图2所示，磁心材料的 导磁率函数u(H)在一个特定的磁场强度范围内作为磁场强度H的函 数而改变。由这些曲线可以看出，所示的曲线一般具有两个区域，其 中导磁率相对于磁场强度的改变而改变。一个区域具有正的斜率，而 另一个区域具有负的斜率。在264专利中，交替地反向直流偏置电流 的极性，从而提供具有两个极性的读数。然后使两个读数彼此相减， 从而获得由那个特定的传感器线圈检测到的地球磁场的一个分量的磁 场强度。
在上述的美国专利5239264和欧洲专利0045509B1中，直流偏置 电流保持为恒值，只有偏置电流的极性被反向。在汽车中提供电子罗 盘的一个问题是，汽车可能引起外部磁场的畸变。此外，当车辆通过 一些物体，例如桥梁、地铁、电力线、铁路以及其它物体时，这些物 体可能对由电子罗盘检测的磁场产生干扰。这种磁场干扰可能产生使 得由传感器线圈检测的磁场落在电感对磁场强度曲线的非线性区域内 的磁场。因而，上述专利的磁力计具有一个有限的范围，在该范围内 它们可以精确地检测外部磁场的强度。
因而，需要一种电子罗盘，其能够在比当前常规的磁力计提供的 较大的范围内精确地检测磁场分量。

按照本发明的一个实施例，提供一种磁力计，其包括用于检测磁 场的传感器；偏置电路和处理器。所述传感器产生具有一种信号特征 的输出信号，所述信号特征响应检测的磁场并响应施加的偏置而改变。 所述偏置电路响应偏置设置信号动态地偏置所述传感器。所述处理器 被连接用于接收来自所述传感器的输出信号，并和所述偏置电路相耦 连。所述处理器可以操作用于产生偏置设置信号，借以控制偏置电路 以便动态地偏置所述传感器，以使得在相对小的目标值的范围内保持 所述输出信号的所述信号特征。所述处理器按照施加到传感器上的偏 置设置的函数来确定由传感器检测的磁场分量。
按照本发明的另一个实施例，提供一种磁力计，其包括：第一传 感器，用于检测一个磁场的第一分量；第二传感器，用于检测所述磁 场的第二分量；偏置电路；以及处理器。每个传感器产生具有一个频 率的输出信号，所述频率响应检测的分量磁场并响应施加的偏置电流 而改变。偏置电路产生用于动态地偏置所述第一和第二传感器的偏置 电流。所述处理器被连接用于接收来自所述传感器输出信号，并和所 述偏置电路相耦连。所述处理器可以操作用于控制偏置电路，以便动 态地改变施加于传感器的偏置电流，使得输出信号的频率被保持在一 个或几个目标频率范围内。所述处理器按照施加于传感器的偏置电流 的函数来确定由所述传感器检测的磁场分量。
按照另一个实施例，提供一种用于车辆的电子罗盘，其包括：第 一磁场传感器，用于检测一个磁场的第一分量；第二磁场传感器，用 于检测所述磁场的与所述第一分量垂直的第二分量；偏置电路；处理 电路；以及，和所述处理电路相耦连以用于指示车辆的行驶方向的行 驶方向指示器。每个传感器产生一个具有一个信号特征的输出信号， 所述信号特征响应检测的分量磁场并响应施加的偏置电流而改变。偏 置电路产生用于动态地偏置所述第一和第二传感器的偏置电流。所述 处理器被连接用于接收来自所述传感器输出信号，并和所述偏置电路 相耦连。所述处理器可以操作用于控制偏置电路，以便动态地改变施 加于传感器的偏置电流，以使得输出信号的信号特征被保持在一个或 几个目标范围内。所述处理电路按照施加于传感器的偏置电流的函数 来计算车辆的行驶方向。
按照本发明的另一个实施例，提供一种用于确定磁场分量的强度 的方法，包括以下步骤：提供一个磁场传感器，其产生具有一个信号 特征的输出信号，所述信号特征响应检测的磁场分量的强度并响应施 加的偏置设置而改变；动态地改变所述传感器的偏置设置，以使得所 述输出信号的所述信号特征被保持在一个目标范围内；以及，按照所 述传感器的偏置设置的函数来确定检测的磁场分量的强度。
按照本发明的另一个实施例，提供一种磁力计，其包括：用于检 测一个磁场分量的传感器；一个磁场产生机构；以及一个处理器，所 述处理器被连接用于接收来自传感器的输出信号并与所述磁场产生机 构相耦连。所述传感器产生一个具有一个特征的输出信号，所述特征 在磁场值的第一范围内响应所述检测的磁场分量大体上线性地改变。 所述磁场分量在磁场值的一个第二范围内改变。所述磁场产生机构产 生和任何外部磁场相加的磁场，以使得合成的磁场由所述传感器检测。 所述产生的磁场的强度可选择地改变。所述处理器能够操作用于控制 所述磁场产生机构，以便选择产生的磁场的强度，并由此在所述第一 范围内动态地改变和/或保持所述第二范围。所述处理器还能够操作用 于响应从传感器接收到的输出信号确定由所述传感器检测的磁场分 量。
按照另一个实施例，提供一种磁力计，其包括：具有一个响应磁 场而改变的传感器特征的检测元件；以及，一个具有用于接收驱动信 号的输入端的放大器。所述检测元件被耦接在所述放大器的一个反馈 环内。所述放大器产生具有一个信号特征的输出信号，所述信号特征 至少部分地响应所述传感器特征的改变而改变。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：具有响应一个磁场而改变 的传感器特征的第一检测元件；具有响应一个磁场而改变的传感器特 征的第二检测元件；被提供用于选择所述第一检测元件的一个第一模 拟开关；被提供用于选择第二检测元件的一个第二模拟开关；以及一 个处理器，其被连接用于接收来自第一和第二检测元件所选择的一个 的输出信号，并和所述第一和第二模拟开关相耦连，以用于选择第一 和第二检测元件中的一个。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的传感器， 所述传感器产生具有一个信号特征的输出信号，所述信号特征响应检 测的磁场强度并响应施加的偏置而改变；第一和第二高增益放大器， 每个具有一个输入端，所述放大器之一和所述传感器相耦连；用于偏 置所述传感器的偏置电路，所述偏置电路连接在所述第一和第二高增 益放大器的输入之间；以及一个被连接用于接收来自所述传感器的输 出信号的处理器，所述处理器确定由所述检传感器检测的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的谐振传感 器，所述传感器产生具有一个信号特征的输出信号，所述信号特征响 应所述检测的磁场并响应施加的偏置而改变；偏置电路，用于对于每 个偏置极性以两个或多个偏置级(bias level)可调地偏置所述传感器； 以及被连接用于接收来自所述传感器的输出信号的处理器，所述处理 器确定由所述传感器检测的磁场分量，其中，在一个谐振周期期间， 在所述谐振传感器中的磁场值的峰值对峰值的偏移是由于偏置电路对 其整个调节范围的调节而引起的磁场值偏移范围的一小部分。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的谐振传感 器，所述传感器产生一个具有响应检测的磁场而改变的信号特征的输 出信号；以及一个被连接用于接收来自所述传感器的输出信号的处理 器，所述处理器确定由所述传感器检测的磁场分量，其中，在谐振周 期期间，在谐振传感器中的磁场值的峰值对峰值的偏移小于要被测量 的磁场的总的范围。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的谐振传感 器，所述传感器产生一个具有响应检测的磁场而改变的信号特征的输 出信号；和所述谐振传感器相连的、用于对其提供激励信号的激励电 路，所述激励电路限制激励信号的幅值，从而阻止谐振传感器对激励 信号的响应的严重的饱和；以及一个被连接用于接收来自所述传感器 的输出信号的处理器，所述处理器确定由所述传感器检测的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的谐振传感 器，所述传感器产生一个具有响应检测的磁场并响应施加的偏置而改 变的信号特征的输出信号；偏置电路，用于以两个或多个偏置级可调 地偏置所述传感器；以及一个被连接用于接收来自所述传感器的输出 信号的处理器，所述处理器按照来自传感器的输出信号的信号特征的 函数并按照所述输出信号对偏置值的斜率的函数来确定由所述传感器 检测的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的谐振传感 器，所述传感器产生一个具有响应检测的磁场并响应施加的偏置而改 变的信号特征的输出信号；偏置电路，用于以至少第一偏置级和第二 偏置级可调地偏置所述传感器；以及一个被连接用于接收来自所述传 感器的输出信号的处理器，所述处理器按照当处于第一和第二偏置级 时输出信号值的平均值的函数确定由所述传感器检测的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：第一检测元件，其具有响 应一个磁场而改变的传感器特征；第二检测元件，其具有响应一个磁 场而改变的传感器特征；偏置电路，用于将所述第一检测元件可调地 偏置到至少第一偏置级和第二偏置级，并将所述第二检测元件可调地 偏置到至少第三偏置级和第四偏置级；以及和所述偏置电路以及第一 和第二检测元件相连的处理器，用于接收来自检测元件的输出信号。 所述处理器通过按照顺序执行下述操作来测量由所述检测元件检测的 磁场分量：采样在所述第一偏置级下的第一检测元件的输出信号，采 样在所述第三偏置级下的第二检测元件的输出信号，采样在所述第四 偏置级下的第二检测元件的输出信号，采样在所述第二偏置级下的第 一检测元件的输出信号，按照在第一和第二偏置级下进行的采样的函 数确定第一检测元件的磁场分量，按照在第三和第四偏置级下进行的 采样的函数确定第二检测元件的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：第一检测元件，其具有响 应一个磁场而改变的传感器特征；第二检测元件，其具有响应一个磁 场而改变的传感器特征；至少一个模拟开关，其被提供用于选择第一 或第二检测元件，所述至少一个模拟开关具有电阻；偏置电路，用于 对检测元件中所选择的一个施加偏置电流；以及一个处理器，其被连 接用于接收来自第一和第二检测元件的选择的一个的输出信号，并和 所述至少一个模拟开关相连，以便选择第一和第二检测元件之一，所 述处理器确定由所述检测元件检测的磁场分量，其中，所述偏置电路 被构成用于施加基本上和所述至少一个模拟开关的电阻无关的偏置电 流。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：第一检测元件，其具有响 应一个磁场而改变的传感器特征；第二检测元件，其具有响应一个磁 场而改变的传感器特征；至少一个模拟开关，其被提供用于选择第一 或第二检测元件；偏置电路，用于将所述检测元件可调地偏置到至少 第一偏置级和第二偏置级；以及一个处理器，其被连接用于接收来自 第一和第二检测元件中选择的一个的输出信号，并和所述至少一个模 拟开关相连，以便选择第一和第二检测元件之一，所述处理器确定由 所述检测元件检测的磁场分量，其中，所述偏置电路在第一偏置级下 偏置一个检测元件，随后在第二偏置级下偏置同一个检测元件，而不 改变模拟开关的状态。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的传感器， 所述传感器产生一个具有响应检测的磁场并响应施加的偏置电流而改 变的信号特征的输出信号；偏置电路，用于可调地偏置所述传感器， 所述偏置电路包括数模转换器；以及一个处理电路，其包括一个被连 接用于接收来自所述传感器的输出信号的读出装置，所述处理电路通 过接收来自所述传感器的输出信号的至少一个读数来测量由所述传感 器检测的磁场分量，其中，读取所述输出信号的分辨率是所述数模转 换器和所述读出装置的函数。
按照另一个实施例，提供一种用于制造多个磁场检测电感器的方 法，包括下述的按照顺序执行的步骤：提供用于每个磁场检测电感器 的磁心；测试所述每个磁场检测电感器的磁心；以及在所述每个磁心 上缠绕一个线圈，根据所述磁心的测试结果调整每个磁心上的线圈的 匝数。
按照另一个实施例，提供一种磁力计，包括：用于检测磁场的谐 振传感器，所述传感器产生一个具有响应检测的磁场而改变的信号特 征的输出信号；和所述谐振传感器相连的激励电路，用于对所述谐振 传感器提供具有交流分量的激励信号；用于在所述激励信号施加到所 述谐振传感器之前对所述激励信号滤波的滤波器，所述滤波器使得所 述激励信号近似成为正弦；以及被连接用于接收来自所述传感器的输 出信号的处理器，所述处理器确定由所述传感器检测的磁场分量。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的传感器， 所述传感器产生一个具有响应检测的磁场并响应施加的偏置电流而改 变的信号特征的输出信号；偏置电路，用于响应一个偏置设置来调节 施加到所述传感器的偏置电流；以及处理器，其被连接用于接收来自 所述传感器的输出信号，并和所述偏置电路相连用于提供偏置设置， 所述处理器按照偏置设置的函数确定由所述传感器检测的磁场分量， 其中，被选择用于确定磁场分量的偏置设置基于在输出信号达到一个 目标响应的两点上的偏置电流之差。
按照另一个实施例，一种磁力计包括：用于检测磁场的传感器， 所述传感器产生一个具有响应检测的磁场并响应施加的偏置电流而改 变的信号特征的输出信号；偏置电路，用于响应一个偏置设置调节施 加到所述传感器的偏置电流；以及处理器，其被连接用于接收来自所 述传感器的输出信号，并和所述偏置电路相连用于提供偏置设置，所 述处理器按照所述偏置设置的函数确定由所述传感器检测的磁场分 量，其中，被选择用于确定磁场分量的偏置设置基于从所述传感器获 得的不多于5个的在先的原始读数。
通过参阅下面的说明书、权利要求书和附图，本领域技术人员可 以进一步理解本发明的这些和其它的特征、优点和目的。

在附图中：
图1表示与不施加外部磁场的现有技术的磁力计相关的波形的曲 线；
图2表示与施加外部磁场的现有技术的磁力计相关的波形的曲 线；
图3是按照本发明的第一实施例构成的磁力计的电路方块图；
图4是以示意的形式表示的第一实施例的磁力计的一种实施的电 路方块图；
图5是可用于本发明的传感器的频率对电流的曲线；
图6是可以用于本发明的两个不同传感器的频率对电流的曲线；
图7表示可以由图4的电路的各个部分产生的各个波形；
图8是按照本发明的第二实施例构成的磁力计的电路方块图；
图9是用于说明第二实施例的磁力计的一个实施的方块图和原理 图；
图10是作为按照本发明构成的磁力计的PWM偏置值的函数的 A/D计数的曲线；以及
图11是包括本发明的电子罗盘的车辆后视镜装置的透视图。

现在对本发明的目前的优选实施例进行详细说明，本发明的优选 实施例的例子在附图中示出了。在可能的情况下，在所有附图中使用 相同的标号表示相同或类似的部件。
磁力计使用的一种所需的检测方法是根据一种修改的零平衡原 理操作的方法，利用这种方法，使用可饱和的感应检测元件作为传感 器，并动态地调整偏置电流来达到和维持在感应检测元件中的饱和的 可测量的和可重复的目标状态。因而，和常规的利用固定的偏置电流 的磁力计不同，本发明的磁力计动态地改变偏置电流，借以在一个目 标范围内维持传感器输出信号的特性，同时根据用以维持输出信号特 性在所述目标值所需的偏置电流和根据在所述目标范围内的输出值来 确定检测的磁场强度分量的相关的强度。例如，如果改变偏置电流来 维持在频率或相位的目标范围内的检测元件的输出，则在传感器的电 感曲线的线性部分操作的同时，检测元件将继续检测磁场，而不管传 感器所在的磁场的幅值。因而，本发明的磁力计和常规的磁力计相比， 具有一个显著增加的范围。
在下面所述的优选实施例中，提供一个偏置电路，其可以通过一 个范围被调整来提供用于读取磁场强度的所有的偏置设置。这个范围 足够大，从而包括向基本上对称的电感对偏置电流曲线的任何一侧(即 在任何一个目标范围内)偏置传感器的能力和为此而补偿外部磁场的 影响的能力。在优选实施例中，一般对于每个磁场强度的读数设置一 个或几个偏置设置，并且这些设置一般包括对两个不同范围的每一个 的偏置的设置，对于所述范围，在检测线圈中的合成磁场值的幅值近 似等于选择的作为目标的参考值，但是方向相反。当合成磁场值接近 其目标参考值时(即在目标范围内)，电路的被监视的输出则接近与 等于所述参考值的一个磁场值相应的目标输出值。在操作中，通过调 节偏置值以使得在传感器磁心中的合成磁场值接近其参考值来进行第 一偏置设置，并在处理中至少部分地抵消或补偿在车辆中的要被测量 的磁场和干扰磁场的组合的或总的效果。读取表示传感器磁心的饱和 状态的电路输出，并用该输出预测第一被校正的偏置电流，其应当产 生接近于其目标参考状态的传感器磁心的偏置磁场和合成的饱和程 度。这个值可以选择地用偏置电流之外的单位表示。进行第二偏置设 置，以使得偏置磁场到另一个参考磁场值的范围，在测量磁心中的参 考磁场的方向和所述另一个参考磁场的方向相反。以类似于第一偏置 读数的方式测量表示磁心的饱和状态的输出，并确定第二被校正的偏 置。第一和第二被校正的偏置电流或相关的值用于近似地确定撞击到 测量线圈上的总的外部磁场的轴向对准分量或其功能表示。
可测量的饱和的目标状态或者伪零点是这样一个状态，对于该状 态，一般的感应传感器的实际的磁通值例如是需要检测的外部磁通的 最小增量的几千倍。合适的感应检测元件具有一种性能，其提供一种 用于避开在大的磁通偏置的中固有的许多问题的方法，对于一个满意 的可检测的伪零点，这一般是需要的。通过合适地选择磁心材料，感 应检测元件的饱和特性主要取决于磁心内的磁场的幅值，并且几乎与 磁场取两个轴向方向的哪一个方向无关。因而，为了测量和检测磁心 对准的外部磁场分量，按照顺序施加两个偏置值，一个用于达到可检 测的饱和的目标状态，其磁场沿一个方向，另一个用于基本达到相同 的目标饱和状态，具有基本相等的沿另一个方向的磁场。然后取两个 合成的偏置电流值的有符号的平均值，并用于表示轴向对准的外部磁 场分量。
当线圈周围没有外部磁场时，用于达到两个偏置状态的每一个所 需的电流将在大小上基本相等而在方向上相反，以使得二者的有符号 的平均值近似为零。当外部磁场存在时，外部磁场的轴向对准的分量 作为矢量(或者作为在一维空间中沿感应检测元件的轴向的分量已经 求得的磁场的带符号的数值)和由于在感应测量元件的线圈中的直流 偏置电流产生的磁场相加。因而，其沿一个方向和所述偏置相加而沿 另一个方向和所述偏置相减，使得平均的结果是一个近似地抵消外部 磁场的轴向对准分量的偏置电流。因而，这个值可被用作要被测量的 外部磁场的强度。这种技术能够很好地操作，但是需要非常高的分辨 率来设置偏置值，并且或许需要一个扩展的设置序列，用于求出用来 平衡外部磁场的偏置设置，以便在磁心中建立达到可检测的目标状态 条件的磁通值。在优选的电路中，可检测的状态(即目标范围)被扩 展成为一个连续区或者由于在可检测的目标状态的邻近磁通值而成为 饱和的合成程度的至少多步的表示，并提供一种方法，用于在连续的 值或多步表示之间建立具有满意的精度的转换，并且当把偏置的增量 施加于实际的偏置时，应当达到可检测的目标状态。当使用这种技术 时，可以使用具有足够高的线性度和稳定性但分辨率降低的偏置电路， 并且甚至可以不需要把偏置设置为其最接近的增量，以便从多状态表 示获得满意的读数，从而以足够的精度确定为保持作为目标的可检测 状态所需的偏置。高分辨率的负担可以在输入偏置设置和响应读出之 间分担，使得能够通过偏置电流设置的适度增加的分辨率和读出的适 度的分辨率以良好的分辨率读取。
在第一实施例中，磁场检测感应元件被包括在谐振电路中，并由 和直流偏置电流设置叠加或相加的交流驱动信号以接近恒定的频率驱 动。所述交流驱动信号最好具有足够低的幅值，以便阻止线圈的驱动 电路进入饱和。在这种结构中，电路谐振最好在可检测的目标状态条 件下或接近所述条件下发生。提供一种电路用于测量谐振电路的响应 相对于驱动信号的相位。所述的响应相对于驱动信号的相位具有一个 特定的值，当线圈的电感处于被选择作为可检测的目标状态的值时， 该特定值被称为目标值。所述响应相对于驱动信号的相位可被转换成 模拟信号，并且在这种应用中可以很好地使用一种低成本的微控制器， 其具有8位脉宽调制的D/A转换器，用作偏置电路，并具有8位的 A/D转换器用于读出响应的相位。
在一种典型的应用中，使用多个传感器元件，并且每次选择其中 的一个用于读出磁场的分量。在这种应用中，通常本发明的一个有利 的部分是，选择一个嵌套的选择顺序并读出，以使得例如利用传感器 元件A，B，C按照顺序A，B，C，C，B，A获得用于平均的第一和第二读数， 以便通过适当的计时，当平均时所述第一和第二读数可以以大约相同 的时刻为中心，借以产生磁场矢量的方向分量，这减少了彼此相对偏 离的实际时间。
在第二个实施例中，谐振电路被构成为自谐振的振荡器，可以用 和具有相位测量输出的电路基本相同的方式对其设置偏置电流，并且 在这种情况下，由一个特定的响应频率或周期表明可检测的目标状态， 并且所述连续的或多步的表示(即目标范围)是与所述目标频率或周 期的频率或周期的偏差。其中，频率计数器或脉宽计时器可以代替第 一个例子的A/D转换器。
图3是本发明的第一实施例的磁力计的方块图。这种磁力计旨在 主要地而不限于用于读出车辆中的地球磁场和干扰磁场的强度和方 向，以便确定和显示车辆的行驶方向。所述磁力计包括微控制器1， 偏置电路6，输入频率源7，检测元件选择器8，驱动器电路9，磁场 传感器10，相位检测器11，以及相位比较器12。
微控制器1包括罗盘控制逻辑2，其包括磁传感器偏置控制3和 用于从一组磁场传感器10读出输出信号5的转换器4，由检测元件选 择器8选择其中的一个磁场传感器用于读出。信号5代表选择的传感 器的响应相对于来自输入频率源7的驱动信号的相位角。如在下面参 照图4详细说明的那样，磁场传感器10(一般2个或3个)是共用放 大器141的谐振电路，并且每个包括具有一个电感器的检测元件。所 述检测元件还包括和电感器并联连接的电容器，从而提供一个谐振电 路。该电感器包括一个线圈，其基本上被定向垂直于其它的电感器线 圈。该电感器还包括磁心，其电感响应由于在电感器线圈中的偏置电 流而产生的磁驱动力和由于电感器线圈所在的磁场的轴向对准分量而 产生的磁驱动力的叠加效果而改变。所述叠加效果一般大约等于由于 线圈中的偏置电流而产生的磁驱动力与检测元件所在的磁场13的轴 向对准分量的驱动力的矢量和。这个和将被称为合成磁场。每个检测 元件的电感一般随合成磁场的幅值的增加而减少，从而沿着由合成磁 场的方向确定的方向驱动检测元件的高导磁率的磁心朝向或者进入饱 和。因为随饱和程度而发生的电感的改变一般是对称的，其主要取决 于合成磁场的幅值而不取决于合成磁场所取向的两个方向之一，一般 具有两个产生相同电感的偏置电流值，因而，在相关的谐振电路中具 有相同的谐振频率。根据磁心材料和偏置条件，使得电感相同的偏置 电流的两个值可以基本上彼此分离。
如上所述，每个传感器包括一个谐振电路，所述谐振电路例如是 和电感器的线圈并联连接的电容器。在一些实施例中，谐振电路的几 个部分可以由一个以上的检测元件共用。
当合成磁场低时，合成的电感一般接近其最高值，并且合成的谐 振频率接近于其最低值。随着合成磁场的幅值沿任一方向增加，磁心 沿相应的方向被驱动成为部分饱和，并且选择的谐振电路的谐振频率 增加。输入频率源7的频率最好被大致地选择在由合成磁场的改变引 起的电感的改变而导致的谐振频率的改变为线性的一个范围(即目标 范围)的中心。还需要根据选择的谐振电路的谐振频率对合成磁场的 曲线上的具有相对高的斜率的一点，在一个高灵敏度的范围选择这个 频率。这个频率最好是通过设计或测量来选择，并且对于利用包括这 种频率的磁力计进行的所有的随后的测量，都保持在这个大致恒定的 值上。
相位比较器12最好被这样设计，以使得对于激磁频率，当电路 谐振时，谐振电路的测量的相位响应一般处于其范围的中心。最好是 选择相位检测器11的一个处于可以获得可靠的相位响应测量的范围 内的目标或参考输出，并且当线圈和相关的谐振电路谐振时，最好接 近电路的相位输出。这个目标相位输出值被称为参考相位。
借助于测量线圈的仔细地生产控制，包括在线圈的匝数的生产处 理期间的调整，使得在一个预定的激磁频率和谐振电容值下，谐振频 率的所需的性能和位于一个线性范围的中心在一个合理的程度上被满 足，这在许多情况下可以把电路的成本和复杂性减到最小。线圈的生 产过程最好包括每个磁心元件的个体化的测试和要放置特定的磁心的 线圈的匝数的个体化的调整，以便满足上述要求。不过，本发明不排 除将频率选择置于微控制器的控制或者电路的其它部分的控制下的方 案；在这种情况下，为了在使用磁力计的特定条件下获得最佳的测量， 可以改变所述频率。对于本发明的这个特定的实施例，在频率可以调 节时，一般的设想是，对于一个测量周期，由频率源7提供的频率被 保持为标称上是恒定的。对于第一个实施例，需要从一个可利用的振 荡器例如用于提供微控制器时钟的振荡器得到频率源7的频率。在下 述的第二实施例中，自身产生驱动频率，并且所述电路被配置用于保 持谐振元件相对于激励的响应的相位为一个标称为恒定的相位，相位 最好被选择成使得在电路的谐振条件下或在谐振条件附近保持震荡。
微控制器1通过迭代周期选择一个直流偏置电流，该直流偏置电 流使选择的传感器的谐振电路在其参考相位状态(即在其目标范围内) 附近工作，所述状态由其测量的输出相位角表示。偏置电流选择一般 通过向偏置电路6的D/A转换器发送一系列一个或几个指令并评价所 得的相位响应来确定。因为，在使用期间，一般以每秒一个或几个读 取的速率读取数据，对于一个给定的检测元件，在相继的读操作之间 的磁场的改变一般较小。因而，最好对于特定的检测元件使用直接在 前的读数来计算用于下一次读数的偏置设置，由此使得不需要在进行 每次读数时都尝试多个偏置电流设置。输出的相移的响应为合理的线 性的检测磁场的范围一般小于要被测量的地磁场的分量改变的范围， 但仍然占其中的大部分。因而，在要被测量的磁场中的短期改变可被 包括在电路的相位检测部分的线性范围内，利用前一读数确定下一读 数的偏置设置，这是本发明的一个有用的任选的特征。选择的检测元 件被驱动到由偏置电路6选择的偏置，并被驱动到由输入频率源7确 定的频率和输入的驱动相位。驱动器电路9在由频率源7确定的频率 和由偏置电路6确定的偏置电流下驱动由检测元件选择器电路8选择 的传感器10的谐振磁场检测元件。相位检测器11用这种方式整形振 荡器的输出，即，使得保存相位信息，使所述信息准备用于由相位比 较器12进行的选择的检测元件的响应的相移测量。相位比较器12比 较这个相位信息和用于在标称为恒定的频率下驱动检测元件的输入频 率源7的相位。相位比较器12输出基于所述比较的输出信号5。该输 出信号例如可以是电压，其代表在用于驱动所述检测元件的信号和表 示检测元件的响应的信号之间的相角差。所述相位可以利用任何一种 已知的方法来测量，这些方法可以需要或不需要使用A/D转换器。所 述A/D转换器，如果需要，被选择地包括在微控制器1中。
如上所述，对于每个单独选择的检测元件，一般需要确定一个用 于产生可接受地接近其参考相位条件(即目标范围)的输出相位的偏 置电流，并且最好根据先前的测量进行这个确定，尤其是根据利用当 前选择的检测元件进行的直接的前一次测量。例如，如下面将详细说 明的，可以借助于校准程序确定转换常数，用于把相位角的增量转换 成一个近似相当的偏置电流的增量，并把偏置电流转换成近似相当的 磁场强度。此外，最好确定并记录合成磁场(或对于零外部磁场的相 当的偏置电流)，其使检测元件处于其参考条件。使用这些常数和记 录的在先的读数值，可以通过对偏置电流求代数和来近似地确定所需 的偏置电流，其标称上为相当于具有用于产生目标合成磁场以使线圈 处于其参考相位条件所需的偏置电流的选择的检测元件在前一次读数 中测量的磁场强度的负值。换句话说，对于利用选择的检测元件进行 的前一次测量中读出的磁场强度，所述偏置电流最好被设置为接近被 计算用于使检测元件处于其目标参考相位条件的偏置电流。
如上所述，一般具有两个满足使谐振电路的相位响应接近其目标 参考条件的被相当宽地分开的偏置电流值。为了对给定的线圈进行完 全的测量，最好是在两个被分开的偏置电流的每个偏置电流下确定用 于使检测元件接近其目标参考条件(即接近其输出目标范围)所需的 偏置电流，对于所述两个被分开的偏置电流的每一个偏置电流，可以 实现目标参考相位条件，并取两个单独的读数，在检测元件的这些偏 置电流设置的每一个各取一个。对于所述两个单独的读数的每一个， 偏置电流被设置，并在一个合适的稳定时间之后，进行一个或几个相 位测量，并且最好被计算并且可能地进行平均以便确定最终的相位。 所述计算最好包括当取相位的多个读数时检查这些值的分散。最好是 使至少两个读数分开以近似等于交流电力线频率的半个周期的时间间 隔，并比较这两个读数，以便检查来自交流电力线分量产生的磁场的 不可接受的大的干扰。此外，最好是，例如平均这两个读数以便确定 一个对于交流电力线频率具有局部滤除的结果，或者使用任何数量的 其它的数字或模拟滤波技术，在某种程度上滤除由源，例如交流电力 线引起的可能在读数时存在的磁场中的周期的改变。然后这种最终的 相位测量最好被转换成偏置电流的一个相当的增量，其和用于测量的 偏置设置代数求和，从而确定一个相当的偏置电流，其标称上使给定 的线圈处于其目标参考相位条件。一般在相位测量处理中使用A/D转 换器时，使得能够利用少量的编程开销以快速序列进行读数。本发明 的一个希望的选择是，对于一个特定的偏置电流设置，包括相位的多 个读数的序列，并对所取的读数序列应用数字滤波序列和筛选准则， 以便改善最终精度和所取的数据的选择。此后在所述序列中，在另一 个偏置点利用给定的检测元件进行同一种类型的测量，所述另一偏置 点使检测元件处于基本上相同的参考相位条件，在检测元件中合成磁 场具有几乎相同的幅值但方向相反。对于这个测量计算相当的偏置电 流。如将要参照图5进行的详细说明那样，对于给定的检测元件获得 的两个相当的偏置电流值的平均的负值产生最佳的读数，当被转换成 相当的磁场强度时，该值是最佳的值，用于由检测元件测量的磁场强 度的分量。用这种方式进行的测量趋于部分地抵消环境温度以及某种 其它的有害失真的影响。
一般使用两个或三个检测元件测量磁场矢量的两个或三个正交 矢量，并且使进行连续的读数的时间之间的偏离最小是有利的，从而 使测量的矢量的分量都更近似地表示在一个时刻实现的值。最好是通 过排序相继的读数使读数中的偏离最小，以使得按照排好的顺序读取 用于规定的合成测量的每个检测元件的两个读数的第一个读数，然后 按照相反的顺序进行每个检测元件的在另一个偏置电流值下的测量。 为了上述目的，对于包括在嵌套序列中的一个特定的检测元件，不需 要限制首先读取哪一个偏置电流方向。每个检测元件的相应的读数被 平均，从而获得合成值。这是有利的，因为当要被测量的磁场的值正 在改变时，如在车辆正在拐弯时那样，平均值将趋于是在进行两个测 量中的每一个的时间之间的一半时间时的磁场的值。为了方便，这被 称为一个测量的中点时间。利用合适的定时，例如相继的测量的相等 的间隔，并利用刚刚规定的测量顺序，对于以嵌套的序列进行的所有 读数，对于每个完全的测量的中点时间可以基本上相同，由此最小化 在最后平均读数中的偏离。
在平均对(averaged pair)中两个读数之一相对于另一个的定时 可用于附加的目的，包括滤波算法中的内含物(inclusion)。例如， 如果读数被分开交流电力线频率的半周期的奇数倍，则其平均效果也 具有滤除由交流电力线源产生的磁场的作用。此外，在本文中将给出 用于选择或者选择地确定两个偏置点的哪一个正在被接近的方法。交 流电力线频率可能是50赫兹或60赫兹。具有许多用于处理这个改变 的选择，其中包括但不限于如下所述。第一，滤波器是一种选择，并 且如果使用，可以不需要其是特别锐(sharp)的，在这种情况下，例 如可以选择被调谐用于滤除55赫兹的折衷滤波器，或者可以使用用于 滤除两个频率的滤波器。可以对读数应用频率含量分析，例如富氏变 换或富氏级数分析，从而确定所需的滤波器滤除频率。所述频率可以 被直接地选择，或者从用于校准的用户输入来推断，并且可以与用户 启动的用于确定真正的北方对磁的北方的修正的校准序列在逻辑上进 行组合。所述频率还可以从GPS输入数据推断，因为交流电力线频率 在相当大的地理范围内趋于标准化。
在一些实施例中，可能混淆哪一个偏置点正在被接近，因此，需 要证实所作的选择，并根据证实的结果采取合适的措施。可能存在这 样的困难，例如，在要被测量的磁场中的大的意想不到的改变，或者 在装置的最初启动时的大的意想不到的改变。因为对于一个给定的检 测元件，从沿一个方向在检测元件中的合成磁场的目标参考条件改变 到沿另一个方向在检测元件中的合成磁场的目标参考条件的偏置的增 量在大部分设计中几乎是恒定的，最好是测量这个偏置电流的增量值， 并在确定其相位输出接近目标参考条件的另一个点的偏置设置时使用 这个增量值。因为相移和偏置电流之间的关系通常对温度敏感，最好 是使用校准程序定期地测量和重新计算相移和偏置电流的相当的增量 之间的关系，还重新计算在两个目标参考条件之间的偏置电流之差。 利用这个关系，测量的相位与目标参考相位的偏差可以被转换成在提 供的偏置电流和使选择的谐振电路处于其目标参考相位条件的偏置电 流之间的近似的相当偏差。使电路的响应接近其目标参考相位的偏置 将被称为“参考偏置”。读数此时可以选择地按照这个参考偏置电流来 表示，并且在大多数实施例中，可能放弃进一步使用已经完成其主要 目的的相位角测量。在相移的增量和偏置电流的几乎相当的增量之间 的关系可以被表示为从相移到偏置电流的变换系数。参考偏置电流的 值一般和检测元件的线圈所在的磁场的轴向对准的分量的强度通过一 个常数相关。这个常数是一个乘数，用于把偏置电流转换成相当的磁 场强度，并且其值由检测元件的配置以及由线圈中的偏置电流的增量 产生的所得的相当磁场强度确定。可以有利地使用刚刚说明的一般关 系以在相移的增量、偏置电流的增量以及测量的磁场强度的增量的近 似相当的量之间进行转换。在实施本发明时，在选择相位、偏置电流 或用于表示测量值的实际的磁场强度方面，和在特定的近似相当的被 利用的关系中，以及在这种关系被应用的顺序中具有相当大的范围， 这是因为数学的交换律和/或结合律可用于重新安排许多计算的顺序。
图4表示基于第一实施例的磁力计的相位响应的一种示例的实施 方案。在下面的说明中提供特定的电阻、电容和元件标号，但它们仅 仅是第一实施例的许多可能的实施方案的一个例子。因此本发明不限 于下面所述的特定的部分。
微控制器1在3条线131，135或139之一上输出一个高信号， 使得闭合检测元件选择器8的各自的模拟开关132，136或140(例如 元件标号74HC4066)，借以使检测电感器130，134或138以及其相 关的传感器10的谐振电容129，133或139(例如0.001微法)和运算 放大器141(例如元件标号TLC084)的输出142相连。运算放大器 141的输出142由电阻218(例如100千欧，1％)和电容217(例如 0.033微法)的组合滤波，以使得输出142的平均值被输入到比较器 215(例如元件标号LM311)的正相输入端，同时放大器141的输出 142被直接馈入比较器215的反相输入端。比较器215的开路的集电 极输出由电阻213(例如1千欧)拉高，其在212和正电源相连。从 比较器215输出的数字信号214被反相，并和选择的检测元件LC电 路的输出142具有180度的相位差。放大器141还相对于在求和电阻 128、224(例如分别为499欧姆，1％，2.92千欧)输入的信号反相输 出142，以使得两个相位反向而相互补偿。
对于下面的讨论，图7表示示例的波形，其一边具有图4的标号， 表示和其相关的点。微控制器1在两个时刻输出通常保持恒定的频率， 所述频率被选择用于驱动选择的检测元件LC电路。作为频率源7的 D型触发器(例如元件标号74HC74)用2除在线203上的时钟信号 的频率，由此输出信号206，其具有非常接近50％但不必等于50％的 占空比。如果微控制器可以提供一个稳定的最好接近50％的输出占空 比，则触发器7可以取消，并且信号206可以直接由微控制器供给。
电阻240，243和244(例如分别为9.09千欧，28.0千欧，和 2.92千欧)和电容237、242(例如分别为470pf，5％，1000pf，5％) 形成两极点RC滤波器，其被设计用于对信号206相移大约90度，并 大大衰减方波信号206中的较高的频率分量。额定的90度的相移大约 处于相位检测器11的整个操作范围的中心，以使得当电路处于谐振状 态时，其输出214大约是其全量程输出的50％，并提供距离其额定的 中心大约正、负90度的相移。滤波器的两个极点最好具有大约相等的 时间常数，不过相对要保持成本和复杂性为最小以使得不使用运算放 大器的优先选择，这可以被折衷，并且滤波器的极点具有不相等的时 间常数。没有缓冲作用，第二个串联的RC电路加载并向第一个RC 电路反射其信号的一部分，这两个效果趋于分开滤波时间常数。在设 计中帮助减少时间常数之间的间隔的两个一般的准则是选择一种设 计，其中一个是在其它的设计约束内，电阻器243的电阻是高的，其 趋于解耦RC电路，另一个是在电容器242上的输出电压被所述输出 加载并趋于减少可能被向回反射的信号。明智的是，写出电路中的RC 滤波器的响应的全部方程，并使用它们的评价来评论设计选择。滤波 时间常数应当被选择以使得在选择的激励频率下达到所需的相移。交 流耦合电容器245(例如0.05微法)阻断直流电流，使得在电路的这 一点上，激励和直流偏置的源分开。包含刚刚提及的滤波器以用于衰 减激励中的较高的频率分量，并由此使由于在交流激励信号中的较高 的频率分量而引起的相位响应的非线性减到最小，并提供相移以用于 确定相位比较器12的操作范围的所需的中心。通过衰减较高频分量， 滤波器使得交流激励更接近正弦信号。
信号229是由微控制器1产生的脉宽调制信号，其用作偏置电路 6的输入，用于设置选择的检测元件LC电路中的磁场检测电感器 (130，134，138)的直流偏置电流值。一个被很好地调节的电源电压， 或者选择地，一个可以近似等于所述电源电压的独立的、稳定的参考 电压供给节点212和220以及电路的逻辑元件1，7，230和249。在 这个电路中，选用5V的电源电压和参考电压。缓冲器元件230，其 可以是反相的或者是同相的，最好具有低阻抗的输出，并且当被转换 为低时具有对于负电源的低的、稳定的电压降，以及当被转换为高时 具有对于正电源的低的、稳定的电压降。这个门应当由所述稳定的参 考电压供电，使得在高状态下输出被转换为非常接近于所述参考电压。 因而，对和缓冲器元件230的输出相连的电阻器233(例如49.9千欧， 1％)的输入基本上在由PWM输出229提供的占空比下在5V和地之 间改变。电阻器226和228(例如分别为600千欧，1％，200千欧，1 ％)形成分压器和负载，用于确定PWM电路的输出范围的中心，并 把输出范围限制在大约0.5V-3.5V。缓冲器放大器239(例如标号为 TLC084)作为PWM输出的两极点滤波器中的有源元件，并缓冲滤波 的PWM输出，并通过求和电阻器128把偏置提供给放大器141的求 和输入。缓冲放大器239的反相输入被反馈到缓冲放大器239的输出， 并还从缓冲器230通过电容器235(例如0.033微法)被连接到电阻 233的相对侧。缓冲器放大器239的同相输入端还通过电阻236(例如 49.9千欧，1％)被连接到电阻233的同一端。缓冲器放大器239的同 相输入端还被连接到在分压电阻226和228之间的一个端子，并还通 过电容器238(例如0.033微法)和地相连。
由电阻221和223(例如分别为1.5千欧，1％和1.0千欧，1％) 形成的另一个分压器对放大器141提供一个2V的操作参考。这大约 是该放大器操作范围的中心，所述放大器的基本功能是在0.5V吸收 合适的电流，并在3.5V供给合适的电流，以便对电路的驱动信号提 供一个正或负1.5V的通常的工作范围。在模拟开关上的电压降和在 谐振时的交流电压必须借助于设计选择被仔细地控制，以便在运算放 大器的驱动能力内保持一个所需的驱动电压范围，以使得饱和不会使 读数的精度变差。
相位比较器12包括触发器249(例如标号为74HC74)，其具有 被施加到其时钟端子和与频率源触发器7的输出相连的复位端子的信 号214。当相移处于一个期望的可测量的范围内时，在来自频率源触 发器7的输出206为高时，来自相位检测器11的信号214的上升沿出 现，使得触发器249不复位，并借助于信号214的上升沿使相位比较 器电路触发器249的输出209被锁定为“1”。这个输出被保持为高， 直到来自频率源7的信号206变低而复位触发器249并使其输出变低。 因而，来自相位比较器触发器249的高信号的持续时间由驱动信号206 的相位和根据需要测量的响应214的相位之间的相位差来控制。电阻 247，254，251和252以及电容211和246以及运算放大器250(例如 标号为TLC084)形成两极点滤波器，用于平均具有占空比的相位检 测器的输出。电阻254(例如11.5千欧，1％)和触发器249的输出相 连，从而接收信号209。电阻254的另一端通过电容211(例如0.01 微法)和电阻247(例如11.5千欧，1％)以及放大器250的输出相连。 电阻247与电阻254相对的一端通过电容246(例如0.01微法)和地 相连，并且还和放大器250的同相输入端相连。因而滤波信号207被 提供给放大器250的同相输入端。
同相运算放大器电路和放大器250以及输入和反馈电阻251、252 (例如分别为48.7千欧，1％，44.2千欧，1％)缓冲输入信号207， 并提供增益以输出滤波的和放大的相位测量信号5，其被输入到提供 在微控制器1中的模数转换器。可以使用任何数量的相位鉴别器。例 如，电路可以被配置成利用一个门或复位-置位触发器代替D型触发 器249。
行驶方向指示器15可被配置成一个显示器，用于可见地显示车 辆的行驶方向。这种显示器可以配置成如共同转让的美国专利 6346698中披露的一种字母数字显示器。此外，可以利用图形罗盘显 示器，例如在共同转让的美国专利6356376披露的那种。行驶方向指 示器15最好以和上述美国专利6356376披露的相同的方式被包括在后 视镜组件500中(图11)。此外，行驶方向指示器可以包括在被安装 在车辆的主传动轴或者车辆后视镜附近的风挡上的上方控制台上，或 者其可以被包括在车辆的仪表板中，或者在任何其它车辆附件内或者 在车辆内的任何其它位置上。行驶方向指示器也可以是车辆导航系统 显示器的一个功能元件。
行驶方向指示器5还可以提供车辆行驶方向的可听的指示，作为 向车辆驾驶员提供车辆行驶方向信息的可替换的或附加的机构。这种 可听的指示器可以包括语音合成器和用于产生关于车辆行驶方向的可 听信息的扬声器。在这方面，有利的是还包括一个麦克风和语音识别 电路，以使得微控制器可以响应来自车辆驾驶员的可听的语音提示来 产生可听的车辆行驶方向指示。包括麦克风、语音识别系统、语音合 成系统和可选择的扬声器的后视镜组件的例子在美国专利申请公开 2002-0032510A1中披露了。如该专利申请所述，所述扬声器可以是 车辆的现有的音频系统的扬声器，而不是被提供在后视镜组件或者其 它的车辆元件中的专用扬声器。
图7表示来自微控制器的参考频率203、50％占空比的激励频率 206和滤波的相移的激励信号255的波形。曲线214a，214b和214c表 示相位检测器11的输出214的波形；曲线209a，209b，209c表示相位比 较器12的输出209的波形。“a”波形用于在图5的457或458所示 的偏置条件。“b”波形用于在图5的点457的上方曲线部分452上或 在点458上方曲线部分454上的一点的偏置条件。“c”波形用于在图 5的点457下方的曲线部分452上或在点458下方的曲线部分454上 的一点的偏置条件。可以容易地使用异或门或其它形式的相位比较器。 使用所选的一种相位比较器是因为可利用的触发器并因为输出对于未 使用的360度范围的180度停留在0。
在现代的车辆中，来自GPS单元、陀螺仪以及某些装置的信息 可以得到的并可用于确定车辆的行驶方向，这些信息表示传感器离开 水平方向和/或车辆内的参考方向的倾斜以及来自用户启动的校准序 列的输入。用户启动的校准序列中的输入一般包括在要使用罗盘的位 置真正的北方和磁北方的偏离。当可以得到GPS行驶方向信息时，这 个信息可用于引入一个校准偏移，用于补偿在磁北方和真正的北方之 间的差以及其它的在行驶方向指示中的系统误差。此外，罗盘行驶方 向信息可用于增加GPS或陀螺仪的读数，用于导航控制或跟踪，代替 用于简单地显示车辆行驶方向或作为其补充，和从GPS读数得到的行 驶方向信息相比，所述罗盘行驶方向信息更直接地响应方向的改变， 并且当GPS信号丢失时，罗盘行驶方向信息仍然可以得到。在美国专 利6407712中披露了一种罗盘系统的例子，其利用GPS信息，并且在 后视镜组件内包括GPS天线和接收机电路。如果磁力计传感器被包括 在也容纳反射镜本身的后视镜组件的壳体内，最好是实施一种在共同 转让的美国专利6023229和6140933中披露的倾斜传感器。
车辆内具有许多必须被补偿的硬的和软的磁效应。除去来自发动 机和车辆结构中的铁的影响之外，在直流电动机中的强磁体通常具有 大的影响，通常需要提供一种用于补偿由车辆产生的干扰磁场的能力， 所述干扰磁场比地磁场的一般的水平分量大不止一个数量级。产生最 强的干扰磁场的源一般持续一个延长的时间间隔，甚至在车辆的整个 寿命内，不过一般较弱的磁场(其对于增加自动校准算法的复杂性仍 然是足够强的)由许多附件的瞬变操作产生，例如空调中的离合器电 磁阀、窗扫雾器、风挡雨刷以及吹风机电机。地磁场的水平分量在除 去Alaska之外的美国大陆一般在正或负0.2高斯的范围内，并且是在 Alaska的大约1/2。此外，用于使电感器偏置以使其相位响应接近参 考条件所需的合成磁场可能需要其磁场当量例如是正或负4高斯的偏 置值。为了进行正确的操作，这些偏置值必须和汽车的分量以及地磁 场的分量代数相加，以使得用于操作偏置电路所需的范围超过仅用于 平衡地磁场的水平分量所需的范围的30倍。这使得地磁场的测量的全 量程例如是必须由电路提供的偏置电流的相当磁场强度范围的3.3％ 或更小。此外，即使需要要求更大的偏置电流的更高的磁场以便能够 通过交变的磁场方向的定时系统地循环磁心，从沿每个交变方向引起 相对硬饱和的磁场值开始，通过随后的较低的磁驱动的循环继续，提 供消磁或至少提供预处理序列，用于预处理传感器磁心使之成为可重 复的、可靠的操作状态。可选择地，如果需要，可以使用一个单独的 可转换的、可反向的源用于消磁。作为上述的根据的磁心中的磁材料 是未知的，不过可以认为是可从Honeywell公司得到的Metglas 72605 或2705材料的一种改型。如本发明实践的那样，使用可变的偏置电流 来抵消环境磁场，并把磁场检测电感器的磁心中的金属偏置到其可变 的磁通范围的一个相对窄的部分，由于改变了磁心内的磁场值，使得 即使不能消除在磁心的可变电感的一个扩大的范围内具有线性响应的 要求，也能减小这个要求。也可以使用其它的材料，例如Metglas8 2714A的一种退火的型式(特别是在轴向或也许在横向磁场中退火)， 这些材料的谐振频率对轴向对准的磁场强度的曲线601如图6所示。 为了进行比较，图6还示出了曲线602，其是具有类似的线圈和电路 但是具有图5的曲线中使用的材料的磁心的相应的曲线。对于曲线601 的材料，用于达到良好的操作偏置值的偏置电流大约为1.3毫安，比 用于使曲线602的材料达到可比的工作点所需的大约2.3毫安较小， 这使得最好选用曲线601的材料，从而至少满足减少偏置电流的准则。
在关于相对廉价的磁力计的现有技术中，一般使用操作频率表示 磁场强度，并且循环周期一般基于电阻乘以电感的时间常数的响应， 循环持续时间由门限检测确定而不由LC谐振确定。在一种典型的循 环中，磁心一般通过其磁操作范围的一个扩大的部分被驱动，一般沿 一个方向进入相当强的饱和。例如，目前在普通的汽车中使用的RL 电感电路使用相当于大约9高斯的每周期磁通偏离，以用于在±2.5高 斯(负到正的范围是5高斯)的额定范围内进行测量。本发明的优选 的电路使用小于常规电路的1/5的每周期的额定磁通偏离。即，一般 小于2高斯的峰峰值，这比6高斯(±3高斯)的测量范围小得多。一 般地说，试图利用一个或两个偏置设置测量整个输入范围的现有技术 的电路必须使用这样的每周期偏离，对于所述偏离，驱动磁通和要被 测量的磁通之和跨过磁心材料的响应的有效范围。这一般要求至少等 于要被测量的总的负到正的磁通范围的每周期峰-峰磁通偏离。一般 施加一个固定的偏置，以便使操作偏置到两侧操作曲线的一侧或另一 侧。偏置的效果通常通过某种形式的转换可以反向，以使得可以选择 饱和曲线的相对一侧，不过对于利用由磁心的可变导磁率产生的电感 的改变的装置，偏置的幅值一般沿每个方向是固定的，尤其是在一个 大的被校准的双向范围内在两步以上是不变的，如在本发明的一个优 选实施例中那样。
一般，需要但不限于确定行驶方向的能力具有大约1度的分辨率。 一般不必要求这么高的精度，因为一般使用具有每步45度的8点罗盘 显示器，不过，为使车辆磁场的影响和地磁场的响应隔离而进行的计 算使得在测量中提高精度是有利的。在上述的例子中，在选择的线圈 的工作点所需的偏置为正或负4高斯，附加的干扰磁场是大约正或负 2高斯的情况下，在通过其总的正负范围设置偏置电流时需要大约 1/3400(one part in 3400)的可重复性，以便支持方向读数分辨率中1 度的分辨率。如果使用在其优选操作偏置时具有低得多的偏置要求的 磁心，则这可被减少大约几乎3/1200-1/1200。2714A材料能够减少 所需的偏置，以使得在上述的例子中如果电路因为其用作磁心材料被 优化，则将需要大约1/2400的可重复性。另一种选择是提供单独的两 状态偏置电路，其被转换以便在偏置中提供大的和稳定的正负级 (step)，该偏置对于在磁心中的正或负合成偏置磁场的操作确定中 心是需要的。此时使用多级的或连续可变的偏置源，用于调节在选择 的工作点处的偏置级。在上述的例子中用于选择工作偏置的大的正或 负4高斯的级需要优于1/2200的稳定性和可重复性，以便支持1度的 分辨率。用于在两个范围的每个范围内调节偏置电流的D/A转换器应 当具有大约1/1200的设置稳定性和可重复性，以便达到1度的分辨率。 注意在此以及可能在现有技术的大部分其它的实施方案的情况下，正 或负偏置电流值的相对的稳定性和可重复性趋于和所述偏置电流值在 偏置磁场中产生的、与被测量的磁场的最小的增量相比总的偏移的大 小成比例地影响总的精度。因而，磁心材料需要较低的偏置以便进行 正确地操作，并需要容忍副作用例如由使用的材料引起的减小的线性 操作范围的电路，导致一种更健壮、更精确和较小耐受敏感电路。当 要被测量的磁场的范围大于相对的操作偏置电流值之间的范围时，装 置还必须确定两点中的哪一个是当前的工作点。本发明的实施例满足 在减小的线性范围下操作，以及能够正确地处理在产生相同相位响应 的两个可能的电路输入之间的合适的区别的要求。为了确定哪一个偏 置点正在被接近，可以沿给定的方向施加偏置的增量改变，对于其合 成磁场沿一个方向的第一个特定的工作点，相位总是增加，而对于其 合成磁场沿相反方向的另一个工作点，相位总是减少。基于这个事实 的检测提供了一种用于确定两个偏置点中的哪一个正在被接近的简单 的方法。
为了达到在方向测量中大约1度的分辨率，同时只使用偏置电流 的改变和平衡来确定读数，要求用于设置偏置电流值的D/A转换器具 有大约11到12位的增加的分辨率。这个增加的精度大大高于利用许 多8位的微控制器容易得到的D/A转换器的8位的增加的精度，所述 微控制器否则也适用于这种应用。8位脉宽调制的D/A转换器可以由 许多低成本的微控制器得到，并且可以用专用的集成电路容易地实现。 在这些D/A转换器中，脉宽调制的输出的占空比主要取决于微控制器 时钟的短期稳定性，其通常是非常高的，从而具有输出的占空比转换 的高的模拟质量，每个平均输出值的精度可以远大于转换器的256级 增量分辨率。首先使用相位测量来表示偏置电流已经被调节，以使得 LC电路的输出相位响应可接受地接近于其目标参考值(即目标输出 范围)。在具有足够分辨率的偏置电流发生器的本发明的一些应用中， 这可以是对相位检测器的全部要求。不过。如在一些例子中所示的那 样，这通常要求较高分辨率的D/A转换器，其一般不能用低成本的微 控制器得到，并且可能需要一些过度麻烦的或许是不能接受的慢的迭 代序列来达到所需的设置精度。当考虑在交流电力线频率下磁场中可 能存在振荡的相当高的值时，这尤其明显。此外，如果和快速设置时 间的要求结合以便允许使用连续的近似逼近，则低成本的D/A转换器 的脉宽调制输出的足够的滤波可能存在一个严重问题。上面详细说明 的程序用于测量输出相位离开其目标参考值的偏离，并用于计算和提 供对实际供给的偏置电流的合适的校正以便进行测量来计算偏置电 流，所述偏置电流将使线圈处于其参考条件下，这大大减少了D/A转 换器所需的分辨率的级数，因而可以大大加速迭代处理，从而实现足 够接近目标值的偏置电流设置，同时还附带地提供附加的采样和数字 滤波能力。如上所述，一种所需类型的相位测量电路是这样一种电路， 其能够进行LC的输出响应的相位和参考相位的比较，所述参考相位 具有一个合适地选择的、并最好相对于驱动信号的相位是固定的相位 角。其输出从轨到轨(rail to rail)之间转换的数字相位比较电路的输 出电压可以简单地由RC电路平均，从而产生一个表示在驱动参考和 LC电路的响应之间的相位关系的电压。作为来自驱动频率的谐振频 率的偏离的函数的输出响应的相位的斜率近似与LC电路的Q成比 例。所述Q又部分地取决于电感器绕组中的温度敏感导线的电阻。对 于在相位指示电路的测量的输出的增量和偏置电流的相当的增量之间 建立所需的转换关系的问题的一个好的解决方案如下所述。在测量的 磁场相对稳定的时间间隔期间，首先调节偏置电流以使得LC电路的 相位可接受地接近其参考值，不过最好接近参考值的一侧。此时取相 位响应的仔细的、最好是平均的读数。接着，利用已知的级数调节偏 置电流，以使得相位仍然可接受地接近于参考值，不过最好在参考值 的另一侧。此时进行相位角的第二个测量。然后计算从相移到偏置电 流的转换系数，以便利用对于连续读数施加的偏置电流的差值与对于 两个连续的读数的相角测量的相应的差值之间的比来从相位增量转换 成相当的偏置电流增量。这个处理可被足够多次地重复，以便可接受 地跟踪由线圈温度的改变导致的相位响应的改变。一种用于实施本发 明的可选择的方法是取相位对偏置电流的两个测量，最好每个测量接 近参考相位值，但是在参考相位值的相对侧，并使用常规的内插法计 算在参考相位输出值下的偏置。为了使引入的误差或噪声读数最小， 最好丢弃不处于预期范围内的值。
借助于上述的相位检测电路的第二阶滤波，可以减少由脉宽调制 偏置电流发生器的输出中的脉动引起的相位抖动。为了得到偏置电流 所需的高精度，当使电路的脉宽占空比进行大的增量改变时，例如10 除以单位为每秒弧度的滤波器的滚降频率所得的稳定时间是合适的。 因为相位响应主要取决于偏置设置，在相位电路真正开始稳定之前， 偏置电流必须合适地稳定下来。例如，对于脉宽调制的偏置电流发生 器设置，需要一个滤波滚降(roll off)频率，其只需足够低以提供脉宽 调制器输出脉动的足够衰减，并且对于相位检测器输出，则需要一个 滚降，以便滤除相位检测器输出中的脉动，或许还滤除由在偏置电流 中残留的数量不大的脉动而引起的脉动。对于脉宽调制的输出的大约 7千赫的重复速率，一种双极点低通滤波器可以很好地起作用，其最 好具有虚极点，但是具有高的阻尼，例如采用Bessel滤波器设计并具 有大约160Hz的滚降转角(roll off corner)。这种滤波器在大的设置 改变之后大约需要10毫秒才能稳定到所需的高精度。精确的阻尼系数 不是关键的，但是例如，在Butterworth设计的情况下，其比Bessel 设计具有较低的阻尼，瞬变使稳定时间要求大约增加25％。阻尼最好 在大于Butterworth滤波器具有的阻尼的范围内。用于鉴相器的滤波 器最好也是类似类型和类似阻尼系数的滤波器，不过在具有60千赫范 围内的脉冲输出的鉴相器的情况下，例如在1.5千赫范围内的滚降频 率并要求超过用于使偏置电流电路稳定所需时间几个毫秒的附加稳定 时间是合适的。这种滤波器可能比在该例子中刚刚提及的滤波器更复 杂，并且扩展到更复杂的滤波器的稳定时间的相似的论断被认为是本 发明的一部分。在已知的滤波器响应和在D/A设置中已知的增量的情 况下，可能并且需要计算和应用一个过(over)驱动信号，其幅值和持 续时间将使输出近似达到所需的值。如果计算正确，则在应用过驱动 设置的计算时间间隔结束时，PWM输出值应当非常接近所需值。在 这一点上，PWM设置应当被改变为所需设置，并且因为所述值已经 接近所需值，故应当快得多地稳定到所需精度。可以使用这种技术以 大大减少D/A转换器的稳定时间。
8位的A/D转换器通常可以作为标准的特征得到，或者在低成本 的微控制器上以合适的成本得到。这种A/D转换器用于相位测量处理 应当是足够的。许多这种A/D转换器具有相当高的获取和转换速率， 使得可以获取相位读数的多个采样，对它们进行筛选以除去不能接受 的噪声，并进行平均以减少读数中的总的噪声。除去使用平均技术， 还能够评价一组读数的分散和各种其它性能，这是本发明的一个有价 值的、可供选择的部分。理由是，对于罗盘应用，保持当前的读数或 甚至取消该读数，比提供噪声的且可能错误的结果要好。不改变存储 的校准数据，或者根据在其他情况下被认为是有效的噪声数据作出影 响校准处理的决定也是有利的。以在A/D转换器的能力之内的任何实 际的速率采样滤波的相位检测器输出、并在适合控制处理的总体结构 的任何时间间隔对其进行采样的能力，使得以下被认为是本发明的一 部分成为可能，即，对例如在电力线频率的一个完整的周期内所取的 整数个采样进行平均以提供在一个电力线周期内的信号的有效的积 分，由此极大地排除由交流电力系统内的电流和磁元件产生的测量的 磁场内的脉动。
校准是一种用于确定最佳的偏置点的位置的处理。设置偏置点的 目的是使LC谐振电路的谐振工作点位于相位对磁场的曲线的线性范 围的中心。这些点可以利用许多方法求出，例如一种方法包括从一个 极端到另一个极端扫描偏置，并记录每个偏置增量的所得相移。可以 计算在这组测量内的最高和最低A/D值的平均，并用相应的PWM偏 置值作为初始校准的偏置值。图10示出了一个示例的偏置曲线。
在图10中，从0到255的总跨度表示用于调整偏置的总的范围。 水平线601表示曲线600的最大和最小A/D值的平均。这是目标A/D 值。垂直线602和603通过曲线600和直线601的交点，并表示相应 于目标A/D值601的两个可能的PWM偏置值。这些PWM偏置点被 用作随后的测量的初始工作点。设置偏置是为了在两个目标范围中选 择的一个范围内获得响应，并根据偏置设置、电路输出和在目标范围 内输出对偏置的曲线的斜率来计算各自的目标值。因为曲线600的陡 的斜度，目标A/D值可能处于在偏置扫描期间所取的采样的A/D值之 间。需要通过计算使所得A/D测量等于目标值的PWM值来内插偏置 PWM值。需要进行内插以便保持曲线的左右斜线之间的测量的对称 性。非对称的测量可能增加由温度或其它内部、外部影响引起的任何 误差。实际上，由非对称测量引起的误差可以足够小，从而被认为是 无关紧要的，或者可以出于种种原因进行选择以减少测量或随后的计 算的精度，因而引入少量的非对称。
虽然图10中的偏置PWM值都是正的，在磁零点位于曲线的槽 中部的情况下，由于PWM在线圈中产生的磁场可以是正的或负的。 通过重新定标偏置轴以使得零点位于槽的中部，并以零点的左边为负 偏置，零点的右边为正偏置，或许能够更容易地看出偏置和磁场之间 的关系。
在校准期间，记录曲线的每个斜率的平均A/D值以及和所述A/D 值相应的PWM偏置值。平均A/D值所在的曲线上的点被称为工作点， 并在随后的测量中使用。在两个工作点之间的距离(所谓的偏置分布) 也被记录并用于随后的测量。为了分析的目的，偏置分布可被认为是 常数，不过测试已表明其对温度是敏感的。偏置分布的计算和存储使 得能够快速地由一个偏置点计算出另一个偏置点，但是基于温度敏感 性，建议偏置分布值应当定期地被重新计算，以便跟踪温度的改变。 当确定磁场在当前未改变时，这可以包括根据与平均A/D值的偏离中 的差异进行计算或直接测量。
返回图10的曲线，记录另一个值，该值是在偏置PWM值中的 一个计数差对所得相位输出的影响。这个值是在工作点的曲线的斜率。 研究表明，曲线的负向部分的斜率和曲线的正向部分的斜率实际上是 相同的，但是符号相反，因此，只需要计算一个部分(例如负向部分) 上的斜率，对于正向部分，只需改变符号即可。为了讨论方便，此后 将称为“偏置斜率”。为了减少系统中的任何非线性的影响，这个值从 在上面建立的最佳工作点所取的数据中被记录。偏置斜率可以根据两 个最接近工作点的点简单地计算，或者如果需要较大的精度，可以取 在工作点周围的几个点的平均值。
概括地说，由校准产生的值是：
偏置分布(SB)
初始工作点(P0-，P0+)(在PWM项中)
在工作点的初始A/D值(ADP0-，ADP0+)
在工作点的初始PWM值(PWMP0-，PWMP0+)
偏置斜率幅值(MB)
测量是使用PWM设置正确的工作点的处理，其中要等待一定时 间使电瞬变稳定，并在所述工作点取一个或几个A/D读数。在每个工 作点进行测量，并把结果进行算术组合以便产生最终结果。虽然当 PWM偏置值为固定时这种方法的动态范围被限制，但偏置的动态运 动使得动态范围的大小被扩展一个数量级，或者较多地超过固定偏置 的情况。测量处理是一种迭代处理，其中偏置根据由先前的测量获得 的估算被移动，并且A/D转换导致最终收敛于静态磁场的初始校准值。 一旦A/D结果收敛于其校准值，磁场便可以通过从在校准期间建立的 PWM值之和中减去用于获得测量的PWM值之和被直接读出。因为 PWM设置通过线圈的电流，因而设置线圈中的磁场，在PWM中的 差是用于把线圈中的磁场向回驱动到其校准值所需的电流量的直接度 量，因而是在校准时的磁场和当前磁场之差。
在允许A/D结果能够收敛于其校准值的静态磁场中，磁场可以按 照上述方法直接地使用PWM中的差进行测量。不过，作为运动着的 车辆中的罗盘，磁场几乎不是静止的，并很少收敛于只使用PWM值 便足够的一个点。此外，PWM设置的分辨率可能不提供所需的读数 分辨率。在这些情况下，通过使用当前的PWM值以及用于特定测量 的A/D值可以获得足够的精度。在这种方法中，在当前的A/D测量和 在所需工作点的A/D值之间的差被计算，然后乘以偏置斜率。这将产 生可被加到当前PWM值而产生校正的PWM值的一个值，其可和在 上述的静止情况下那样被直接使用。只要A/D值保持在线性部分或者 保持在曲线600的目标范围604，这种方法便产生足够精确的结果。 计算的PWM值可以在下一个测量期间用作实际的偏置点，其导致在 静态磁场中的收敛，或者当磁场改变时用于简单地跟踪磁场，此时略 有滞后。
在磁场发生大的阶跃变化的情况下，或者当磁场足够快地改变而 把A/D值驱动到曲线的线性部分之外时，算法中的简单逻辑可以抑制 数据的显示，直到A/D值再次处于线性区域。这种迭代方法将快速地 收敛到线性区域内，即使当被驱动到远离线性区域，并且抑制被显示 的数据将使这些状态不能被观察者察觉时。
最少的测量应当包括在每个偏置点的至少两个A/D读数，它们被 在时间上分开并被平均，以使得能够除去交流电力线频率。
如果测量在和当罗盘被校准时存在的磁条件相同的磁条件下进 行，则在每个轴中代表环境磁通的值将非常接近于0。把罗盘置于校 准的磁场中将使得能够与由所述磁场表示的绝对标准相关联，并且将 产生一组可用于原始的罗盘读数的定标系数，从而产生一个和所述标 准相应的结果。不过为了说明方便，原始的罗盘值将足够了，因为它 们和磁场成正比，并由无量纲的变量B表示。
测量的第一步是设置偏置点。这通过简单地把PWM设置为初始 工作点的值来完成：
对于负的偏置读数，PWM-＝P0 -
并且
对于正的偏置读数，PWM+＝P0 -+MB
一旦PWM处于A/D转换器的1最低有效位(1sb)内，A/D转 换器便被读取，从而获得结果相位表示，其由变量AD-和AD+表示。
接着，从当前的A/D值减去在工作点(ADP0-，ADP0+)的初始A/D 值。这个差值在理论上被向零驱动，不过非零值简单地表示把这个差 值驱动为零所需的PWM调节的数量是：
ADNULL -＝AD--ADP0-
并且
ADNULL +＝AD+-ADP0+
趋于零的A/D项应当乘以偏置斜率并被加到当前的PWM值，从 而获得在零值时的PWM值。这些计算的PWM值还被用作下一次测 量期间的实际的PWM工作点：
P0 -＝PWM-+(ADNULL -＊MB)
以及
P0 +＝PWM+-(ADNULL +＊MB)
注意两个公式之间的符号改变。这是需要的，因为在两个偏置点 的斜率的大小可以相等，但是它们具有相反的符号。因此，所述校正 应当与此相适应。
最终的磁场值是在这个测量期间获得的PWM值之和与在校正 期间建立的PWM值之间的差：
B＝(P0 -+P0 +)-(PWMP0 -+PWMP0 +)
B表示由线圈看到的磁场，并且通过使用定标系数可以和标准的 磁测量单位直接相关联。另一个值得注意的事实是，因为B是用于产 生偏置的PWM值和鉴相器输出测量的组合，因而对这两个元件的每 一个要求的高分辨率被大大降低，同时仍然产生高分辨率的结果。
这种测量方法将产生满意的测量，只要被测量的磁场的改变不超 过这种方法把PWM偏置驱动进入一个可接受的范围的能力。在一种 典型的汽车中，由拐弯引起的磁场的改变率将很好地处于这个方法的 范围内，只要测量的速率足保持为高。例如，每秒5次测量将足以覆 盖由在地磁场内运动的车辆引起的正常的磁场改变。
图8表示一个具有按照本发明的第二实施例构成的磁力计的罗盘 系统。在这个实施例中，提供微控制器301，其包括罗盘控制逻辑块 302，磁传感器偏置控制逻辑块303，其用于确定磁场传感器10的偏 置电流设置，以及传感器测量电路304，其用于确定选择的传感器10 的响应的频率或周期。微控制器向偏置电路306的D/A转换器发送设 置指令，所述D/A转换器可以是若干类型中的一种，但是最好在设置 中具有高的可重复性。
第二实施例的系统最好能够把输出响应频率的增量转换成近似 相当的偏置电流的增量，并使用它们来有效地增加设置分辨率以及获 得好的读数，而不必把偏置电流设置为用于建立饱和的目标可测量状 态所需的精确值。在此，使用的偏置电流需要是已知的，具有对于要 进行的测量的足够精度，不过用于进行测量的偏置电流和离开目标频 率值的残留的频率偏离可用于计算偏置电流值，所述偏置电流值直接 导致在目标频率下的操作，提供用于进行读数的偏置电流设置的某个 范围。
可以在这个实施例或图3的相位输出实施例的偏置电路中使用的 D/A转换器的类型包括但不限于脉宽调制型、阶梯型、Δ-∑型或者斜 坡电容器型。对于相位输出实施例已经说明的对于分辨率的许多相同 的要求此处也很好地适用，并且在两个系统中，总的读出速度通过减 少用作偏置电流源的D/A转换器的稳定时间要求而增加。D/A转换器 的重复性、稳定性和输出级大小的均匀性最好支持通过使用各个电路 的输出测量可以达到的精度，以便计算相当的偏置设置。当使用离开 目标输出频率的偏离来代替离开参考相位的偏离时，针对相位输出实 施例所述的许多相同的技术在此有效，因此这些细节将不再说明。
图8的检测元件选择器8，谐振传感器10，偏置电路306以及 驱动器电路309和图3的这些元件类似。其不同之处如下：在振荡器 输出电路316的相位稳定整形中，振荡器输出被采样并通过通路312 反馈，从而产生谐振电路的激励，其建立和维持在对于谐振电路相对 于这个激励的响应达到一个稳定的相位角的频率下的振荡。采样电路 316还调节振荡器信号并将其送到频率计数器或周期测量电路304。此 外，采样电路316的相位响应特性最好是这样的，其在接近电路的谐 振频率下维持振荡，并在任何情况下都能稳定地维持相位关系。在输 入311读出电路的响应频率而不读出电路的相位响应。最好是以实际 上尽可能快的速度获得具有足够的分辨率的读数。最好是对周期定时 而不计数输出周期，因为周期计时器一般可以在等于或接近微控制器 的时钟频率下操作而不在振荡器的频率下操作，所述时钟频率一般是 几兆赫兹，所述振荡器频率例如小于100千赫。这具有累加计数的优 点，其更快地支持所需的分辨率。关于对周期定时，可以使用预标定 电路305，可以响应一个复位或者选通，以便输出持续时间近似等于 预置的振荡器周期数的持续时间的脉冲。选择预置的周期数，以便建 立一个对于测量是方便的输出脉冲持续时间的范围。在这个实施例中， 如同其它的实施例一样，例如频率计数器、D/A转换器以及预定标电 路可以用许多方式中的任何一种方式实施，其中包括被包含在微控制 器中、应用特定的集成电路或离散电路。
图9是磁力计的自谐振第二实施例的示例的电路图，其具有许多 和图4的第一实施例的相似之处。具有相同标号的元件具有和图4的 对应元件相似的功能，因此不再对其功能进行第二次说明。和图4的 电路的主要差别在于，电路316的输出整形和限幅放大器343的输出 344通过驱动器电路309的求和电阻307(例如100千欧)被送到驱动 器放大器141的输入，从而形成振荡器。整形放大器343(例如标号 TLC084)借助于耦合电容346(例如1000pf)和驱动器放大器141的 输出142耦连，负反馈电阻330(例如47千欧)使电容器346偏置， 使得输出344的占空比被平均，从而维持在放大器343的反相输入端 的电压。选择放大器电路的配置，以使得当振荡器加电时便开始振荡， 并且线路131，135或139之一被微控制器301拉高，从而选择和其连 接的传感器10的LC谐振电路。还配置限幅放大器来维持在振荡器激 励和振荡器响应之间的稳定的相位关系。这是需要的，因为对于电路 需要检测的合成磁场的小的改变，电路以非常小的频率改变响应。在 具有适当Q的自谐振装置的情况下，在响应和驱动频率之间的相位关 系的很小的改变能够容易地引起使要被测量的信号模糊不清的幅值的 频率偏离。关于驱动电路的负载效应或饱和效应或其它非线性也是如 此。这便是仔细地处理这些电路特征大大增加磁力计的可用的分辨率 的原因。和第一实施例一样，分压电阻221和223由5V的参考电源 220供电，并在驱动器放大器141的同相输入维持2V的电压。偏置 电路306优选的稳定的和可重复的D/A转换器310和分压器共用参考 电源并被设置用于通过微控制器301提供所需的偏置。缓冲器放大器 239缓冲D/A转换器输出，并通过电阻328(例如453欧姆)向驱动 器放大器141提供偏置电流。选择电阻307的值以使放大器141处于 其线性范围内。预定标电路305是一种可选的预定标器，其当使用周 期定时方法时被使用，用于确定电路的频率振荡。
在图4和图9的电路中实施的本发明的几个特征如下。因为LC 谐振电路位于高性能运算放大器141的反馈通路中，来自求和电阻 128/328和244/307的被求和的输入信号以电流源的形式被精确地送到 并联的LC电路。另一种方式是，谐振电路驱动器的等效的源阻抗非 常高。这是一种用于驱动并联的谐振电路的近乎理想的方式，而不用 对其进行显著地加载，因而使得其能够作为谐振元件精确地响应。这 也是一种用于使直流偏置和交流驱动信号精确地、可重复地相加并将 它们送到电路的好方式。因为谐振电容器阻断直流电流，故基本上所 有输入的偏置电流根据需要流过选择的磁场检测电感器。此外，在放 大器141上的性能良好的负载对提供给谐振电路的驱动信号几乎没有 影响，以使得驱动放大器的输出是一个极好的位置来使振荡器响应监 视电路和谐振电路响应相耦连。直流偏置电流通路自然地通过用于并 联谐振配置的磁场检测感应元件这个事实也是选择和串连谐振配置相 反的并联谐振的一个因素。需要LC电路的Q是高的，但是尺寸和经 济约束使得需要利用合适的Q进行工作。对于需要测量的磁场的小的 改变，电感的改变以及引起的谐振频率的改变是非常小的。在由相位 检测器进行的相角检测中的小的不稳定性可以容易地引起图9的电路 的频率不稳定性和图4的电路的相位读出误差，其将掩盖由于要被测 量的磁场引起的根本的电感的改变，从而相位检测器应当具有极好的 灵敏度和短期的稳定性，以便进行相位检测。由于这些原因，相位检 测器最好由高质量的比较器、运算放大器、或其它高增益放大器配置 而成。和大部分被驱动到一个发生某种形式的饱和或限幅的点从而最 终限制响应的幅值的谐振电路不同，在图4和图9的电路中，谐振激 励驱动信号的幅值或大小被限制，以使得由于谐振电路的Q而引起的 自然损失最好限制谐振电路的响应，以便其保留在驱动放大器的线性 的、非饱和的、非限幅的范围内。
图4和图9的简化的电路图未示出电源、电源和接地连接以及集 成电路装置的旁路电容器的细节。在每个电路中，采用例如具有5V 的电源电压的稳定的电源。因为当两个偏置设置被平均以获得最后的 读数时一些作用被部分地抵消，所以希望具有特别高的短期稳定性的 电源来覆盖用于确定各个磁场强度值的读数序列的持续时间。可选择 地，可以使用单独的参考电源为电路的电压敏感部分供电。假定本领 域技术人员将参考元件数据表以得到例如器件的插脚分配以及比较器 215的输出级的发射极对电路地的连接等细节。还假定将被添加合适 的旁路电容器，并假定所需的静电放电(ESD)保护和设计的其它细节 将被正确地处理。在共同转让的美国专利6262831中披露了一种用于 车辆的具有较高电压(例如24V或更高)的电池作为合适的电源。
在图5中，曲线400是并联LC电路对偏置电流和/或相当的轴向 取向的外部磁场的谐振频率响应。使用和图9的谐振驱动电路类似的 谐振驱动电路产生曲线所依据的数据。曲线450表示一种类似的LC 电路的相关的相位响应，该电路在大约67千赫的恒定的频率下被驱 动，并处于所示的外部磁场和/或偏置下。水平轴414表示外部磁场的 轴向对准的分量，其在零偏置下引起LC电路所示的响应。水平轴415 表示线圈偏置电流，其在磁场检测线圈沿轴向对准方向被置于零磁场 强度的外部磁场中时引起所示的响应。大约1800毫高斯/毫安的转换 常数与用于把偏置电流转换成参照图3说明的相当的磁场强度的常数 类似，并提供给用于获得图5的数据的LC组合。在轴415上表示的 值当乘以这个常数时近似等于轴414上的毫高斯值。在轴427上的值 表示当线圈处于具有大约1330毫高斯的轴向对准的磁场强度的外部 磁场中时产生所示响应的偏置电流。
曲线400的中部具有部分411，其谐振频率最低，表示电感最大。 这个部分以两个对称部分405和425为边界，在所述边界频率随磁场 强度或偏置电流的改变而发生的改变最大，并且具有最高的线性度。 大约位于曲线的高斜率区域的中心并在点424和429和曲线相交的直 线406是一个优选的工作值，这在下面将进行更详细的说明。在曲线 的基本上对称的部分403和426，磁心被迫进入较深的饱和，谐振频 率对磁场或偏置值的曲线具有较低的斜率，并且非线性度更大。
对于基于图9的电路的频率的操作，由微控制器程序选择例如67 千赫的目标频率，由直线406表示，然后调节偏置电流以使得接近在 两个点429或424之一例如在点429的操作。优选地，处理利用在前 一次测量中确定的偏置开始，其中接近点429，于是，如果需要，可 以尝试若干个连续的偏置电流，以便成功地接近点429的67千赫的频 率。如果对于最初的偏置设置不能得到预期的值，则最好开始接近零 偏置并检索低谐振频率的区域411，因为只有一个与较高的谐振频率 的两个区域403和426相反的这种区域。已知一个处于区域411中， 减少偏置电流将接近点429，增加偏置电流将接近点424。在前面的句 子中，表示方向的词指的是有符号的值而不是有符号的大小。当接近 目标工作点429时，结果例如可以是对其进行偏置设置的点408和测 量的频率407。此处注意，一般地，准则要求接近，这使得更接近点 429，不过点408对于说明是方便的。还应当注意，曲线405的测量的 斜率可用于计算用于减少接近目标操作点所需的迭代次数所需要的偏 置调节。产生目标频率响应的偏置电流被在随后的计算中使用。如果 设置偏置电流的机构具有所需的分辨率，则可以设置引起目标频率响 应的偏置电流，并且验证所述频率响应，不过一般最好是使用在一个 接近的偏置设置下测量的频率响应，并使用频率对偏置电流曲线的测 量的或预定的斜率来从测量偏置的一点或几点外推，以便计算在目标 频率下的偏置。点408处于曲线400的一个合理的线性范围405内， 并假定曲线的这个部分的斜率已经由微控制器预先确定或测量并记 录。微控制器使用在点408的测量的频率和点406的目标频率之间的 差以及曲线405的斜率来计算增量410的有符号的长度。这个长度， 其在本说明中具有负号，被加到点408的偏置电流中，以便在406近 似地预测将使线圈在点429以其67千赫目标频率工作的偏置416。实 施本发明的一种选择的方法是使用在一个以上的偏置设置下的频率测 量，并使用任何多次的内插和外插技术来计算产生目标输出频率的偏 置。
接着，最好测量使得在点424工作所需的偏置电流，该点是在67 千赫的工作频率下的另一个工作点。由从点429到点424的距离430 表示的在偏置电流中的差应当保持近似恒定，但是可能和温度有些关 系，且最好由微控制器记录并被定期地更新，以使得可以跟踪例如由 温度引起的漂移。这个带符号的值可被添加到对于点429刚刚测量的 偏置中，以便确定在序列中首次尝试的偏置电流，从而确定在点424 的工作偏置。
最好使用相同的尝试序列和偏置电流增量的相同计算-它们将补 偿测量的频率和用于测量点429的工作偏置的目标频率之间的差-来 确定用于点424的工作偏置。在此，曲线在425的斜率是曲线在405 的斜率的负数。
接着，最好计算在点429和424测量的有符号的偏置电流值的平 均值。这将被称为平均偏置测量。如将要说明的那样，由平均偏置测 量产生的磁场近似等于一个磁场，该磁场当和外部磁场的轴向对准分 量相加时得到近似于0的磁通值。换句话说，外部磁场的轴向对准分 量的值近似等于平均偏置测量的负数乘以转换常数，从而把偏置电流 转换成相当的磁场强度。在此，用于把偏置电流转换成相当磁场强度 的常数是这样一个常数，其近似等于线圈的偏置电流对相当的轴向对 准磁场强度的比。
如首先说明的那样，当外部磁场的轴向对准分量是0时，施加偏 置定标415，以及在418从0开始的有符号的距离423和412之和的 一半的负数乘以从偏置到等效磁通的转换近似为0。
作为第二个说明，考虑这样的情况，其中外部磁场的轴向对准分 量大约为1330毫高斯。在这种情况下，当偏置电流是0时在电感器中 的合成磁场是1330毫高斯，因此被改变成在标尺上于1330毫高斯的 点读出0的偏置定标427是要使用的近似的一个。然后按照这个改变 的比例读数，平均偏置电流测量等于从直线420的横坐标到直线421 的横坐标读出的正读数422与从直线420的横坐标到直线416的横坐 标读出的负读数413之和的一半。对于对称的曲线400，这样计算的 平均偏置读数近似等于从直线420的横坐标到直线418的横坐标的距 离419的负数。这个偏置电流当被转换成相当磁场强度时成为线圈所 在的外部磁场的轴向对准分量1330毫高斯的负数。这是要被测量的磁 场强度的值的负数。
在点429或点424附近通过进行频率测量、沿已知的方向使偏置 电流按步改变、以及进行另一个频率测量并注意谐振频率对偏置的符 号，从而输出谐振频率对偏置电流的斜率被测量。如果斜率是负的， 则读数在点429附近，如果斜率是正的，则读数在点424附近。这是 一种可以作为本发明的一部分被使用的方法，用于确定两个目标工作 点中最接近用于驱动线圈的偏置电流值的特定的一个，因而确定测量 值应当归于两个点中的哪一个点。
曲线450表示例如图4所示的电路的一般的相位响应，其中利用 类似于用于曲线400的频率响应曲线的图9的磁场检测电感器来操作。 在作为曲线400和450依据的电路之间的许多操作条件是类似的，除 了在曲线400中，使用相位检测电路供给激励频率以相对于响应的相 位维持激励的相位为近似恒值，其最好非常接近用于LC电路的谐振 条件的相位。如在上面对曲线400的详细讨论中所述，由直线406表 示的额定67千赫的频率以及谐振工作点429、424对于用于磁场强度 测量的目标频率是一个好的选择。在作为曲线450的依据的图4的电 路中，驱动LC传感器组合的电路在功能上和图9的该电路类似，不 同之处有以下几点。第一，相位检测器输出不被用来产生用来驱动线 圈的激励频率，而是被输入到鉴相器，并且提供一种机构，用于读出 输出响应相对于驱动频率的相位的相位。其次，由许多相同的标准选 择的67千赫的驱动频率被选作为用于操作曲线400的谐振电路的目标 频率，选择该频率为近似常值的频率，利用该频率驱动作为曲线450 的依据的电路。于是曲线400表示图3和图4的输出。
下面给出一些用于设计和操作所述电路的一般的允许误差和设 计的考虑。最好这样选择参考相位输出值，以使得其近似等于当LC 电路在其谐振条件下振荡时的相位输出。这是优选的，因为当谐振电 路的操作接近于其谐振频率时，改变Q一般对输出相位的影响最小。 可能影响操作频率和参考相位的具体选择的另一个问题是，在保真度 上的滞后效应随选择的操作部分、被选择用于电路的频率型式的目标 频率、被选择用于相位电路的驱动频率和目标相位、以及用于预先调 节磁心和用于进行读数的偏置电流设置的序列、还有磁心材料以及用 于特定的磁心材料的退火处理而改变，利用所述滞后效应使得曲线的 操作部分逆转(retrace)。所述滞后效应可以被估算和进行合适的调 节，以便实现满意的操作。响应改变的偏置或磁场值的逆转的序列的 来自电路的输出值的高分辨率曲线是这种估算的有用的部分。
曲线450和400的一般形状和曲线450的区域451，452，453， 454，455相似，它们分别相应于曲线400的区域403，405，411，425 和426。参考相位输出456相应于目标输出频率406，工作点457和 458分别相应于429和424。使用具有曲线400的代表性的相位输出的 一般操作过程是：确定产生非常接近在点457和458所示的参考相位 输出值的相位输出的偏置工作点，并通过计算或直接校验确定用于在 目标相位输出值456下工作所需的偏置值。所述计算可以选择地使用 预测量的相位对偏流斜率，或直接内插或外插或其它可能的方法，以 便确定产生参考相位响应的偏置电流。点457和458处于曲线450和 直线456的两个交点上。这使得确定在点416和421的目标偏置值， 其几乎与对于曲线400的目标输出频率所确定的偏置值相同。当输出 相位被直接的或隐含的参考代替以输出频率时，以及当在曲线450上 的相应的点或区域被曲线400上的点或区域代替时，实际上所讨论的 用于确定使电路在其目标输出频率下操作的偏置值的所有方法都直接 地适用于电路的相位输出方式。这些直接类似的特征和方法被认为是 整个发明的一部分。曲线450相对于曲线400在总体特征上的一个区 别在于相位响应曲线的平坦部分451和455，在一些实施例中，其可 以在曲线的末端折回。在这些算法中，应当仔细地确定各个区域，例 如曲线的区域453，不要把部分451或455误认为是所述区域453。用 于使问题简化的一种可选择的方法是通过设计确保例如所述的折回不 下降到直线460以下，并且为了分析的目的，用这样表示的值代替超 过表示直线460的限制值的所有输出相位读数。于是，这个限制值能 够容易地检验，并且对于在这些区域内曲线的非预期的斜率的改变， 不会增加随后计算的复杂性。取决于区域403中的曲线的负斜率或区 域426中的曲线的正斜率的用于电路的频率型式的任何算法通常必须 被修改，以便应用于相位输出型式，因为这个信息对于曲线450一般 是不能得到的。从另一个角度来看，曲线400的部分403和426的复 杂的形状可能使分析复杂化，尤其是用于确定所需的线性部分时，因 此，使对于曲线450的相应的部分具有相对平坦的响应在一些实施例 中是有利的。
图4和图9的电阻128/328上的电压决定传感器的偏置电流。如 这些例子中所示，需要精确的偏置设置，以便获得所需的磁场测量精 度，并且几毫安的偏置电流也是需要的。一些现有技术的电路使偏置 电流产生电阻用以下方式和一个模拟开关或其它的电子开关元件相 连，即，使得开关的电阻成为用于确定偏置电流的电阻的一部分。优 选实施例的结构是这样的，其中偏置电流基本上独立于用于传送偏置 电流的一个合适部分的任何电子开关的电阻，因而，也独立于这种元 件的匹配。优选实施例提供基本上等于通过每个示例电路的各个电阻 128和328的电流的偏置电流。在每个电路中，电阻128/328被连接在 高增益放大器的检测节点之间，所述高增益放大器随后又控制电阻两 端的偏置电流以确定其电压降。在每个电路中，对于一个给定的测量， 偏置电流只通过模拟开关132，136或140中的一个，并且电流输送开 关不在用于确定电阻128/328两端的电压的通路中。电流输送开关还 在基本上是电流源(current source)的或者换句话说具有高的电源阻 抗的通路中，以使得正常范围内的开关电阻对电路的谐振器件的谐振 响应具有最小的影响。此外，在较高的温度下，一般的成本较低的模 拟开关的电阻可能大于100欧姆，因此甚至对于通路中的一个开关， 运算放大器的操作范围的额定的正负1和1/2的电压的大部分用于提 供一个模拟开关上的电压降。在有源偏置电流输送通路中只有一个模 拟开关是有利的。因为N个检测线圈的一侧被连接在一起，故只需要 N+1个导体把分组的检测线圈配置在可被置于远离线圈位置设置的 电路中。
如这里所披露的，用于本发明的罗盘电路的处理器包括微控制 器，其用于接收来自磁力计的读数并计算被传递给行驶方向指示器的 车辆行驶方向。本领域技术人员应当理解，所述罗盘处理器可以由任 何形式的逻辑电路构成，包括但不限于，微处理器，编程的逻辑阵列， 或者各种离散的逻辑元件。此外，处理电路可以包括一个以上的处理 器或微控制器。例如，在附图中所示的微控制器可用于控制磁力计， 并从磁力计的传感器向第二处理器提供被定标的读数，然后用于计算 车辆的行驶方向。
不管结构如何，罗盘处理器最好能够自动地和连续地进行自校 准，从而计及由车辆本身和由车辆外部的物体产生的磁场干扰。本发 明的磁力计使用的具体的自动校准算法不是主要的。实际上可以使用 任何自动校准程序。合适的自动校准算法的例子在美国专利4807462， 4953305，5737226，5761094，5878370，6047237和6192315中披露 了。
按照本发明构成的磁力计可以低的成本构成，同时以1毫高斯的 分辨率维持正负3-5高斯的动态范围，这优于当前在市场上可得到的 用于车辆的电子罗盘。这种常规的磁力计具有大约正负3-3.5的范围 和3.5-5毫高斯的分辨率。
上面的说明仅仅是优选实施例。本领域技术人员和制造或使用本 发明的人员可以作出本发明的许多改型。因此，应当理解，附图中所 示的和上述的实施例只用于说明本发明，而不限制本发明的范围，本 发明的范围由按照包括等同原则的专利法解释的下面的权利要求限 定。