【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。 図１１は、
先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路として、力率改善のための構成が付加されたスイッチング電源回路の一例を示している。 また、この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ系]、又は
[負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下、交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ系]のいずれかの条件に対応した構成とされている。 【０００３】この図１１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードチョークコイルＣＭＣ及びフィルタコンデンサＣLを図示するようにして接続することで、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。 【０００４】また、商用交流電源ＡＣのラインに対して直列にパワーチョークコイルＰＣＨが挿入される。 このパワーチョークコイルＰＣＨによって、力率ＰＦを０．
７５程度に改善している。 【０００５】そして、商用交流電源ＡＣに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉを接続した全波整流回路が形成される。
平滑コンデンサＣｉの両端には、商用交流電源ＡＣを整流平滑化した整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルであり、後段の一次側スイッチングコンバータに対して直流入力電圧として入力される。 【０００６】この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータは、図示するようにして、２
石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えている。 【０００７】この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを選定しており、このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を図示するようにして接続することで、
いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。 また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が、図示する方向により並列に接続されている。 また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のうち、スイッチング素子Ｑ2に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサＣｐ
が並列に接続されている。 【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。 ここでの図示は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが絶縁状態を確保するようにして巻装される。 また、ＥＥ型コアの中央磁脚には、例えば１．５ｍｍ〜２．０ｍｍ程度の幅のギャップを形成することで、例えば一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との間で、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしている。 これによって、中間負荷時における異常発振が発生するのを回避している。 【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、その一端がスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されると共に、他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のソース−ドレイン間に対して接続されている。 このようにして接続されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に対して伝送されることになる。 また、このような接続形態によっては、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1が直列に接続されていることになるが、
一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。 この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作を電流共振形とする。 【００１０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR、及び平滑コンデンサＣｏとにより形成される全波整流回路が形成されている。 この全波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端には二次側直流出力電圧ＥOが得られることになる。 この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷に供給される。 また、分岐して、発振ドライブ制御回路１に対しても検出用電圧として供給される。 【００１１】発振ドライブ制御回路１は、例えば汎用のＩＣなどから成り、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設けられる。 発振ドライブ制御回路１から、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号（電圧）が出力されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行うことになる。 【００１２】また、発振ドライブ制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、ドライブ信号の周波数を変化させるように動作する。 これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じてスイッチング周波数が可変制御されることとなる。 このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。 このため、二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変制御されることになる。 つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧ＥO
を可変しており、これにより定電圧制御を図っているものである。 【００１３】上記図１１に示した電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ
系]、又は[負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系]の何れかの条件に対応した構成となる。 これに対して、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系]の条件に対応する場合には、商用交流電源ＡＣを整流して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための整流回路系について、図１２
に示すようにして変更される。 なお、図１２において図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。 【００１４】図１２においては、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系として、２本の整流ダイオードＤ13，
Ｄ14、及び２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。 そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃ
ｉ2の両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）としては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。 つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。 例えば、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上という比較的重負荷の条件で、交流入力電圧が交流入力電圧ＶACの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加してそれだけ電力損失が増加することが分かっている。 そこで、図１２に示すようにして倍電圧整流回路によって、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する直流入力電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。 【００１５】図１３は、先に図１１に示した電源回路の特性として、［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以内、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系］の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。 なお、この図においては比較のために、実線によりパワーチョークコイルＰＣＨを備えた回路構成の特性を示すと共に、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨを削除した回路構成の特性を示している。 また、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨには、インダクタンスＬ11＝１０ｍＨを選定している。 【００１６】この図によると、力率ＰＦについては、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。 そして、図１４には、図１１
に示した電源回路の商用交流電源ＡＣに重畳される奇数次の高調波電流レベルについて、クラスＤの電源高調波規制値との比較により示している。 この図は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、ＰＦ＝
０．７６の条件時における測定結果を示している。 この図によっては、各次における高調波電流レベルが、クラスＤの規制値を満たしていることが分かる。 【００１７】また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）については、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以上の範囲で、
パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。 また、直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉのレベルについても、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。 【００１８】また、図１５は、先に図１２に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ］の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC
/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。 なお、この図においても、実線によりパワーチョークコイルＰＣＨを備えた回路構成の特性を示している。 これに対して、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨを削除した回路構成の特性を示している。 また、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨには、インダクタンスＬ11＝４．３５ｍＨを選定している。 【００１９】この図１５によっても、力率ＰＦについては、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。 また、図１６には、図１２に示した電源回路の商用交流電源ＡＣに重畳される高調波電流レベルを、クラスＤの電源高調波規制値との比較により示している。 この図は、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、ＰＦ＝０．７６の条件時における測定結果を示している。 そして、この図においても、各次において高調波電流レベルが、クラスＤの規制値を満たしていることが分かる。 【００２０】また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）については、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上の範囲で、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが徐々に低下していることがわかる。 また、
直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉのレベルについても、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。 【００２１】 【発明が解決しようとする課題】そして、上記図１１及び図１２に示した回路構成の電源回路では、次のような問題を抱えている。 先ず、図１１及び図１２に示す回路では、一次側において電流共振形コンバータの電流共振動作と、部分共振コンデンサＣｐによる部分電圧共振動作とが得られる複合共振形としての動作を得ている。 そして、このような複合共振形の動作として、中間負荷における異常発振を防止するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにギャップを施して、一次巻線と二次巻線の結合状態として、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるように構成している。 このようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）の向上には限界がある。 具体的には、負荷電力Ｐｏ
＝１２５Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のＡＣ→Ｄ
Ｃ電力変換効率（ηAC/DC）は、図１１に示した回路では、パワーチョークコイルＰＣＨを省略したとしても８
９．２％が上限となる。 また、図１２に示した回路では、同じくパワーチョークコイルＰＣＨを省略したとして９１．８％が上限である。 【００２２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。 このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。 【００２３】そのうえで、図１１及び図１２に示した回路構成では、力率改善のためのパワーチョークコイルＰ
ＣＨが商用交流電源ＡＣのラインに挿入されている。 これにより、さらにＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）
が低下してしまうことになる。 この理由としては、パワーチョークコイルＰＣＨには鉄損と銅損が存在するので、これによって電力損失が増加することが挙げられる。 また、パワーチョークコイルＰＣＨの直流抵抗とインダクタンスによって、図１３及び図１５にも示したように、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が低下してしまうことも一因となる。 具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１
２５Ｗ時においては、図１３にも示したように、ＡＣ→
ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、８９．２％（ＰＣＨ
無し）から８７．７％（ＰＣＨ有り）となり、１．５％
低下している。 また、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時においては、図１５に示したように、９１．８％（ＰＣＨ無し）から９１．４％（ＰＣＨ有り）となり、０．６％低下している。 【００２４】また、パワーチョークコイルＰＣＨを備えることによっては、このパワーチョークコイルＰＣＨから発生する漏洩磁束も抑制する必要が生じる。 この対策としては、例えば珪素鋼板のショートリングを施すことになる。 このために、パワーチョークコイルＰＣＨの製造部品点数が増加して、コストダウン及び小型軽量化の妨げとなってしまう。 パワーチョークコイルＰＣＨに、
漏洩磁束の発生の少ない目字型コアを用いれば、ショートリングを設ける必要はなくなる。 しかしながら、目字型コアそのものが高価である。 また、パワーチョークコイルＰＣＨとしての目字型コアの重量は、例えば図１１
に示した電源回路の場合には１３５ｇ程度、また、図１
２に示した電源回路の場合には２４０ｇ程度となり、比較的重いものであることから、有効であるとはいえない。 【００２５】 【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。 つまり、商用交流電源を等倍電圧整流動作により整流して、１つの平滑コンデンサに整流電流を充電することで、平滑コンデンサの両端に上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成する整流回路を備える。 また、ギャップを形成しないコアに対して少なくとも一次巻線及び二次巻線を巻装して形成され、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された二次側に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。 また、直流入力電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。 また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。 また、各スイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された一次側部分共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を備える。 さらに、少なくとも、整流回路と平滑コンデンサとの間の整流電流経路に挿入される、インダクタと、第１の高速リカバリ型ダイオード素子と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線との直列接続回路を備えて成る力率改善回路を備える。 また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとした。 【００２６】また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。 つまり、商用交流電源を倍電圧整流動作により整流して、２つの平滑コンデンサに整流電流を充電することで、直列接続された上記２つの平滑コンデンサの両端電圧として、上記商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成する整流回路を備える。 また、ギャップを形成しないコアに対して少なくとも一次巻線及び二次巻線を巻装して形成され、一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線が巻装された二次側に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。 また、直流入力電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。 また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。 また、各スイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された一次側部分共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を備える。 また、上記整流回路を含み、力率を改善するために設けられる力率改善整流回路を備える。 また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。 そして、上記力率改善整流回路は、２
つの低速リカバリ型整流ダイオード素子を、正／負の各期間の商用交流電源ついて整流して、上記２つの平滑コンデンサのそれぞれに対して整流電流を充電するようにして設け、直列接続されたインダクタと絶縁コンバータトランスの三次巻線を、商用交流電源の正極ラインと、
２つの高速リカバリ型整流ダイオード素子のアノードとカソードとの接続点との間に対して挿入し、一方の上記高速リカバリ型整流ダイオード素子のカソードを、上記２つの平滑コンデンサを直列接続して形成される直列回路の正極側と接続し、他方の上記高速リカバリ型整流ダイオード素子のアノードを一次側アースに接続して形成することとした。 【００２７】上記各構成によると、スイッチングコンバータとしては、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採ることになる。 また、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように、二次側部分電圧共振コンデンサが二次巻線に対して並列に接続されることになる。 そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。 このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はなくなる。 また、絶縁コンバータトランスのコアにはギャップを形成しないようにしているが、これにより、絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度は、
より高いものとなる。 【００２８】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。 この図に示す電源回路は、先行技術として図１１に示した回路と同様に、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ系]、又は[負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ
以下、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系]のいずれかの条件に対応した構成となる。 【００２９】この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣラインに対して、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードから成るブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。 また、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して並列に、ノイズ吸収用のコンデンサＣLが接続されている。 【００３０】ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、
後述する力率改善回路１０を形成するとされる高速リカバリ型ダイオードＤ2を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。 これにより、平滑コンデンサＣｉには、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作によって流入する整流電流が充電されることになって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。 この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルを有している。 つまり等倍電圧整流回路により直流入力電圧を得るようにしており、この直流入力電圧を後段の電流共振形コンバータに入力する。 【００３１】この図に示す電源回路の一次側には、他励式によりスイッチング駆動される、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータが設けられる。 この電流共振形コンバータは、２石のスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2を備えている。 【００３２】この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、ＮＰＮ型のＢＪＴ(BipolarJunction Transisto
r)が用いられる。 スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、
平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続され、エミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続される。 また、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに接続される。 このようにして、スイッチング素子Ｑ1−
Ｑ2の直列接続が、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されるようにして設けられることで、ハーフブリッジ接続が形成される。 【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤD1が並列に接続される。 このばあいには、クランプダイオードＤD1
のアノードがエミッタと接続され、カソードがベースと接続される。 同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続される。 【００３４】さらに、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のうち、一次側アース側に接続されるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して、部分共振コンデンサＣｐが接続される。 この部分共振コンデンサＣｐは、例えば後述する絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と自身のキャパシタンスとによって並列共振回路を形成する。
そして、この並列共振回路によっては、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時においてのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。 【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベースに対しては、それぞれ、発振ドライブ制御回路１からドライブ信号が供給されるようになっている。 スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振ドライブ制御回路１から供給されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするタイミングで、スイッチング動作を行う。 【００３６】ここで、スイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端が接続される。 そして、一次巻線Ｎ1の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続されている。 この接続形態によると、先ず、一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1の直列接続回路が形成されることになるが、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路が形成されることになる。 そして、この一次側直列共振回路（Ｎ1
−Ｃ1）が、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各スイッチング出力点（コレクタ）の間に対して接続されていることになる。 これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）に対して伝達されることになると共に、この一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振動作によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は電流共振形となる。 【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次巻線Ｎ1に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。 本実施の形態の場合、図示等による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、
例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ絶縁した状態で巻装するようにしている。 また、本実施の形態においては、ＥＥ型コアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにしている。 これによって、一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．
９程度となるようにしている。 例えば先行技術として図１１に示した回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、
ＥＥ型コアの中央磁脚にギャップを形成してたことで、
結合係数ｋ＝０．８程度の結合度であったが、本実施の形態では、これよりも幾分高い結合度が得られることになる。 【００３８】そして、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、二次側部分共振コンデンサＣ2を並列に設けることとしている。 この二次側部分共振コンデンサＣ2が設けられることによって、例えば二次側の整流回路を形成する整流ダイオードのスイッチング動作に伴って、二次側で部分電圧共振動作が得られる。 【００３９】この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路が備えられる。 この全波整流回路によって、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧を整流し平滑化することで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが得られることになる。 この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷に対して、直流電源として供給される。 また、この二次側直流出力電圧ＥOは、発振ドライブ制御回路１に対しても分岐して入力される。 【００４０】発振ドライブ制御回路１においては、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出する。 そして検出したレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるように、ドライブ信号を出力する。 このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。 このため、二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変制御されることになる。 つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧ＥOを可変しており、これにより定電圧制御を図るようにされる。 【００４１】続いて、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路１０について説明する。 本実施の形態の力率改善回路１０は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装した三次巻線Ｎ3と、高速リカバリ型ダイオードＤ1、インダクタＬ20、フィルタコンデンサＣN、及び高速リカバリ型ダイオードＤ2とを備えている。 【００４２】そして、三次巻線Ｎ3に対して、インダクタＬ20−高速リカバリ型ダイオードＤ1を直列に接続している。 この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ1
のアノードがインダクタＬ20の一端と接続され、カソードが三次巻線Ｎ3の一端と接続される。 インダクタＬ20
の他端側は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続している。 また、三次巻線Ｎ3の他端は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続している。 つまり、本実施の形態の力率改善回路１０としては、インダクタＬ20−高速リカバリ型ダイオードＤ1−三次巻線Ｎ3の直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間の整流電流経路に挿入して形成していることになる。 【００４３】さらに、この力率改善回路１０では、インダクタＬ20−高速リカバリ型ダイオードＤ1−三次巻線Ｎ3の直列接続回路に対して、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ2を並列に接続するようにしている。 この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノードをインダクタＬ20側に接続し、カソードを三次巻線Ｎ3
側に接続するようにしている。 さらに、インダクタＬ20
−高速リカバリ型ダイオードＤ1−三次巻線Ｎ3の直列接続回路に対しては、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣNを並列に接続するようにしている。 【００４４】このような構成による力率改善回路１０の動作を図２の波形図を参照して説明する。 例えば図示する周期により交流入力電圧ＶACが得られているとすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子には、整流出力電圧Ｖ1が得られることになる。 そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力として得られる整流電流は、この場合、電流Ｉ1として高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れて平滑コンデンサに流入する経路と、電流Ｉ2として、インダクタＬ20−−高速リカバリ型ダイオードＤ1
−三次巻線Ｎ3を介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路と、フィルタコンデンサＣNを介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路との３経路に分岐して流れることになる。 【００４５】この際、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線Ｎ3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線Ｎ3にはスイッチング周期に応じた交番電圧Ｖ2が発生することになる。 そして、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード電位Ｖ3
が、交番電圧Ｖ2よりも高いとされる期間において、高速リカバリ型ダイオードＤ1が導通して上記電流Ｉ2が流れることになる。 また、このときには三次巻線Ｎ3に得られる電圧は、交番電圧Ｖ2であり、スイッチング周波数に応じた周期を有している。 このため、高速リカバリ型ダイオードＤ1が導通して電流Ｉ2が流れる期間においては、高速リカバリ型ダイオードＤ1はスイッチング周期でオン／オフするスイッチング動作を行っていることになる。 従って、電流Ｉ2は、高速リカバリ型ダイオードＤ1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサＣｉに流入することとなる。 【００４６】このようにして、本実施の形態では、三次巻線Ｎ3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオードＤ
1をスイッチングさせ、この高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れる整流電流を断続するようにしている。 これによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。 この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形（正弦波）に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。 【００４７】図３には、図１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶACを１００Ｖで固定した条件の下で、負荷電力Ｐｏ＝０〜１２５Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、
及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。 また、図４
には、図１に示した構成による電源回路の特性として、
負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗで固定とした条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対するＡＣ→
ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。 なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図１の回路の特性を実線で示し、先行技術として図１１に示した回路の特性を破線により示している。 【００４８】ここで、参考までに、上記図３及び図４に示した実験結果を得る際の、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。 一次巻線Ｎ1＝２３Ｔ（ターン） 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 三次巻線Ｎ3＝６Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Gap＝０ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１８μＦ 一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側部分共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ インダクタＬ20＝２０μＨ また、比較として、図１１に示した回路の各部の定数も示しておく。 一次巻線Ｎ1＝２５Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Gap＝１．
６mm 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１５μＦ 一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬ11＝１
０．０ｍＨ 【００４９】これら図３及び図４によると、先ず、整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶACの何れの変動にも関わらず、図１に示した回路のほうが高くなっている。 これは、図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣ
のラインに挿入されていないことに依る。 そして、パワーチョークコイルＰＣＨが存在しなくなったことで、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶACの何れの変動にも関わらず、図１に示した回路のほうがＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について向上していることが分かる。 また、力率ＰＦについては、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの条件ではほぼ同等になるという結果が得られている。 そして、この力率改善回路１０によって力率が改善された結果としては、図５に示すようにして、各奇数次の電源高調波レベルについては、電源高調波規制を満足するものとなっている。 【００５０】このようにして、本実施の形態の電源回路では、電源高調波規制を満足する力率を得るようにしながらも、電力変換効率の向上が図られていることが理解される。 具体的には、本実施の形態の場合、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップを０とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、
１．４％向上された。 また、力率改善を、電圧帰還方式による構成の力率改善回路１０により行うようにしたことで、１．７％されており、総合的には、３．１％の向上が図られたことになる。 つまり、電源回路全体としては、図１１に示した回路がηAC/DC＝８９．２パーセントであったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータの構成を変更したことで、ηAC/DC＝
９１．２％にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路１０が組み合わされたことで、ηAC/DC＝９
２．３％にまで向上されたことになる。 また、交流入力電力については４．６Ｗ低下したという実験結果も得られた。 【００５１】また、本実施の形態では、パワーチョークコイルＰＣＨが削除されたことで、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングも不要とされることになる。 同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋについて、ｋ＝０．９程度にまで高めたことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減することができる。 このために、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。 これにより、例えば先行技術の電源回路よりも、コストダウンを図ることができ、また、回路の小型軽量化を促進することも可能となる。 具体的には、図１１に示す回路の場合、実際に採用されるパワーチョークコイルＰＣＨは１３５ｇ程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は１０．８平方ｃｍとなる。 これに対して、図１に示す回路では、力率改善回路１０を形成するための部品の総合重量としても１５ｇ程度であり、また、実装面積が６．０平方ｃｍとなる。 つまり、重量比としては、図１１に示す回路に対して１／１０となり、
実装面積比としては、図１１に示す回路に対して１／
１．８となって、大幅な小型軽量化が図られることが分かる。 【００５２】図６は、本発明の他の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。 この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系］の条件に対応した構成となる。 また、この図６に示す電源回路も、図１に示した回路と同様に、一次側の電流共振形コンバータに対して、
部分共振コンデンサＣｐを含む一次側部分電圧共振回路が組み合わされている。 さらに、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側部分共振コンデンサＣ2が接続されることで形成される、二次側部分電圧共振回路が組み合わされた形態を採っている。 【００５３】この図６に示す電源回路において、一次側のスイッチングコンバータ、及び二次側の構成は、図１
に示した回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。 図６に示す回路においては、商用交流電源ＡＣ
から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るのにあたり、ブリッジ整流回路などの等倍電圧整流回路ではなく、倍電圧整流回路を備える点が図１の回路と異なる。
そして、力率改善のための回路としては、上記倍電圧整流回路を含んだうえで、スイッチング出力を電圧帰還することで整流電流をスイッチングする、力率改善整流回路１１を備える。 【００５４】図６に示す電源回路における力率改善整流回路１１においては、先ず、整流ダイオードとして、２
本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ3，Ｄ4が備えられる。 整流ダイオードＤ3は、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対してアノードが接続され、カソードが平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。 整流ダイオードＤ4は、アノードが一次側アースに接続され、カソードが商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。 【００５５】また、この場合には、倍電圧整流回路とされることに対応して、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための平滑コンデンサＣｉとしては、２
本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が、図示するようにして直列に接続されて設けられる。 平滑コンデンサＣｉ1
の正極端子は、上記のようにして、整流ダイオードＤ3
のカソードと接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子側は、一次側アースに対して接続される。 また、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子との接続点に対しては、商用交流電源ＡＣの負極ラインが接続される。 【００５６】また、この力率改善整流回路１１においては、インダクタＬ20、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3、及び高速リカバリ型の２本の整流ダイオードＤ1，Ｄ2が備えられる。 三次巻線Ｎ3の一端は、インダクタＬ20の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。 また、三次巻線Ｎ3の他端は、整流ダイオードＤ1のアノードと整流ダイオードＤ2
のカソードの接続点に対して接続される。 整流ダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。 また、整流ダイオードＤ2のアノードは一次側アースと接続される。 【００５７】さらに、この場合には、商用交流電源ＡＣ
の正極ラインと負極ラインとの間に対して、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣNを並列に接続している。 【００５８】このようにして形成される力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ
1、Ｄ2に整流電流が流れる経路によって第１の整流回路が形成され、また低速リカバリ型の整流ダイオードＤ
3，Ｄ4に整流電流が流れる経路によって第２の整流回路が形成されることになる。 【００５９】即ち交流入力電圧ＶACが正となる期間では、商用交流電源ＡＣ（正極）→インダクタＬ20→三次巻線Ｎ3→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→
商用交流電源ＡＣ（負極）・・・の経路で、第１の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ1へ充電される。 また同時に、商用交流電源ＡＣ（正極）→ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣ（負極）の経路で、第２の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ1へ充電される。 【００６０】また交流入力電圧ＶACが負となる期間では、商用交流電源ＡＣ（負極）→平滑コンデンサＣｉ2
→一次側アース→整流ダイオードＤ2→三次巻線Ｎ3→インダクタＬ20→商用交流電源ＡＣ（正極）の経路で第１
の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ2へ充電される。 同時に、商用交流電源ＡＣ（負極）→平滑コンデンサＣｉ2→一次側アース→整流ダイオードＤ4→
・・・の経路で、第２の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ2へ充電される。 つまり、第１、第２
の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2に供給されることになる。 そして直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、
交流入力電圧ＶACの２倍に対応したレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。 つまり、商用交流電源Ａ
Ｃを倍電圧整流方式により直流化しているものである。 【００６１】また、力率改善整流回路１１による力率改善動作について、図７の波形図を参照して説明する。 例えば図示する周期により交流入力電圧ＶACが得られているとして、先に説明した整流動作が行われることで、低速リカバリ型の整流ダイオードＤ4には、図示するようにして整流出力電圧Ｖ1が発生する。 また、第２の整流回路において、低速リカバリ型の整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ4に流れようとする整流電流Ｉ2は、図示するようにして、交流入力電圧ＶACが正／負でピークとなるタイミングに応じて、整流ダイオードＤ3，Ｄ4にそれぞれ流れるものとなる。 【００６２】また、第１の整流回路においても、交流入力電圧ＶACが正／負でピークとなるタイミングに応じて、整流電流Ｉ1が、図示する波形により高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2に流れるようにされる。 また、この際の整流ダイオードＤ2の両端に得られる整流出力電圧Ｖ2は、図示する波形が得られる。 【００６３】この際、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線Ｎ3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線Ｎ3にはスイッチング周期に応じた交番電圧が発生することになる。 このとき、三次巻線Ｎ3とインダクタＬ20との接続点と、一次側アース間の電位はＶ3は、図示するようにして、交流入力電圧ＶACがピークとなるタイミングに応じて交番電圧となる波形が得られる。 ここで、三次巻線Ｎ3に得られる電圧は、スイッチング周波数に応じた周期を有している。 このため、図７において電流Ｉ1として示すようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2が導通して整流電流Ｉ1が流れる期間においては、これら整流ダイオードＤ1，Ｄ2はスイッチング周期でオン／オフするスイッチング動作を行っていることになる。 従って、整流電流Ｉ1は、高速リカバリ型ダイオードＤ1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサＣｉ1又は平滑コンデンサＣｉ2に流入することとなる。 【００６４】このようにして、本実施の形態では、三次巻線Ｎ3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2をスイッチングさせ、これら整流ダイオードＤ1，Ｄ2を流れる整流電流を断続するようにしている。 これによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサＣｉ
1，Ｃｉ2への充電電流が流れるようにされる。 この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形（正弦波）に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。 【００６５】ここで図８に、図６に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶACを１００Ｖで固定した条件の下で、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率Ｐ
Ｆ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。 また、図９
に、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで固定とした条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対するＡＣ→Ｄ
Ｃ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。 なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図６の回路の特性を実線で示し、先行技術として図１２に示した回路の特性を破線により示している。 【００６６】また、参考として、上記図８及び図９に示した実験結果を得る際の、図６に示した回路の各部の定数を示しておく。 一次巻線Ｎ1＝４２Ｔ（ターン） 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 三次巻線Ｎ3＝４Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Gap＝０ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側部分共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ インダクタＬ20＝１２μＨ また、比較として、図１２に示した回路の各部の定数も示しておく。 一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Gap＝１．
６mm 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬ11＝
４．３５ｍＨ 【００６７】これら図８及び図９によると、整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶACの何れの変動にも関わらず、図６に示した回路のほうが高くなっている。 これは、先の実施の形態の回路（図１）と同様に、パワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣのラインから削除されたことに依るものである。 そして、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されたことで、この場合にも、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶACの何れの変動にも関わらず、図６に示した回路のほうがＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について向上している。 【００６８】また、この場合にも、力率ＰＦについてはほぼ同等となる結果が得られている。 そして、この力率改善整流回路１１による力率改善結果としても、図１０
に示すようにして、電源高調波レベルは、電源高調波規制を満足するものとなっている。 【００６９】このようにして、図６に示す電源回路としても、電源高調波規制を満足する力率を得たうえで、電力変換効率の向上が図られていることになる。 具体的には、図６に示す回路の場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップを０とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、１．２％向上された。 また、力率改善を、電圧帰還方式による力率整流改善回路１１により行うようにしたことで、０．６％向上されており、総合的には、１．８％の向上が図られたことになる。 つまり、電源回路全体としては、図１２に示した回路がηAC/DC＝９１．８％であったのに対して、
本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータとしての構成を変更したことで、ηAC/DC＝９３．０％にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路１０が組み合わされたことで、ηAC/DC＝９３．６％にまで向上されたことになる。 また、交流入力電力については４．
２Ｗ低下したという実験結果が得られた。 【００７０】また、この図６に示す回路についても、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングは不要となる。 そしてまた、
図６に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋについて、ｋ＝０．９
程度にまで高め、漏洩磁束を低減している。 従って、図６に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
に対してショートリングを設ける必要も無いことになる。 図１２に示す回路構成の場合、採用されるパワーチョークコイルＰＣＨは２４０ｇ程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は１９．２平方ｃｍとなる。
これに対して、図６に示す回路では、力率改善整流回路１１を形成するための部品の総合重量は２０ｇ程度であり、また、実装面積が７．０平方ｃｍとなる。 従って、
量比としては、図１２に示す回路に対して１／１２となり、実装面積比としては、図１２に示す回路に対して１
／２．７となる。 このようにして、図６に示す回路においても、大幅な小型軽量化が図られることになる。 【００７１】なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。 例えば、
一次側電流共振形コンバータを形成するためのスイッチング素子としては、ＢＪＴのほかに、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)を選定して構わない。 また、二次側の構成についても、ブリッジ整流回路ＤBRを備えた形式の整流回路以外にも各種考えることができる。 【００７２】 【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチングコンバータとして、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせて構成している。 また、二次側は、二次側部分電圧共振コンデンサを二次巻線に対して並列に接続することで、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように構成している。 そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図ることとしている。 また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。 【００７３】このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はないことになる。 さらには、一次巻線と二次巻線の結合度が高くなることによって、一次側から二次側への電力伝達の効率が高くなる。 これによって、
ＡＣ→ＤＣ電力変換効率が向上し、結果として総合電力変換効率も向上されることになる。 また、交流入力電力も大幅に低下させることが可能となって、それだけ、低消費電力の電源回路を提供することが可能となる。 【００７４】また、大型で重量のある部品であったパワーチョークコイルが不要となったことで、それだけ回路基板の小型軽量化を図ることも可能となった。 パワーチョークコイルを設ける場合には、漏洩磁束対策のためのショートリングなども必要とされていたので、本発明では、このような対策は不要であり、回路基板の小型軽量化は、さらに促進されることになる。 【００７５】また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。 これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。 そして、この点でも、回路の小型軽量化が促進されるものである。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 【図２】図１に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。 【図３】図１に示す電源回路について、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図４】図１に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図５】図１に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。 【図６】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。 【図７】図６に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。 【図８】図６に示す電源回路について、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図９】図６に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図１０】図６に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。 【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 【図１２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。 【図１３】図１１に示す電源回路について、荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図１４】図１１に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。 【図１５】図１２に示す電源回路について、荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。 【図１６】図１２に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。 【符号の説明】 １ 発振ドライブ制御回路、１０ 力率改善回路、１１
力率改善整流回路、Ｄｉ，ＤBR ブリッジ整流回路、
Ｌ20 インダクタ、Ｄ1，Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード／整流ダイオード、Ｄ3，Ｄ4 低速リカバリ型の整流ダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、Ｃｉ，Ｃｉ1，
Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃ
2 二次側部分共振コンデンサ

─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】 【提出日】平成１５年１月１６日（２００３．１．１
６） 【手続補正１】 【補正対象書類名】明細書【補正対象項目名】００５０ 【補正方法】変更【補正内容】 【００５０】このようにして、本実施の形態の電源回路では、電源高調波規制を満足する力率を得るようにしながらも、電力変換効率の向上が図られていることが理解される。 具体的には、本実施の形態の場合、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップを０とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、
１．４％向上された。 また、力率改善を、電圧帰還方式による構成の力率改善回路１０により行うようにしたことで、１．７％ 向上されており、総合的には、３．１％
の向上が図られたことになる。 つまり、電源回路全体としては、図１１に示した回路がηAC/DC＝８９．２パーセントであったのに対して、本実施の形態では、先ず、
複合共振形コンバータの構成を変更したことで、ηAC/D
C＝９１．２％にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路１０が組み合わされたことで、ηAC/DC＝
９２．３％にまで向上されたことになる。 また、交流入力電力については４．６Ｗ低下したという実験結果も得られた。