【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路のパルス幅変調により、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に係り、特にインバータ装置におけるコンバータ装置として好適な電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置の代表例には、周知のダイオードブリッジ回路がある。 しかし、このダイオードブリッジ回路は、電源電流に多くの高調波を含むという問題があり、さらには、
逆変換機能を持たないので、電源回生が行えないなどの問題がある。 【０００３】一方、このダイオードブリッジ回路の問題点に対応可能なコンバータ回路としては、例えばＰＷＭ
(パルス幅変調)電力変換装置がある。 しかし、このＰＷ
Ｍ電力変換装置は、ダイオードブリッジ回路では不要であった制御装置が必要になり、同じくダイオードブリッジ回路では原理的に存在しないスイッチング素子によるスイッチング損失が発生してしまうという問題があった。 【０００４】そこで、このようなＰＷＭ電力変換装置の問題点を軽減する一方式として、電流の瞬時値制御を省略した簡易な制御方式が、例えば、下記の文献に開示されている。 平成２年、電気学会論文誌Ｄ、１１０巻７
号、「力率制御方式三相電圧型ＰＷＭ制御電力変換装置」 【０００５】以下、この文献に開示されている従来技術について説明すると、この従来技術は、コンバータ装置で変換した直流電力を可変周波数の交流電力に変換するインバータ装置に関するもので、図２２は、その回路構成を示したものであり、１は３相交流電源、２は３相交流を直流に変換するコンバータ部、３は直流電圧を平滑するためのコンデンサ、４はインバータ部である。 【０００６】ここで、コンバータ部２は、グレンツ結線された自己消弧型スイッチング素子(又はスイッチング回路)２ａ〜２ｆと、これら各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード２ｇ〜２ｌ(エル)で構成されている。 同様にインバータ部４も、自己消弧型スイッチング素子(又はスイッチング回路)４ａ〜４ｆと、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード４ｇ〜４ｌで構成されている。 そして、このインバータ部４の交流側の出力には、誘導電動機５が接続されている。 【０００７】次に、６はリアクトルで、交流電流に含まれる高調波の中のＰＷＭ周波数成分を抑制する働きをするもの、７は交流電圧・電流検出器で、変流器７ａと計器用変成器７ｂにより、それぞれ交流電圧と交流電流を検出する働きをするもの、８は直流電圧検出器、９は力率検出器で、交流電圧・電流検出器７で検出した交流電圧と交流電流から、力率を検出する働きをするものである。 【０００８】さらに、１０はＰＬＬ制御回路で、力率を一定に保つための位相指令αを出力するもの、１１は直流電圧制御回路で、直流電圧検出器８で検出した直流電圧を設定値に調整するための変調度指令Ｍを出力するもの、１２は正弦波ＰＷＭ制御信号発生器で、スイッチング素子２ａ〜２ｆの点弧(ＯＮ)・消弧(ＯＦＦ)指令１２
ａ〜１２ｆを出力するもの、１３はインバータ側の正弦波ＰＷＭ制御信号発生器で、スイッチング素子４ａ〜４
ｆの点弧(ＯＮ)・消弧(ＯＦＦ)指令１３ａ〜１３ｆを出力するものである。 【０００９】図２３は、正弦波ＰＷＭ制御信号発生器１
２の動作を説明するための図で、交流電圧信号ＥＲよりもαだけ進んだ位相で振幅変調率Ｍの変調波を合成し、
三角波形の搬送波との大小に応じて、スイッチング素子２ａ、２ｄの点弧・消弧指令１２ａ、１２ｄを出力する。 【００１０】図２４は、交流電源電圧ＥＲ、電流ＩＲ、
交流リアクトル電圧降下ＥＸとコンバータ電圧ＥＣの関係を示す１相分のベクトル図で、変調度Ｍが負荷状態で決まる臨界変調度ＭＣ以上であれば、位相指令αを調整することにより、常に力率１にする制御が可能であるとされている。 また、インバータ側の負荷変動が小さい場合は、変調度Ｍを１に近い値に固定しておけば良く、この場合には、必ずしも変調度Ｍを調整するための直流電圧制御回路１１は必要ないとされている。 【００１１】従って、図２２に示したインバータ装置のコンバータ部２によれば、ダイオードブリッジ回路よりも高調波電流が抑制でき、且つ、通常のＰＷＭ電力変換装置で必要とされる交流電流制御を省略することができる。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、動作の安定性保持と効率向上についての配慮が充分にされているとは言えず、以下に説明するように、動作状態が変動したときの運転の継続性と、スイッチング素子又はスイッチング回路での損失の低減の点に問題があった。 上記従来技術によれば、確かにダイオードブリッジ回路よりも高調波電流が抑制でき、通常のＰＷＭ電力変換装置で必要とされる交流電流制御も省略できる。 【００１３】しかし、交流電源電圧低下時や不平衡時にも運転を継続する必要がある場合には、交流リアクトル６のインダクタンス値を大きくして過電流を抑制するか、コンバータ部２を構成している素子や部品の容量を大きくして、過電流にも充分に耐えられるようにする必要があるという問題がある。 【００１４】また、上記従来技術では、直流電圧制御回路を省略することができるが、この場合、通常時はインバータ側の負荷変動が小さいとしても、過渡的に、例えばインバータ負荷の交流電動機に直結された機械の負荷トルクが急増したときなどには直流電圧低下が大きくなって、運転が継続できなくなってしまうという問題がある。 【００１５】本発明の目的は、交流電流と直流電圧の制御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続した運転が保て、しかもスイッチング素子又はスイッチング回路による損失の低減による高効率化が充分に得られるようにしたＰＷＭ電力変換装置を提供することにある。 【００１６】 【課題を解決するための手段】上記目的は、３相交流電源とコンデンサを有する直流平滑回路との間で、互いに逆並列接続された自己消弧型スイッチング回路とダイオード回路をアームとしたパルス幅変調電力変換装置において、前記３相交流電源のうち相電圧の振幅が最小になった相に接続されたアームについては、前記スイッチング回路をパルス幅変調制御し、残りの２相に接続されたアームについては、順変換動作時には前記ダイオード回路に通流させ、逆変換動作時には前記スイッチング回路が通流するように制御することにより達成される。 更に、このとき、交流電源側の異常を検出して全スイッチング回路への点弧指令を阻止し、異常検出終了後に阻止を解除するようにしてもよい。 【００１７】次に、上記の手段により本発明の目的が達成される理由について、図２５に示す周知のダイオードブリッジによるコンバータ回路と比較しながら、以下に説明する。 まず、図２５に示すようなダイオードブリッジによるコンバータ回路では、これも周知の通りであるが、図２６に示すように、交流電源電流ＩＲの波形が正弦波形から大きく離れた歪波形になり、この結果、大きな高調波電流が含まれてしまい、種々の障害の原因となる。 【００１８】そこで、この対策として、交流リアクトルのインダクタンス値を大きして、高調波電流を抑制する方法があるが、この場合でのダイオードブリッジコンバータ回路の動作を、次の(1)式、すなわち、 【００１９】 【数１】

【００２０】によりαβ軸に座標変換して平面上に表示すると、図２６の電流波形に対応する交流電流の軌跡は図２７に示すようになり、コンバータ電圧の軌跡は図２

８に示すようになる。 なお、この(1)式において、ｆは変数一般を表す。 【００２１】そして、図２６のＡ点〜Ｉ点での電流電圧は、各々図２８及び図２８のＡ点〜Ｉ点に対応する。 このとき、交流電源電圧は一定半径の円周上を等角速度で回転しており、従って、これと、コンバータ電圧軌跡との差が交流リアクトル電圧となり、交流電流の軌跡と電圧の軌跡は、共に６０゜周期で対称となっている。 なお、以下の説明では、図２６に示したＲ相の電流波形で説明するが、他のＳ相とＴ相についても対称であり、同じである。 【００２２】まず、図２７の電流軌跡で、ＢＣ間やＥＦ

間のように、原点Ｏから放射状に変化する期間は、図２

６の波形では、３相のうちの２相に電流が流れる期間に対応する。 次に、図２８のコンバータ電圧軌跡上では、

２相通流期間は回転角速度が小さく、転流期間であるＡ

Ｂ間やＧＨ間では回転角速度が大きい。 そして、交流リアクトルのインダクタンスを大きくすると、交流電流が抑制されるのは、転流期間が長くなって角速度が小さくなり、結果的に電圧軌跡の回転が等角速度に近づくためであり、従って、コンバータ電圧軌跡が、同じく６角形のままでも、仮に等角速度で回転させることができれば、高調波電流は更に低減させることができる。 【００２３】ここで、本発明における「３相交流電源のうち、絶対値が最小の相に接続されたアームについては、そのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、」という手段は、電圧軌跡を等角速度で回転させるように作用する。 【００２４】一方、ダイオードブリッジによるコンバータ回路は、何も制御しないにもかかわらず、直流側の負荷急変時にも直流電圧はほぼ一定に自動調整され、従って、交流リアクトル無しでも、交流電源側変動時でも安定して運転が継続できるという長所を備えている。 これは、図２８に示すコンバータ電圧軌跡の６角形の大きさが、平滑コンデンサの直流電圧に比例するため、直流負荷が変動しても、それに応じて自動調整されるからであり、しかもＰＷＭ電圧変換器のように変調度が１以下に抑えられていないため、直流電圧の変動率が小さく抑えられていることによる。 【００２５】従って、本発明では、３相交流電源のうち絶対値が大きい２相を連続点弧させていることにより、

電圧軌跡の大きさが直流電圧に比例し、しかもダイオードブリッジコンバータ回路に近い直流電圧特性が得られることになる。 【００２６】この結果、自己消弧型スイッチング素子への点弧指令を全て阻止してダイオードブリッジコンバータ回路と同等の動作に移行するときも、点弧指令を再起動するときも、コンデンサ電圧の変動は殆どなく、交流電源異常時にも直流負荷側の運転が継続できることになる。 【００２７】また、本発明によれば、３相交流電源のうち絶対値が大きい２相のスイッチング素子が連続点弧させられるため、スイッチング動作頻度が少なくなっているので、その分、スイッチング損失が減少し、効率が向上する。 【００２８】 【発明の実施の形態】以下、本発明によるパルス幅変調電力変換装置について、図示の実施形態により、詳細に説明する。 まず、始めに、各実施形態におけるスイッチング素子の動作モードを図２９に示す等価回路により定義した上で説明する。 この図２９において、３個のスイッチＳＲ、ＳＳ、ＳＴは、Ｒ、Ｓ、Ｔの各相に対応し、

その＋１は上アームの導通を表し、−１は下アームの導通を表している。 そうすると、これらのスイッチの動作モードは、次の(表１)に示すように、８種類になる。 【００２９】 【表１】 【００３０】ここで、直流電圧ＶＤＣが一定であるとした上で、各モードでコンバータが発生する電圧を、先の

(1)式によりαβ軸に座標変換して示すと、図３０の通りになる。 そこで、この図３０で、モード１のＡ点とモード２のＢ点でスイッチ状態が違うのはスイッチＳＳだけであり、スイッチＳＲは＋１側のまま、スイッチＳＴ

は−１側のままで、何れもスイッチ状態は変わらない。 【００３１】そこで、いま、スイッチＳＲとスイッチＳ

Ｔが固定で、スイッチＳＳだけがＰＷＭ変調され、このとき、−１側に接続される時間の比率がγ、＋１側に接続されている時間の比率を(１−γ)とすれば、コンバータ電圧の軌跡は、この図３０に示すように、ＣＢ／ＡＢ

＝γとなり、従って、γを１から０に連続的に変化させると、軌跡はＡ点からＢ点に移動する。 更に、軌跡の位相θとγの間には、次の(2)式に示す関係があり、これより位相θが一定角速度となるための条件が求まる。 【００３２】 【数２】 【００３３】以上は、点ＡＢ間の移動についてであるが、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させるための条件を求めると、次の(3)式に示すようになり、ＰＷ

Ｍ変調されるスイッチは図３１に示すようになる。 【００３４】 【数３】 【００３５】例えば、この図３１において、位相がθ

₁

のとき、スイッチングされるのはスイッチＳＲで、その−１側の通流率は長さＡＢ、＋１側の通流率は長さＢＣ

であることが判る。 そこで、この図３１に従って、３個のスイッチのうちの１個を順番にＰＷＭ制御したとすると、このときのコンバータ電圧(Ｒ相)は図３２に示すようになる。 なお、この図３２では、ＰＷＭ制御による脈動分を除いた平均電流値で示してある。 【００３６】この結果、３相交流電源のうち、絶対値が最小の相に接続されたアームについては、そのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、残りの２相に接続されたアームについては、順変換動作時にはダイオードに通流し、

逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流するように制御されることになり、この図３２の電圧波形の場合には、基本波に対して５次と７次の高調波が各々約３

％、１１次と１３次の高調波が各々約０．８％となる。

これが、本発明の第１の実施形態で、コンバータ電圧の軌跡が、図３０に示すように、６角形になるように制御する点を基本としたものであるので、以下、これを６角形基本型の実施形態と呼ぶ。 【００３７】既に説明したしたように、高調波電流の大きさは交流リアクトルのインダクタンス値で決まるが、

この６角形基本型の実施形態の場合には、上記したように、同じインダクタンス値でも、ダイオードコンバータ回路よりも高調波電流が抑制できることが判る。 【００３８】次に、図３３は、コンバータ電圧の軌跡が１２角形になるようにして、５次と７次の高調波成分が理論上、無くなるようにした場合を示したもので、以下、この実施形態を１２角形基本型の実施形態と呼ぶ。

この図３３において、Ｅ点とＦ点は、各々角度ＡＯＥ、

角度ＡＯＦが１５゜の位置で、Ｃ点は線分ＡＢ上で角度ＡＯＣが位相θとなる位置にある。 そして、図３３のＣ

点は、図３０のＣ点と同じであり、従って、スイッチＳ

Ｓの＋１側に接続される時間の通流率γ

₁を、次の(4)

式で決まる値にすることにより、この図３３による制御が実現できる。 【００３９】 【数４】 【００４０】ここで、電圧軌跡を１２角形上にするためには、更に電圧ベクトルをＤ点に移す必要があるが、このためには、表１に示したモード７からモード８の通流期間を設ければ良い。 この場合、Ａ点からＥ点にいたる軌跡上では、モード１の期間の方がモード２の期間よりも長いので、Ｏ点の電圧ベクトルはモードＡからスイッチＳＲを−１に変えてモード７にするのであるが、ここで、モード７の期間の比率をγ

₂とすれば、ＯＤ／ＯＣ

＝１−γ

₂となる。 【００４１】一方、線分ＯＤと線分ＯＣには、次の(5)

式の関係がある。 【００４２】 【数５】 【００４３】従って、位相θとγ

₂を、次の(6)式で表される関係にすれば良い。 【００４４】 【数６】 【００４５】以上の結果、電圧ベクトルＤ点は、モード１の期間の比率を(１−γ

₂ )×γ

₁ 、モード２の比率を

(１−γ

₁ )×(１−γ

₂ )、そして、モード７の比率をγ

₂

とすることにより実現できる。 ところで、以上のことは、Ｃ点が線分ＧＥ上にある場合であるが、線分ＥＨ上にある場合はγ

₂ ＝０となり、従って、先の図３０の６

角形の場合と同じように通流率を制御してやればよい。 【００４６】次に、以上は線分ＡＨ間での移動の場合であるが、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させるための条件を求めると、図３２に示すようになる。 この図３２で、例えば位相がθ

₂のとき、スイッチングされるのはスイッチＳＳとスイッチＳＲで、スイッチＳＳの−１側の通流率が線分ＡＢ、＋１側の通流率が線分Ｂ

Ｄ、スイッチＳＲの−１側の通流率が線分ＡＣ、＋１側が線分ＣＤとなる。 【００４７】そして、この図３４に従って３個のスイッチをＰＷＭ制御したときには、３相交流電源のうち、絶対値が最小の相に接続されたアームについては、そのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、残りの２相に接続されたアームについては、順変換動作時にはダイオードに通流し、逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流するように制御されることになり、このときのコンバータ電圧(Ｒ相)は、図３５に示すようになる。 【００４８】この図３５の電圧波形の場合、基本波に対して５次調波と７次調波は理論的に無くなり、１１次１

３次調波が各約０．８％となり、従って、この１２角形基本型の実施形態によれば、図３２の６角形基本型の実施形態の場合よりも更に高調波電流が抑制できることが判る。 【００４９】次に、本発明の各実施形態の具体例について説明する。 まず、図１は、上記した６角形基本型の実施形態の具体例で、ここで、図２２に示した従来技術と同一の要素については、同じ符号を付してあり、その詳しい説明は省略する。 なお、この実施形態でも、直流側の負荷の例として、インバータ部４が示されているが、

本発明の実施形態は、インバータには限定されず、どのような直流負荷の場合でも実施可能である。 【００５０】１４は電圧検出装置で、グレンツ結線されたフォトカプラ１４ａ〜１４ｆと、電流抑制用抵抗１４

ｇとで形成され、３相交流電源１の各相の電圧ＥＲ、Ｅ

Ｓ、ＥＴから最大電圧検出信号１５ａ〜１５ｆを検出する働きをする。 ここで、最大電圧検出信号１５ａ〜１５

ｆは、それぞれフォトカプラ１４ａ〜１４ｆが導通したときレベル１、開放したときレベル０となる。 １６は最小電圧検出回路で、図示の通りの論理積回路の組み合わせからなり、最小電圧検出信号１７ａ〜１７ｆを出力する働きをする。 【００５１】１８は交流電圧制御回路で、ＰＷＭ点弧指令１９ａ〜１９ｆを出力する働きをするが、詳細は後述する。 ２０はドライバ回路で、ＰＷＭ点弧指令１９ａ〜

１９ｆと最大電圧検出信号１５ａ〜１５ｆを入力とする論理和回路及び増幅器とで形成され、コンバータ部２の各スイッチング素子２ａ〜２ｆに対する点弧指令２１ａ

〜２１ｆを出力する働きをする。 【００５２】ここで、本発明の実施形態としては、自己消弧型スイッチング素子(回路)２ａ〜２ｆとダイオード

(ダイオード回路でもよい)２ｇ〜２ｌが、各々独立した素子又は回路を逆並列接続した例で示してあるが、この他にも種々の例があり、例えば自己消弧型スイッチング回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上に設けた、

例えば逆並列ダイオード付きＧＴＯサイリスタをグレンツ結線したものでも全く同様の動作となる。 なお、このことは、以下の実施形態でも同じである。 【００５３】次に、図２により、交流電圧制御回路１８

について詳細に説明する。 まず、最小電圧検出信号１７

ａ〜１７ｆを立ち上がり検出回路１８ａ〜１８ｆに入力し、各パルスの立上りを表すパルス出力信号を発生させ、それらを論理和回路１８ｇに供給する。 次に、この論理和回路１８ａの出力をカウンタ１８ｈに入力し、位相信号θを出力させ、それぞれ関数発生器１８ｉ、１８

ｊに供給する。 【００５４】図３は、カウンタ１８ｈの動作を示したもので、図示のように、このカウンタ１８ｈは、入力パルスが現われる毎にリセットされ、同時に再スタートしてカウントアップを開始し、位相信号θを発生する。 このとき、上記したように、この実施形態では、θｍａｘ

が位相６０゜相当に設定してあり、従って、カウンタ１

８ｈの出力は設定値θｍａｘを超えぬよう制限されている。 【００５５】そこで、これらの関数発生器１８ｉ、１８

ｈは、この位相信号θに応じて通流率を出力するが、このとき、図示のように、関数発生器１８ｉでは、通流率が位相信号θに応じて０から増加し、入力位相６０゜相当で１に達して飽和する特性の通流率が発生され、関数発生器１８ｊでは、位相信号θが０のとき通流率が１

で、それから減少し、位相６０゜相当で０に飽和する特性の通流率が発生されるようになっている。 【００５６】このため、これら２台の関数発生器１８

ｉ、１８ｊの出力の和は、常時、ほぼ１となり、これにより、通流率が(2)式の値に近づくよう、スイッチング素子に必要な休止期間を考慮した折れ線近似による設定がなされていることになる。 【００５７】一方、クロック発生器１８ｋの出力により同期して動作する２台の搬送波発生器１８ｍ、１８ｎが設けてあり、これらから三角波形の搬送波信号が発生されており、これらの搬送波信号と関数発生器１８ｉ、１

８ｊの出力が比較器１８ｐ、１８ｑに入力される。 【００５８】そこで、これらの比較器１８ｐ、１８ｑ

は、これらの比較結果としての点弧指令１９ｇ、１９ｈ

を出力し、これらは最小電圧検出信号１７ａ〜１７ｆで開閉操作されるアナログスイッチ１８ｒに入力される。

図４は、これら比較器１８ｐ、１８ｑの動作を示したもので、図示のように、通流率指令と搬送波の大小比較により点弧指令を出力するようになっている。 【００５９】アナログスイッチ１８ｒは、複数個の切換接点形のスイッチ素子で構成され、最小電圧検出信号１

７ａ〜１７ｆがレベル１のとき、図示のように切り替わって点弧指令信号１９ｇ、１９ｈを出力し、レベル０のときは、図示と反対に切り替わり、０信号(共通電位信号)を出力する。 この結果、アナログスイッチ１８ｒの出力信号を入力とする論理和回路１８ｓからの出力が、

各スイッチング素子(回路)へのＰＷＭ点弧指令１９ａ〜

１９ｆとなり、図３２に示す制御が得られることになる。 ここで、関数発生器での折れ線近似を省略して上限１下限０のリミッタのみとすることもできるが、そうした場合に比して、この実施形態によれば、高調波を抑制する効果が大きいという利点がある。 【００６０】次に、図５は、本発明の他の実施形態で、

この図において、２２は電圧位相検出装置で、２３は外部設定器であり、電圧位相検出装置２２は、外部設定器２３で補正された電圧位相信号θを出力する働きをする。 ２４は通流率演算用の関数発生器で、ＲＳＴ各相の通流率指令２５ａ〜２５ｃを出力する働きをする。 【００６１】２６ａ〜２６ｄは比較器で、搬送波発生器２７からの搬送波信号と通流率指令との大小を比較し、

各々ＲＳＴ各相に接続されたスイッチング素子(回路)への点弧指令を発生する働きをするもので、これら比較器２６ａ〜２６ｄの出力は増幅器２８を介して点弧指令２

９ａ〜２９ｆとなり、各々スイッチング素子(回路)２ａ

〜２ｆに供給される。 【００６２】なお、その他の構成は、図１の実施形態と同じである。 【００６３】３０は交流電流計で、外部設定器２３により位相補正値αを調整するときに使用されるもので、このとき、位相補正値αは、コンバータ定格負荷時の電流振幅が最小で力率が１となるように設定する。 【００６４】図６は電圧位相検出装置２２の構成例である。 この図６において、まず、２２ａはローパスフィルタ(低周波濾波器)で、電圧信号の高調波成分を除去する目的で設けられているものである。 そして、この実施形態では、このローパスフィルタ２２ａは、電源周波数信号を入力すると、出力信号が約３０゜遅れるように設定してあり、これにより、出力信号はＥＲ相電圧とほぼ同位相となる。 ２２ｂは比較器で、ローパスフィルタ２２ａの出力信号を入力し、この信号が正のとはレベル１、負のときはレベル０となる信号を出力する。 【００６５】２２ｃは立ち上がり検出パルス発生器で、

２２ｄはパルスシフト回路であり、この実施形態では、

立ち上がり検出パルス発生器２２ｃの出力パルスは、３

相交流電源１の相順がＥＲ→ＥＳ→ＥＴで、三相が平衡で且つ周波数が一定の状態を前提として、ＥＲ相の相電圧が正のピーク時の位相をθ＝０とし、更に外部設定器２３で手動設定した位相補正値αだけパルスをシフトするパルスシフト回路２２ｄを介して出力される。 【００６６】２２ｅはカウンタで、パルスシフト回路２

２ｄから出力されるパルスを入力として動作し、電圧位相信号θを出力するものであり、従って、このカウンタ２２ｅの動作は、図１の実施形態でのカウンタ１８ｈと同じてあるが、この実施形態では、θｍａｘを位相３６

０゜相当に設定してある。 【００６７】図７は、電圧位相検出装置２２の各部〜

の波形を示したもので、図８は、関数発生器２４の設定例を示したものである。 この実施形態では、図３１の特性を折れ線近似したもので、Ｓ相通流率指令はＡ点とＢ点を通る折れ線で近似し、この結果θ＝３０゜では通流率０．５のＣ点を通過する。 【００６８】図９は、比較器２４ｄ〜２４ｆの動作を示したもので、通流率指令と搬送波の大小比較により点弧指令、を出力する。 そして、点弧指令との間には、アーム短絡を防止するための休止区間ＴＤが設定されるようになっている。 【００６９】この実施形態によれば、ローパスフィルタ２２ａにより高調波成分が除去されるため、３相交流電源１が持つ電源インピーダンスの影響により現われる電圧脈動によって、パルスの立ち上がりの検出が乱れ、カウンタに誤動作が現われるが抑制されるので、安定した制御が得られる。 また、交流リアクトルによるインピーダンス降下分を位相補償し、運転力率を定格出力付近での運転力率を１に保つことができるので、入力電流が抑制できるという効果がある。 【００７０】次に、図１０も本発明の実施形態で、３１

はディジタル演算装置を用いた電圧位相検出器で、各相の電圧位相θＲ、θＳ、θＴを出力する働きをする。 このときの具体的な演算方式としては移動式フーリエ変換を用いた方式が知られており、例えば特開平１−２３１

６８２号公報、特開平１−２８３０１５号公報に、演算装置内部の誤動作まで考慮した電圧位相演算方式が開示されているので、それらを用いればよい。 【００７１】各相の電圧位相θＲ、θＳ、θＴを表す位相検出信号は加算器３２ａ〜３２ｃにより、外部設定器２３から出力される補正値αによって補正される。 ３３

ａ〜３３ｃは通流率演算用の関数発生器で、Ｒ相について関数発生器３３ａは、図５の実施形態における関数発生器２４と同じ構成、すなわち、図８のＲ相通流率設定関数を用いた構成になっている。 Ｓ相とＴ相については、関数発生器３３ｂ、３３ｃに入力される位相信号がＲ相と同様に、正のピーク値でθ＝０になる信号なので、関数発生器はＲ相と同じ設定で良い。 【００７２】なお、その他の構成は、図１の実施形態と同じである。 【００７３】この実施形態によれば、各相で個別の電圧位相に応じて通流率が制御されるので、交流電源側の異常によって逆相電圧が発生した場合などでも、コンバータ入力電流の乱れを抑えることができる。 【００７４】次に、図１１は、上記した１２角形基本型の実施形態の具体例である。 この図１１の例では、図１

０の実施形態と同じく、ディジタル演算装置３１を用いた場合を示しており、図１０の実施形態との相違点は、

通流率演算用の関数発生器３３ａ〜３３ｃが関数発生器３４ａ〜３４ｃに変わっている点だけで、その他の部分は同一である。 【００７５】図１２は、関数発生器３４ａ〜３４ｃでの設定特性の詳細で、各相とも同一である。 ここで、この実施形態と、図８のＲ相の設定との相違は、位相θが０

゜と１８０゜を中心にした、それぞれ３０゜の区間だけで、その他の区間では同一の折れ線近似による設定になっている。 【００７６】そして、この実施形態では、上記の(6)式にθ＝０゜を代入して得られる値から、まず、Ａ点では０．８６６と小さくし、前後では直線的に１に変化するようになっており、次に、Ｂ点では０．１３４と大きくし、同じく前後で直線的に１に変化するようになっている。 従って、この図１１の実施形態によれば、図１０の実施形態と同じ効果を得ながら、第５次と第７次の高調波を抑制することができる。 【００７７】なお、この図１１の実施形態では、図１０

と同じく、ディジタル演算装置３１を用いた場合を示したが、図５の実施形態と同じく、電圧位相検出装置２２

と組み合わせて実施しても良く、この場合は、関数設定器３４ａ〜３４ｃは、各相のパターンを１２０゜ずつシフトして出力することになる。 【００７８】次に、図１３は、運転力率を自動的に制御するようにした、本発明の一実施形態である。 図において、まず３５は電圧電流変成器で、交流波形信号を検出する働きをする。 次に３６は無効電力検出器で、電圧電流変成器３５から入力された交流波形信号から無効電力を検出し、その検出値Ｑｍを発生する働きをする。 ３７

は無効電力制御回路で、無効電力検出値Ｑｍが指令値Ｑ

ref に一致するように、位相補正指令αを出力する働きをする。 【００７９】そして、この位相補正指令αは、図１０の実施形態とと同じく、加算器３２ａ〜３２ｃに供給され、各相の位相信号θが補正されるようになっていおり、その他の構成は、図１０の実施形態と同じである。 【００８０】図１４は無効電力制御回路３７の一例で、

指令値Ｑref と無効電力検出値Ｑｍの差を、増幅器３８

と上下限出力リミッタ付き積分器３９からなる比例積分回路に入力し、リミッタ回路４０を介して位相補正指令αを出力するように構成されている。 ここで、通常は、

指令値Ｑref を０に設定して動作させ、力率１とする。

従って、この図１３の実施形態によれば、常に運転力率が指令値Ｑref になるような制御が働くことになり、この結果、直流負荷４が急変した場合や、さらには、コンバータ部２が回生運転になってしまった場合でも、運転力率を１に保つことができる。 【００８１】次に、図１５は、図１３の実施形態におけるインバータ部４の制御回路の具体例を示したものであり、インバータ部４の構成は、図２２に示した従来技術の場合と同じである。 インバータ部４の交流側に電流変成器４１を設け、これにより計測した交流電動機５の電流信号を電流制御回路４２に供給する。 また、交流電動機５に直結した速度検出器４３を設け、速度制御回路４

４で電流指令４５を出力し、これも電流制御回路４２に供給する。 これにより、電流制御回路４２は電流指令４

５に電流信号が一致するように変調率指令γＵ、γＶ、

γＷを正弦波ＰＷＭ制御信号発生器に出力する。 【００８２】この場合、インバータ部４側で電流が制御されるため、コンバータ部２と平滑コンデンサ３から見て、インバータ側は可変直流電流源特性となっている。

しかして、この実施形態では、コンバータ部２は、インバータ側の直流電流変動に対しても、ダイオードブリッジと同様に、その出力直流電圧が変動することがないので、応答性良く交流電動機５の出力を制御することができる。 【００８３】次に、図１６は、電圧保護機能を備えた本発明の一実施形態で、図において、４６は交流電圧検出器で、電圧位相検出器３１と同じく、移動式フーリエ変換を用いて交流電源１の正相電圧振幅ＶＰと、逆相電圧振幅ＶＮを出力する働きをする。 ４７は交流電圧保護回路で、電圧振幅信号ＶＰとＶＮに応じて制御指令信号Ｃ

ＴＲと電磁開閉器４９に対する開閉指令Ｍｇを出力する働きをする。 なお、この電磁開閉器４９には補助接点が設けてあり、開閉動作確認用の信号が得られるようになっている。 ４８は論理和回路で、制御指令信号ＣＴＲがレベル０のとき、比較器２６ａ〜２６ｄの出力が増幅器２８に供給されるのを阻止する働きをする。 なお、その他の構成は、図１３の実施形態と同じである。 【００８４】図１７は、交流電圧保護回路４７における電圧比較特性を示したもので、正相電圧振幅ＶＰが設定値ＶＰ１以下になったとき、低電圧検出信号ＶＰ５９がレベル１になる。 そして、この実施形態では、図示のように、履歴特性が持たせてあり、正相電圧振幅ＶＰが設定値ＶＰ２よりも大きくならなければ、低電圧検出信号ＶＰ５９がレベル０に復帰しないようになっている。 また、逆相電圧検出信号ＶＮ５９は、逆相電圧振幅ＶＮが設定値ＶＮ１よりも大きくなったときレベル１になり、

設定値ＶＮ２よりも小さくなったときレベル０に復帰するようになっている。 【００８５】また、図１８は、交流電圧保護回路４７の具体例で、継電器保護連動回路で構成されている。 そして、まず継電器Ｖ３０は、電圧振幅信号ＶＰ５９、ＶＮ

５９がレベル１のときに励磁される。 また、継電器Ｒ１

は、手動スイッチからの始動指令ＳＴＲと停止指令ＳＴ

Ｐにより制御され、その接点により電磁開閉器４９への開閉指令ＭｇとタイマーＴ１を制御する。 そこで継電器Ｒ１により電磁開閉器４９が閉路され、平滑コンデンサ３がコンバータ部２のダイオード回路で充電される時間をタイマーＴ１で確保した後、接点Ｔ１の閉成動作により制御指令信号ＣＴＲがレベル１となり、これによりスイッチング素子(回路)に対する点弧指令の阻止が解除され、コンバータ動作が開始し、通常の運転状態に入る。 【００８６】電圧異常時には、継電器Ｖ３０のｂ接点動作(常閉接点の開放動作)により制御指令信号ＣＴＲはレベル０となり、点弧指令は停止するが、Ｖ３０がレベル０に復帰すると同時に再度ＣＴＲはレベル１となる。 一方、タイマーＴ２は、継電器Ｖ３０で検出された電圧異常が設定時間値よりも継続した場合に、継電器Ｖ８６を励磁して非常停止信号Ｘ８６を動作させ、運転を停止させるようになっている。 ここで接点Ｚ８６は、図示されていない他の非常停止保護装置、例えば過電流保護継電器により開閉制御される。 【００８７】次に、図１９のタイミング図により、この交流電圧保護回路４７の動作について説明する。 いま、

時刻ｔ１で始動指令ＳＴＲが付勢されたとすると、ここでタイマーＴ１が動作開始し、電磁開閉器４９が動作遅れ時間後に閉路する。 時刻ｔ２になってタイマーＴ１が閉路すると、運転指令信号ＣＴＲがレベル１になり、スイッチング素子(回路)の点弧制御が開始される。 そして、時刻ｔ３で停止指令ＳＴＰが付勢されたとすると、

ここで停止状態に戻る。 以上が通常の運転停止動作である。 【００８８】次に、こんどは、時刻ｔ４で再度ＳＴＰが付勢され、時刻ｔ５でＣＴＲがレベル１となって運転が開始したあと、時刻ｔ６からｔ７の期間で電圧異常信号Ｖ３０が検出されたとする。 そうすると、この時刻ｔ６

からｔ７の期間はＣＴＲがレベル０となってスイッチング素子(回路)の点弧は停止されるが、電磁開閉器４９は閉路されたままなので、コンバータ部２のダイオード２

ａ、２ｌ(エル)による整流動作により運転が継続される。 【００８９】そして、時刻ｔ８で電圧異常が検出された後、タイマーＴ２の設定時間値まで異常が継続されたとすると、時刻ｔ９でＶ８６が励磁され、これにより、さらにＸ８６が励磁されてタイマーＴ１が開路される。 これにより、今度は電磁開閉器４９が遅れ時間をもって開路され、その補助接点×Mgが開いてタイマーＴ２の励磁を解き、非常停止動作になる。 この間、Ｖ８６の励磁は保持されるが、その後、時刻ｔ１０でＲＳＴが付勢されるので、リセットされることになる。 【００９０】この実施形態によれば、交流電圧の異常でコンバータ部２に過電流が流れる前にダイオードブリッジによる運転に移行する動作が得られることになり、この結果、コンバータ部２を構成するスイッチング素子

(回路)２ａ〜２ｆの容量を小さくすることができる。 【００９１】次に、図２０は、電流保護機能を備えた本発明の実施形態である。 図において、まず５０、５１は交流過電流検出器で、各々交流電流ＩＲ、ＩＳの絶対値が設定値を超えたとき、レベル１になる出力信号ＣＲ５

１、ＣＳ５１を発生する働きをする。 次に５１は、交流電流保護回路で、過電流検出出力信号ＣＲ５１、ＣＳ５

１に応じて制御指令信号ＣＴＲと電磁開閉器４９への開閉指令Ｍｇを出力する働きをする。 なお、その他の構成は、図１６の実施形態と同じである。 【００９２】図２１は、交流電流保護回路５２の具体例で、図１８に示した交流電圧保護回路４７におけるＶＰ

５９、ＶＮ５９が、各々ＣＲ５１とＣＳ５１に置き換わった構成になっている。 ここでＣＲ５１、ＣＳ５１がレベル１のとき、継電器Ｃ３０が励磁される。 電流異常時には、この継電器Ｃ３０のｂ接点動作により制御指令信号ＣＴＲがレベル０となり、点弧指令が停止するが、継電器Ｃ３０がレベル０に復帰すると同時に再度ＣＴＲはレベル１となる。 【００９３】一方、タイマーＴ２は、Ｃ３０で検出する電流異常が設定時間値を越えて継続した場合、継電器Ｃ

８６を励磁し、非常停止信号Ｘ８６を動作させ、運転を停止させるようになっている。 ここで、Ｚ８６は、図示されていない他の非常停止保護装置により開閉制御されるものである。 従って、この図２０の実施形態によれば、交流電流が過電流状態になったときでも、それを検出してコンバータ部２のスイッチング動作が自動的に停止されるので、スイッチング素子(回路)２ａ〜２ｆを確実に保護することができる。 【００９４】なお、以上の実施形態では、自己消弧型スイッチング素子(回路)２ａ〜２ｆとダイオード(ダイオード回路でもよい)２ｇ〜２ｌが、各々独立した素子又は回路を逆並列接続した例で示してあるが、上記したように、この他にも種々の例があり、例えば自己消弧型スイッチング回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上に設けた、例えば逆並列ダイオード付きＧＴＯサイリスタが用いられており、従って、本発明も、これらの例えば逆並列ダイオード付きＧＴＯサイリスタなどを用いて実施してもよいことは言うまでもない。 【００９５】 【発明の効果】本発明によれば、交流電流と直流電圧の制御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続した運転が保てるので、構成が簡略化でき、しかも信頼性の高いパルス幅変調方式の電力変換装置を容易に提供することができる。 また、本発明によれは、スイッチング素子(回路)のスイッチング頻度を少なくすることができるので、スイッチング損失が低減され、高効率のパルス幅変調電力変換装置を容易に提供することができる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第１
の実施形態を示すブロック回路図である。 【図２】第１の実施形態における交流電圧制御回路の一具体例を示す回路図である。 【図３】第１の実施形態におけるカウンタの動作の説明図である。 【図４】第１の実施形態における比較器の動作説明図である。 【図５】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第２
の実施形態を示すブロック回路図である。 【図６】第２の実施形態における電圧位相検出装置の一具体例を示すブロック図である。 【図７】第２の実施形態における電圧位相検出装置の動作説明図である。 【図８】第２の実施形態における関数発生器の設定特性の説明図である。 【図９】第２の実施形態における比較器の動作説明図である。 【図１０】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック回路図である。 【図１１】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第４の実施形態を示すブロック回路図である。 【図１２】第４の実施形態における関数発生器の設定特性の説明図である。 【図１３】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第５の実施形態を示すブロック回路図である。 【図１４】第５の実施形態における無効電力制御回路の一具体例を示すブロック図である。 【図１５】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第６の実施形態を示すブロック回路図である。 【図１６】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第７の実施形態を示すブロック回路図である。 【図１７】第７の実施形態における電圧比較器の特性例を示す説明図である。 【図１８】第７の実施形態における交流電圧保護回路の一具体例を示すブロック図である。 【図１９】第７の実施形態における交流電圧保護回路の動作説明図である。 【図２０】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第８の実施形態を示すブロック回路図である。 【図２１】第８の実施形態における交流電圧保護回路の動作説明図である。 【図２２】従来技術によるパルス幅変調電力変換装置の一例を示すブロック回路図である。 【図２３】従来技術における正弦波パルス幅変調制御信号発生器の動作制御図である。 【図２４】従来技術における交流電圧電流のベクトル図である。 【図２５】ダイオードブリッジ回路の一例を示す回路図である。 【図２６】ダイオードブリッジ回路の波形図である。 【図２７】ダイオードブリッジ回路の交流電流の軌跡図である。 【図２８】ダイオードブリッジ回路の交流電圧の軌跡図である。 【図２９】パルス幅変調電力変換装置におけるスイッチング素子(回路)の動作モードを定義する回路図である。 【図３０】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の動作を説明するための座標変換図である。 【図３１】本発明によるパルス幅変調電力変換装置におけるスイッチング制御の一例を示す特性図である。 【図３２】本発明のパルス幅変調電力変換装置における電圧制御の一例を示す特性図である。 【図３３】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の動作を説明するための座標変換図である。 【図３４】本発明のパルス幅変調電力変換装置によるスイッチング制御の他の一例を示す特性図である。 【図３５】本発明のパルス幅変調電力変換装置における電圧制御の他の一例を示す特性図である。 【符号の説明】 １ ３相交流電源２ コンバータ部３ 平滑コンデンサ４ インバータ部５ 交流電動機６ 交流リアクトル１４ 電圧検出装置１６ 最小電圧検出回路１８ 交流電圧制御回路２０ ドライバ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 遠藤 常博 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社 日立製作所 産業機器事業 部内(72)発明者 石田 誠司 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社 日立製作所 産業機器事業 部内(72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社 日立製作所 産業機器事業 部内(72)発明者 今家 和宏 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内(72)発明者 野元 康徳 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社 日立製作所 大みか工場内(72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内(72)発明者 田中 主税 茨城県日立市国分町一丁目１番１号 株 式会社 日立製作所 国分工場内(72)発明者 古川 勝也 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内(72)発明者 堀田 多加志 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内(72)発明者 酒井 慶次郎 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内(72)発明者 奥沢 勝広 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭60−9384（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−104481（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−251947（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl. ⁷ ，ＤＢ名) H02M 7/219 H02M 7/06 H02M 7/155 H02M 7/48 H02P 7/63