【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯回路におけるノイズ対策の技術に関する。 【０００２】 【従来の技術】メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、直流−直流変換回路、直流−交流変換回路、
起動回路を備えた構成が知られている。 【０００３】直流−直流変換回路が発生するノイズの影響を抑制するために、スイッチング周波数に揺らぎを持たせる方法が挙げられ、当該ノイズをホワイトノイズ化して分散させることにより、ラジオ波等の電波を受信する機器への影響を低減することができる。 【０００４】例えば、直流−直流変換回路においてＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御を行う場合に、スイッチング周波数に関して、ある幅の揺らぎを付与するとともに、この揺らぎを所定の周波数に規定することによってビートノイズの発生を防止することができる（つまり、スイッチング周波数が固定値をもつ場合には、その高調波の周波数でノイズが発生する。）。 【０００５】図１４及び図１５は、スイッチング周波数に係る揺らぎ付与について説明するための図であり、図１４が制御回路の要部（鋸歯状波発生部）を示し、図１
５が概略的な波形図を示している。 【０００６】この場合、直流−直流変換回路のスイッチング制御についてはＰＷＭ制御を想定しており、図１４
に示す鋸歯状波発生回路ａの端子「ＲＴ／ＣＴ」に対して抵抗ｂ及びコンデンサｃが接続されている。 この端子「ＲＴ／ＣＴ」は鋸歯状波の周波数を決定するために設けられたものであり、当該端子は、抵抗ｂとコンデンサｃとの接続点に接続されている。 つまり、基準電圧「Ｖ
ref」を表す定電圧源の一端が抵抗ｂの一端に接続されており、当該抵抗ｂの他端が端子「ＲＴ／ＣＴ」に接続されるとともにコンデンサｃを介して接地されている。 【０００７】スイッチング周波数を変化させるには、端子「ＲＴ／ＣＴ」に接続される抵抗ｂの抵抗値を変化させるか（図には、抵抗ｂを可変抵抗として示している。）、あるいは、コンデンサｃへの電流（ソース電流）を変化させれば良く、これにより、鋸歯状波の傾きを変えることができる。 【０００８】図１５において、「ＳＡＷ」が鋸歯状波を示し、「ＣＶ」は制御電圧を示しており、両者間のレベル比較によって決まる信号「Ｓｃ」（ＣＶの方がＳＡＷ
よりも大きいときにＨレベルとなる。 ）に基いて直流−
直流変換回路のスイッチング制御が行われる。 【０００９】上側の図では、鋸歯状波ＳＡＷの傾きが小さいため、Ｓｃの周波数が低いが、下側の図では、鋸歯状波ＳＡＷの傾きが急峻であるため、Ｓｃの周波数が高くなっていることが分かる。 【００１０】Ｓｃの周波数によってスイッチング周波数が決まるので、例えば、当該周波数に揺らぎを付与することで、「Ｘ」ｋＨｚ（キロヘルツ）〜「Ｙ」ｋＨｚの間で周波数がスイングするように制御し、かつ、この揺らぎの周波数として「Ｚ」Ｈｚを設定すれば良い（上記コンデンサｃへの供給電流に係る変化の周波数を「Ｚ」
Ｈｚに規定し、その変化の度合いを、（Ｙ−Ｘ）／Ｘに規定する。 ）。 【００１１】図１５から分かるように、ＰＷＭ制御での揺らぎについては、鋸歯状波ＳＡＷの傾き変化に伴ってスイッチング周波数が変化するが、ＣＶのレベルを一定とした場合にＳｃのデューティーサイクル（あるいはデューティー比）はほぼ一定となり、鋸歯状波ＳＡＷの立下りが急峻である程、デューティーサイクルの安定性が増す。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の回路構成においてビートノイズを抑制することは、回路効率の犠牲の上に成り立つ事項であり、よって、電力損失の発生が問題となる。 つまり、効率を良くすることとビートノイズの抑制とが互いに相反することになる。 【００１３】そこで、本発明は、放電灯点灯回路において、高効率化とビートノイズの抑制とを両立させることを課題とする。 【００１４】 【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源からの入力電圧を所望の直流電圧に変換するための直流−直流変換回路と、当該回路の後段に配置される直流−交流変換回路と、放電灯の点灯制御を行う制御回路を備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を備えたものである。 【００１５】（イ）直流−直流変換回路が、トランス及びその一次巻線に接続されるスイッチング素子を有し、
上記制御回路からの信号によりスイッチング素子がオン状態である間にトランスがエネルギーを蓄え、制御回路からの信号により当該スイッチング素子がオフ状態の間に当該エネルギーをトランスの二次巻線から出力するとともに、放電灯の安定点灯状態では当該エネルギーを二次巻線から全て出力し終わった時点でスイッチング素子がオン状態となるように制御されること。 【００１６】（ロ）放電灯に係る出力電流又は電力の制御が、制御回路からの信号による上記スイッチング素子のオン期間において行われること。 【００１７】（ハ）上記（ロ）の出力電流又は電力の制御について揺らぎを与えるための揺らぎ発生手段が設けられていること。 【００１８】従って、本発明によれば、放電灯に係る出力電流又は電力の制御において揺らぎを付与することにより、スイッチング周波数を変化させてビートノイズを抑制することができ、しかも、直流−交流変換回路を構成するトランスに蓄えられるエネルギーを二次巻線から全て出力し終わった時点でスイッチング素子が常にオン状態となるように制御されることで、当該スイッチング素子のターンオン時の電力損失等を低減し、回路の効率低下を防止することができる。 【００１９】 【発明の実施の形態】図１は本発明に係る点灯回路の基本構成を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、
起動回路５、制御回路７を備えている。 【００２０】直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて所望の直流電圧に変換するものであり、フライバック型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータが用いられる。 【００２１】直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後で起動回路５
を介して放電灯６に供給するために設けられている。 例えば、４つの半導体スイッチング素子を用いたフルブリッジ型回路とその駆動回路を備えており、２組のスイッチング素子対を相反的にオン／オフ制御することによって、交流電圧を出力するものである。 【００２２】起動回路（所謂スタータ）５は、放電灯６
に対する起動用の高電圧パルス信号（起動用パルス）を発生させて、当該放電灯を起動させるために設けられており、当該信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されて放電灯６に印加される。 【００２３】制御回路７は、放電灯６にかかる電圧や当該放電灯に流れる電流又はそれらに相当する電圧や電流についての検出信号を受けて放電灯６に投入する電力を制御するとともに直流−直流変換回路３の出力を制御するものである。 つまり、制御回路７は、放電灯６の状態に応じた供給電力を制御するために設けられており、例えば、直流−直流変換回路３の出力電圧や電流を検出する検出部８からの検出信号を受けて、直流−直流変換回路３に対して制御信号を送出することでその出力電圧を制御する。 また、直流−交流変換回路４に対して制御信号を送出してその制御を行う。 尚、放電灯の点灯前には当該放電灯への供給電圧をあるレベルまで高めることで、放電灯の点灯を確実にするための出力制御を行うことも制御回路７の役目である。 また、スイッチング制御方式としては、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式、
ＰＦＭ（パルス周波数変調）方式が知られている。 【００２４】図２は、直流−直流変換回路３の構成例９
を示すものであり、下記の要素を備えている（括弧内の数字は符号を示す）。 【００２５】 ・トランス（１０） ・スイッチング素子（１１） ・整流ダイオード（１２） ・平滑コンデンサ（１３）。 【００２６】図中に示す端子、「Ｔi+」、「Ｔi-」は入力端子であり、上記した直流入力電圧「Ｖin」が供給され、両端子間にはコンデンサ１４が設けられている。 また、「Ｔo+」、「Ｔo-」は出力端子であり、電圧変換後の出力電圧（これを「Ｖout」と記す。）が後段回路（直流−交流変換回路４）に送出される。 尚、トランス１０の各巻線については、黒丸印を付すことで巻き始めを示す。 【００２７】トランス１０の一次巻線１０ｐには、スイッチング素子１１が接続されており、当該素子の制御端子には制御回路７からの信号が供給される。 図には、スイッチング素子１１を単にスイッチの記号により簡略化して示すが、ＮチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等が用いられる（その場合には、ドレインがトランス１０の一次巻線１０ｐ（の巻き終わり側端子）に接続され、ソースが入力端子「Ｔi-」に接続される。）。 尚、図中に破線で示すコンデンサＣＣはスイッチング素子１１のもつ容量成分（あるいは寄生容量）を示している。 【００２８】トランス１０の２次側には、整流ダイオード１２及び平滑コンデンサ１３が設けられており、トランス１０の二次巻線１０ｓの一端（巻き終わり側端子）
が整流ダイオード１２のアノードに接続され、当該二次巻線１０ｓの他端（巻き始め側端子）が、端子「Ｔi-」
と「Ｔo-」とを繋ぐラインに接続されている。 そして、
整流ダイオード１２のカソードが端子「Ｔo+」及び平滑コンデンサ１３の一端に接続されている。 尚、平滑コンデンサ１３は、出力端子「Ｔo+」、「Ｔo-」の間に設けられていて、当該コンデンサの両端電圧がＶoutとして出力される。 【００２９】尚、図中の「Ｉｐ」はトランス１０の一次側電流、「Ｉｓ」はトランス１０の二次側電流をそれぞれ示しており、「ＶDS」はスイッチング素子１１の両端電圧（ＦＥＴの場合はドレイン−ソース間電圧）を示している。 【００３０】このようなフライバック型構成の回路においては、制御回路７からの信号を受けてスイッチング素子１１がオン状態に規定されている間にトランス１０がエネルギーを蓄え、制御回路７からの信号によりスイッチング素子１１がオフ状態の間に当該エネルギーをトランス１０の二次巻線１０ｓから出力するが、その場合に、３種類の動作モード（電流連続モード、電流境界モード、電流不連続モード）が挙げられる。 【００３１】各モードについて簡単に説明すると、電流連続モードでは、トランス１０に蓄えられたエネルギーを当該トランスの２次側へ完全に放出する前にスイッチング素子１１がオン状態となるように制御される。 また、電流境界モードでは、トランス１０に蓄えられたエネルギーを当該トランスの２次側へ完全に放出した時点でスイッチング素子１１がオン状態となるように制御される。 電流不連続モードでは、トランス１０に蓄えられたエネルギーを当該トランスの２次側へ完全に放出した時点から、ある期間（不連続期間）の後に、スイッチング素子１１がオン状態となるように制御される。 【００３２】各モードのうち、点灯回路の効率化や小型化の観点からは、電流境界モードが有用であり、その理由の一つは、スイッチング素子１１がオン状態になった瞬間の電流をゼロアンペアにすることができるので、当該素子の損失（ターンオン時のロス）がないためである。 即ち、トランス１０の２次側に設けられた整流ダイオード１２の逆回復時間における電力損失に着目した場合に、電流連続モードでは、当該ダイオードに電流が流れている間にスイッチング素子１１がオン状態となり、
ダイオードが逆バイアス状態となるので、逆回復時間において電力損失が生じる。 これに対して、電流境界モードや電流不連続モードでは、整流ダイオード１２の電流がゼロアンペアになってからスイッチング素子１１がオン状態となるので、逆回復時間での電力損失が発生しない。 【００３３】図３は電流連続モードにおける各部の波形を概略的に示したものであり、「Ｓｃ」はスイッチング素子１１のオン／オフ状態を規定する制御信号を示し、
「Ｉｐ」、「Ｉｓ」、「ＶDS」は既述した通りである。
尚、左側の図は、スイッチング周波数が低い場合、右側の図はスイッチング周波数が高い場合をそれぞれ示している。 【００３４】この動作モードでの制御時には、Ｓｃの立上り時点やＶDSの立下り時点において、ＩｐやＩｓがゼロにならないので、ＩｐとＶDSとの積としてターンオン時のスイッチングロスが発生し、また、Ｉｓの残留により逆回復ロスが発生する。 【００３５】Ｉｓの電流値がゼロとならないままの状態で、例えば、図１４、図１５で説明したように、スイッチング周波数に揺らぎを与えて当該周波数を高くすると、図３の右側に示すように、Ｓｃの周波数が高くなるが、Ｓｃのデューティーサイクルはそのままである（但し、制御レベルは一定とする。）。 即ち、ＩｐやＩｓの傾斜（時間軸に対する傾き）はスイッチング周波数の変化には無関係であって一定のまま変わらず、Ｉｓの時間積分値も変わらない。 従って、損失についても左側に示す場合と同じで大きいままである。 【００３６】図４は電流境界モードにおける各部の波形を概略的に示したものであり、出力電力及び電流（Ｉｓ
の時間積分値）を変えずに、図１４、図１５で説明したように、スイッチング周波数に揺らぎを与えたときの状況を示す。 尚、「Ｓｃ」、「Ｉｐ」、「Ｉｓ」、「ＶD
S」は既述した通りであり、左側の図は、スイッチング周波数が低い場合、右側の図はスイッチング周波数が高い場合をそれぞれ示している。 【００３７】左側の図では、Ｓｃの立上り時点やＶDSの立下り時点において、ＩｐやＩｓがゼロとなっているため、スイッチング素子１１のターンオン時のロスが無く、また、Ｉｓの残留による逆回復ロスも無い。 【００３８】但し、右側の図に示すように、スイッチング周波数を高くすると、再びそれらのロスが発生してしまう。 即ち、電流連続モードと同じであって、Ｉｓがゼロにならない状態のままスイッチング制御が行われる結果、上記の損失が発生する（何故なら、Ｉｓの時間積分値が変わらないので、左側の図においてＩｓに係る三角形（斜線部）の面積と、右側の図においてＩｓに係る台形（斜線部）の面積とが同じであるため。）。 【００３９】尚、ダイオードの逆回復時間における損失の総量は、スイッチング周波数に比例するので、電流連続モードにおいては、当該周波数が高くなる程、電力損失が多くなってしまう。 また、回路全体としての効率について各モードを比較した場合には、スイッチング周波数が比較的高い（数百キロヘルツ以上）の場合には、電流境界モードにおいて電気効率が良いことが判明している（電流不連続モードでは、上記不連続期間での共振動作の影響によって、電流境界モードよりも電気効率が低い。）。 【００４０】従って、スイッチング素子１１が持つ容量成分や整流ダイオード１２の逆回復時間により発生する電力損失を無くすことを目的とし、また、比較的高いスイッチング周波数をもってフライバック型の回路（ＤＣ
−ＤＣコンバータ）を駆動する場合には、電流境界モードで動作させることが、点灯回路全体での損失を低減して、装置を小型化するのに好適である。 【００４１】但し、図４の右側の図に示すように、出力電流及び電力を変化させずにスイッチング周波数を高くすると、再び損失が発生してしまう。 【００４２】そこで、本発明では、放電灯に係る出力電力及び電流の制御において、それらの揺らぎを許容することにより、スイッチング周波数の如何には関係なく、
電流境界モードでの制御が行われるようにする。 即ち、
制御電流や電力についての揺らぎを容認し、上記スイッチング素子１１のターンオン時にトランス１０に蓄えられたエネルギーを当該トランスの二次巻線から全て出力し終わった瞬間にスイッチング素子１１をオン状態にさせるべく制御を行う。 【００４３】放電灯への出力電流や電力の制御については、制御回路からの信号による上記スイッチング素子のオン期間において行われるが、出力電流又は電力の制御について揺らぎを与えるための回路として初めから制御回路を設計する方法と、既存の制御回路に対して揺らぎ発生手段（あるいは揺らぎ付与手段）を付設する方法が挙げられる。 いずれの方法においても、揺らぎ付与については、少なくとも、放電灯の安定点灯状態において行うことが好ましい。 つまり、「安定点灯状態」とは、放電灯を点灯直後のように不安定な状態や、定常点灯に至るまでの過渡状態を除く趣旨であり、これは制御電流等の揺らぎによって放電灯の点灯状態がさらに不安定となってしまう結果、立ち消え等が発生するのを防止するためである。 勿論、揺らぎ付与の度合いが小さく、不安定化の原因に結びつかない程度であれば、「安定点灯状態」に限る必要はない。 【００４４】図５は、本発明に係る制御を行った場合において、直流−直流変換回路の各部の波形を概略的に示したものである。 尚、「Ｓｃ」、「Ｉｐ」、「Ｉｓ」、
「ＶDS」は既述した通りであり、左側の図は、スイッチング周波数が低い場合、右側の図はスイッチング周波数が高い場合をそれぞれ示している。 【００４５】左側に示す図において、出力電力及び電流（Ｉｓの時間積分値）を「１」とし、これに対して、右側に示す図では、出力電力等を半分にすると、Ｓｃの周波数が２倍になる。 つまり、制御電力及び電流に対してスイッチング周波数は反比例の関係となるので、制御電力等に揺らぎを与えることで、スイッチング周波数を変化させることができる。 【００４６】しかも、両図において、Ｓｃの立上り時点やＶDSの立下り時点で、ＩｐやＩｓがゼロとなっているため、スイッチング素子１１のターンオン時のロスが無く、また、Ｉｓの残留による逆回復ロスも無い。 即ち、
図４の場合には、左右両図でＩｓの時間積分値を不変とした制御を行ったため、周波数が高くなった場合に損失の問題が起きたが、本例では、制御電力等に応じてＩｓ
の時間積分値が変わるので、電流境界モードでの制御を守ることができる（例えば、電力及び電流を半分にすると、スイッチング周波数が２倍となって、Ｉｓの幅（時間幅）が半分となり、Ｉｓの高さが半分になる。）。 これにより、効率を落とさずに、ビートノイズを抑制することが可能になる。 【００４７】図６は、本発明に係る制御回路の要部の構成例１５を示すものであり、下記の要素を備えている（括弧内の数字は符号を示す。）。 【００４８】 ・演算部（１６） ・比較部（１７） ・制御部（１８） ・揺らぎ発生手段（１９）。 【００４９】図中に示す「Ｓdet」は、放電灯６の点灯制御に必要な検出信号であり、例えば、上記検出部８により検出されて演算部１６に送られる。 【００５０】演算部（あるいは電力制御部）１６は、放電灯６の電力制御を行うために設けられており、検出信号Ｓdetに応じて制御値（指令値）を計算して、後段の比較部１７に送出する。 例えば、放電灯を冷えた状態から点灯させる場合（所謂コールドスタート）と、放電灯が未だ暖まっている状態から点灯させる場合とでは、放電灯の状態が異なるため、各状態にとって適切な点灯制御を行うために設けられる（演算処理については既知の形態で良いので、その説明は省略する。）。 【００５１】比較部１７には、例えば、エラーアンプが用いられ、その一方の入力として、演算部１６からの出力が供給され、他方には所定の基準電圧が供給される。
そして、両者の差を示す制御電圧（エラー信号）が後段の制御部１８に送られる。 【００５２】この制御部１８は、比較部１７からの信号に対して鋸歯状波をレベル比較することにより、比較結果に応じた信号を生成する部分であり、ＰＷＭ制御用Ｉ
ＣやＰＦＭ制御用ＩＣを用いて構成される。 例えば、Ｐ
ＷＭ制御では、当該レベル比較の結果に応じて制御信号に係るデューティーサイクルが規定され、当該信号が図示しない駆動回路を介して直流−直流変換回路３のスイッチング素子１１への駆動用信号として送出される。 【００５３】このように、フィードバックループが形成されて放電灯の点灯制御が行われるが、当該放電灯に係る出力電流又は電力の制御について揺らぎを与えるために、揺らぎ発生手段１９が設けられている。 つまり、上記したように、本発明では、一定条件下で制御電力や電流を不変としてスイッチング周波数に揺らぎを持たせるのではなく、制御電力や電流について、所定の周波数や変動幅を設定して揺らぎを与える役割を当該手段１９が担っている。 【００５４】図７は揺らぎ発生手段に係る基本部分の回路構成例２０を示している。 【００５５】コンパレータ２１はヒステリシス特性を有しており、その負入力端子がコンデンサ２２を介して接地されている。 当該コンパレータの正入力端子には、定電圧源の記号で示す基準電圧「Ｅref」が抵抗２３を介して供給され、コンパレータ２１の出力信号は、抵抗２
４からＮＯＴ（論理否定）ゲート２５を介してスイッチ素子２６（ＦＥＴ等が用いられるが、図には簡略記号で示す。）の制御端子に送られ、当該ゲート２５の出力信号のレベル（Ｈ又はＬ）に応じてオン／オフ状態となる。 【００５６】尚、スイッチ素子２６の非制御端子（接地側でない方の端子）は、抵抗２７を介してコンパレータ２１の正入力端子に接続されている。 【００５７】また、ＮＯＴゲート２５の出力信号は、Ｎ
ＯＴゲート２８に送られるとともに、当該ＮＯＴゲートの出力端子が抵抗２９を介してコンデンサ２２の一端（コンパレータ２１の負入力端子に接続される端子）に接続されている。 【００５８】尚、コンパレータ２１の出力端子に設けられた抵抗３０はプルアップ抵抗であり、基準電圧Ｅref
の定電圧源に接続されている。 【００５９】本回路において、コンデンサ２２の両端電圧（これを、「Ｖ２２」と記す。）が、コンパレータ２
１における第一の閾値よりも低い場合には、当該コンパレータ２１の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなって、スイッチ素子２６がオフ状態となり、抵抗２９を介してコンデンサ２２が充電される。 また、Ｖ２２がコンパレータ２１における第二の閾値よりも高い場合には、当該コンパンパレータ２１の出力信号がＬ（ロー）レベルとなって、スイッチ素子２６がオン状態とされ（Ｅrefの抵抗分圧値がコンパレータ２１の正入力として供給される。）、抵抗２９を介してコンデンサ２２が放電される。 このようなサイクルが繰り返されて、Ｖ２２が変化する。 つまり、コンパレータ２１のヒステリシス特性に関してその閾値で決まる電圧範囲並びにコンデンサ２２
の静電容量及び抵抗２９の抵抗値による充放電の時定数で規定される周波数をもって、Ｖ２２が変化することになる。 【００６０】このような回路を用いて、周波数揺らぎを発生させるには、例えば、下記の構成形態が挙げられる。 【００６１】（Ｉ）揺らぎ発生手段１９による信号を上記比較部１７に対して作用させる形態（ＩＩ）揺らぎ発生手段１９による信号を上記制御部１
８に対して作用させる形態。 【００６２】図８及び図９は、（Ｉ）の構成例を示すものである。 【００６３】図８では、上記電圧Ｖ２２がエラーアンプ３１の正入力端子に供給され、当該エラーアンプの負入力端子に供給される上記演算部１６からの信号電圧（これを「Ｖ１６」と記す。）と比較される。 つまり、エラーアンプ３１の正入力端子については、当該端子に一定の基準電圧を与える場合には、当該基準電圧と信号電圧Ｖ１６との差が制御電圧「Ｖｓ」として得られるに過ぎないが、当該基準電圧の代わりに、所定の周波数をもって変化するＶ２２を用いることによって、制御電圧に揺らぎを与えることができる（従って、上記演算部１６からの信号電圧が仮に一定であったとしても、エラーアンプ３１の出力する制御電圧Ｖｓは時間的に変化する。）。 【００６４】図９では、上記電圧Ｖ２２がＮＰＮトランジスタ３２のベースに供給され、当該トランジスタのエミッタに接続された抵抗３３を介してエラーアンプ３１
の出力に影響を及ぼすように構成している。 即ち、エラーアンプ３１については、その正入力端子に一定の基準電圧「Ｅref」が供給され、その正入力端子に上記演算部１６からの信号電圧Ｖ１６が供給されるので、このままでは両者の差が制御電圧Ｖｓとして得られるだけであるが、エミッタフォロアとされるトランジスタ３２から抵抗３３を介してＶ２２が当該制御電圧に作用する。 即ち、該トランジスタ３２のコレクタには基準電圧「Ｖre
f」が供給され、そのエミッタが抵抗３３を介してエラーアンプ３１の出力端子に接続されていて、時間的に変化するＶ２２がベースに供給されるので、エラーアンプ３１の出力電圧に対して揺らぎが与えられる。 【００６５】いずれにしても、揺らぎの付与によって、
比較部１７による制御電圧Ｖｓのレベルが高くなれば、
スイッチング周波数が低くなる（あるいは、逆に制御電圧Ｖｓのレベルが低くなれば、スイッチング周波数が高くなる。）。 【００６６】図１０は制御電圧Ｖｓ、Ｉｐ及びＩｓ、信号Ｓｃの関係について概略的に示したものである。 【００６７】図８や図９の構成では、Ｖ２２によってＶ
ｓのレベル変動が生じるため、図１０において左側の図に示すように、Ｖｓのレベルが比較的高い状態では、Ｓ
ｃの周波数が低く、右側の図に示すように、Ｖｓのレベルが比較的低い状態では、Ｓｃの周波数が高くなることが分かる。 【００６８】図１１及び図１２は、（ＩＩ）の構成例を示すものである。 尚、これらの図において、鋸歯状波発生回路３４は、図１４の回路ａと同じものであって、その端子「ＲＴ／ＣＴ」に接続する抵抗やコンデンサの設定により周波数が決定される、既知の構成を有する。 【００６９】図１１では、上記電圧Ｖ２２がＮＰＮトランジスタ３５のベースに供給され、当該トランジスタのエミッタが抵抗３６を介して端子「ＲＴ／ＣＴ」及びコンデンサ３７の一端（接地側でない方の端子）に接続されている。 即ち、エミッタフォロアとされるトランジスタ３５から抵抗３６を介してＶ２２が端子「ＲＴ／Ｃ
Ｔ」に作用する。 尚、トランジスタ３５のコレクタには所定電圧Ｖrefが供給されている。 【００７０】図１２では、トランジスタ３５のコレクタと端子「ＲＴ／ＣＴ」との間に抵抗３８が介挿されていることが図１１との相違点であり、基本的な作用は変わらない。 【００７１】いずれにしても、上記したように制御電力及び電流と、スイッチング周波数とが反比例の関係にあるので、それらの一方を変えれば他方も変化する。 つまり、スイッチング周波数を変化させれば、制御電力及び電流が変化するので、端子「ＲＴ／ＣＴ」に接続されるコンデンサ３７へのソース電流を変化させれば良い。 【００７２】図１３は制御電圧Ｖｓ、鋸歯状波ＳＡＷ、
信号Ｓｃの関係について概略的に示したものである。 【００７３】図１１や図１２の構成では、比較部１７における基準電圧Ｅrefが一定であり、演算部１６の出力が一定である限りＶｓのレベルに変動はないが、Ｖ２２
によって鋸歯状波の傾きが変化する。 よって、図１３において左側の図に示すように、ＳＡＷの傾斜が比較的小さい状態では、Ｓｃの周波数が低く、右側の図に示すように、ＳＡＷの傾斜が比較的大きい状態では、Ｓｃの周波数が高くなることが分かる。 【００７４】この他には、上記Ｖ２２を演算部１６に対して作用させる構成形態も挙げられ、この場合には、当該演算部で使用する基準電圧や演算出力に対して、Ｖ２
２による揺らぎを与えることができるが、実際の回路設計では、構成の複雑化や部品点数等の増加を伴わないようにすべきである。 【００７５】尚、揺らぎ発生手段１９によって、制御電力や電流を意図的に変化させるに際しては、放電灯の点灯制御に悪影響を及ぼさないように配慮する必要がある。 【００７６】即ち、揺らぎの周波数（上記Ｖ２２の変化周波数）の下限値については、制御電力によって決まり、電力の変化が放電灯の光量変化となって直接的に現れるので、当該放電灯の使用目的に応じた周波数値に規定すべきである。 例えば、対人照明用途（車両用灯具等）では、人間の視覚への影響（チラツキ等）を考慮して３０Ｈｚ程度が好ましい。 また、揺らぎの周波数を必要以上に高くし過ぎると、ビートノイズ抑制の効果が薄れるとともに、当該周波数自身に起因する高調波が発生してラジオ周波数帯域に入り易くなるので（受信装置への影響が出る）、上限値としては、１ｋＨｚ程度が好ましい。 従って、放電灯に係る出力電流又は電力の周波数範囲として、実用上は、３０乃至１０００Ｈｚの範囲が好適である。 【００７７】また、揺らぎの振幅（上記Ｖ２２の変化幅）の下限値については、当該揺らぎの効果が充分に得られる値として規定すべきであり、また、その上限値については、出力電力等の変動や低下によって放電灯の点灯状態を維持できなくなるような事態が発生しない幅をもって規定すべきある。 実用上では、放電灯に係る出力電流又は電力に関して、定格電流値又は定格電力値を中心としてその上下に５％乃至３０％の範囲で変化するようにとどめるべきである。 例えば、定格電力３５Ｗの放電灯において、−５％乃至＋５％の設定幅にした場合には、３３．２５〜３６．７５Ｗの範囲で揺らぎが起き、
また、−３０％乃至１０％の設定幅にした場合には、２
４．５〜３８．５Ｗの範囲で揺らぎが起こる（２４．５
Ｗは点灯維持が可能な限界の電力に近い。 ）。 あるいは、スイッチング周波数が高い場合には、下限値が５％
より小さくても必然的に電力等の変動幅が大きくなってノイズ抑制の効果が現れるので、例えば、スイッチング周波数に係る変動幅を１０ｋＨｚ以上（基準周波数に対して±５ｋＨｚ以上の変動を含む。）にすることが好ましい。 【００７８】しかして、上記した構成を、例えば、自動車用灯具等の放電灯点灯回路に適用することにより、ビートノイズを抑制することができ、しかも、電力損失の低減との両立化が可能となるので、装置の小型化等に寄与することができる。 【００７９】 【発明の効果】以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、放電灯に係る出力電流又は電力の制御において揺らぎを付与することにより、スイッチング周波数を変化させてビートノイズを抑制することができる。 しかも、直流−交流変換回路を構成するトランスに蓄えられるエネルギーを二次巻線から全て出力し終わった時点でスイッチング素子が常にオン状態となるように制御することで、当該スイッチング素子のターンオン時の電力損失等を低減し、回路の効率低下を防止することができるので、回路装置の小型化や省電力化等にとって有効である。 【００８０】請求項２に係る発明によれば、放電灯の光量変化への影響やラジオ周波数帯域への影響について問題のない範囲で、ビートノイズの低減効果を充分に得ることができる。 【００８１】請求項３に係る発明によれば、放電灯の点灯状態を維持し得る範囲で、ビートノイズの低減効果を充分に得ることができる。 【００８２】請求項４に係る発明によれば、放電灯に係る出力電流又は電力に対する揺らぎ付与の幅が比較的小さい場合であっても、スイッチング周波数の変動幅を１
０キロヘルツ以上に設定することで、ビートノイズの低減効果を充分に得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示す回路ブロック図である。 【図２】直流−直流変換回路の構成例について説明するための図である。 【図３】電流連続モードの動作について説明するための図である。 【図４】電流境界モードの動作について説明するための図である。 【図５】本発明に係る動作について説明するための図である。 【図６】本発明に係る制御回路について要部の構成例を示す図である。 【図７】本発明に係る揺らぎ発生手段に係る基本部分の構成例を示す回路図である。 【図８】図９、図１０とともに、エラーアンプに対して揺らぎを与える構成形態について説明するものであり、
本図は当該エラーアンプの基準電圧を変化させる例を示す回路図である。 【図９】エラーアンプの出力電圧を変化させる例を示す回路図である。 【図１０】動作説明のための概略的な波形図である。 【図１１】図１２、図１３とともに、揺らぎ付与に係る別の構成形態について説明するものであり、本図は鋸歯状波発生回路の周波数を変化させる例を示す回路図である。 【図１２】図１１の構成の変形例を示す回路図である。 【図１３】動作説明のための概略的な波形図である。 【図１４】図１５とともに、スイッチング周波数に係る揺らぎ付与について説明するための図であり、本図は制御回路の要部を示す図である。 【図１５】動作説明のための概略的な波形図である。 【符号の説明】 １…放電灯点灯回路、３…直流−直流変換回路、４…直流−交流変換回路、６…放電灯、７…制御回路、１０…
トランス、１０ｐ…一次巻線、１０ｓ…二次巻線、１１
…スイッチング素子、１９…揺らぎ発生手段

フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA13 AC11 BA03 BA05 BB01 CA11 DC08 DD03 DD06 DE05 FA04 FA06 GB02 GB18 HA06