【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善機能を備えたスイッチング電源回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備え二次側にも共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路を各種提案しており、また、複合共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。 力率改善回路としては、一次側に発生する電圧共振パルス電圧を平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大して力率を向上させる電圧帰還方式の力率改善回路を提案しているが、このような力率改善回路として、コンデンサ分圧方式の静電容量結合形、コンデンサ分圧方式の磁気結合形、三次巻線方式の磁気結合形、三次巻線方式のダイオード結合形などの各種回路を提案している。 【０００３】これらにおいては、電力変換効率、コスト、直流入力電圧の変動特性、スイッチング素子のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作領域などの面から、
三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路が最も有用であるとされている。 ここでは先行技術として、三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路を備えたスイッチング電源回路例を図３０で説明する。 【０００４】図３０の電源回路は電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路２０が設けられた構成とされている。 この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、例えばラインフィルタトランスやアクロスコンデンサ等から成るラインフィルタ２１が設けられている。 また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。 ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。 【０００５】ここでの電圧共振形コンバータは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。 スイッチング素子Ｑ1 のドレイン−ソース間にはクランプダイオードＤD が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。 スイッチング素子Ｑ1 のドレインは、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。 ソースは一次側アースに接地される。 スイッチング素子Ｑ１のゲートには、図示しないスイッチング駆動回路によって、
スイッチング駆動信号が印加され、スイッチング素子Ｑ
１は、スイッチング駆動信号に基づいてスイッチング動作を行う。 この場合、スイッチング駆動信号は、例えば二次側の直流出力電圧のレベルに応じて周波数が可変されるようになされ、このスイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化が図られる。 【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。 この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。 そしてスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、
実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。 【０００７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。 また、一次巻線Ｎ１と同じ場所、つまり一次側には、別巻線として三次巻線Ｎ３が形成される。 三次巻線Ｎ３は帰還巻線として機能するものであり、三次巻線Ｎ３の巻終り端は、直列共振コンデンサＣ３を介して力率改善回路２０における高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード点に接続されている。 【０００８】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。 この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。 この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。 つまり二次側において電圧共振動作が得られる。 即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。 つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。 【０００９】この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤ01及び平滑コンデンサＣ01を図のように接続することで、半波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅ01を生成する。 【００１０】続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。 力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、 チョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３が直列接続されて挿入される。 フィルタコンデンサＣN はチョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列接続に対して並列に挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。 【００１１】また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。 【００１２】この場合、交流入力電圧ＶACの絶対値がピーク時近辺で高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、
交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉへの充電電流がチョークコイルＬｓ、高速リカバリ型ダイオードＤ３
を介して流れるが、同時に３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ３と高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列回路に帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ３をスイッチング動作することによって交流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善機能が実現する。 交流入力電圧ＶACの絶対値が低くなると高速リカバリ型ダイオードＤ３は非導通となり３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ３とチョークコイルＬｓとフィルタコンデンサＣNの直列回路で直列共振回路を構成する。 【００１３】図３１、図３２は、上記回路における各部の動作波形を示しており、図３１は交流入力電圧ＶACがゼロ電圧付近の際の動作波形、図３２は交流入力電圧Ｖ
ACがピーク電圧付近の際の動作波形である。 図３１において、スイッチング素子Ｑ１の電流ｉQと電圧ｖdsの波形から、ＺＶＳ動作となっており、スイッチング損失の低減が可能であることがわかる。 また三次巻線電圧Ｖ３
としてはスイッチング素子Ｑ１の電圧ｖds波形と相似の電圧が発生する。 この電圧Ｖ３が共振コンデンサＣ３、
チョークコイルＬｓ、フィルタコンデンサＣNに印加されて共振電流が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード端子電圧がスイッチング周期で振動する。 交流入力電圧ＶACが０付近においては、入力整流電圧Ｖ１が低いため、その電圧Ｖ１にチョークコイルＬｓ
で発生する電圧が重畳した高速リカバリ型ダイオードＤ
３のアノード電圧が、平滑コンデンサＣｉの端子間電圧Ｅｉであるカソード電圧よりも常に低く、高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフしたままとなる。 従って交流入力電流は流れない。 【００１４】交流入力電圧ＶACが上昇し、入力整流電圧Ｖ１以上になると、そこに重畳された電圧により高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が入力平滑電圧Ｅｉ以上となるため、高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、交流入力電流ＩACが高速リカバリ型ダイオードＤ３を介して流れ出す。 従って、入力平滑電圧Ｅｉに対し、チョークコイルＬｓで発生する電圧分だけ低い交流入力電圧ＶACのタイミングから交流入力電流ＩACが流れ出すため、交流入力電流ＩACの導通角が広がり、力率の改善が可能となる。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】ところが、このような電源回路では以下のような問題がある。 まず、図３２に見られるように交流入力電圧ＶACのピーク近辺では、高速リカバリ型ダイオードＤ３には１５Ａｐ以上の高周波電流ｉDが流れ、また直列共振コンデンサＣ３と三次巻線Ｎ３には１０Ａｐ以上の高周波電流ｉｃが流れるため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）が力率改善前に比べて１％程度低下する。 また１５Ａｐ以上のピーク電流が高速リカバリ型ダイオードＤ３に流れるため、高速リカバリ型ダイオードＤ３が発熱が大きいものとなる。 このため放熱板が必要となる。 もちろん高速リカバリ型ダイオードＤ３として定格電流が大容量のものを選定する必要が生ずる。 【００１６】また、図３３は上記回路において、負荷電流に対する力率の変化特性を示し、また図３４は交流入力電圧ＶACに対する力率の変化特性を示しているが、負荷電力の減少、又は交流入力電圧ＶACの上昇に伴って力率が低下する特性となる。 つまりこれらの変動に対してほぼ一定となる力率の特性を得ることができない。 【００１７】ＺＶＳ動作領域の確保のためには、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要がある。 力率改善回路２０では、
交流入力電圧ＶACが低いときには高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフであるため、これを無視すると、三次巻線Ｎ３を電圧源としたＬＣ直列共振回路となる。 この直列共振周波数に対してスイッチング周波数が低いと、その周波数においてＬＣ直列共振回路は容量性として作用するので、そこに流れる電流は三次巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ３に対して進み位相となる。 電圧Ｖ３はスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsと相似の波形が誘起するため、スイッチング素子Ｑ１の共振電圧が減少し０付近に達する時点では共振コンデンサＣ３から三次巻線Ｎ３
に向けて電流が流れることになる。 スイッチング素子Ｑ
１の端子間電圧ｖdsは、インダクタンスＬ１，Ｌ２により共振コンデンサＣｒが充放電され、ゼロ電圧まで達することで、スイッチング素子Ｑ１のＺＶＳ動作を実現するものであるが、上記の場合、インダクタンスＬ１，Ｌ
２により共振コンデンサＣｒを放電するはずの電流が、
三次巻線Ｎ３から一次巻線Ｎ１へ供給される電流により弱められてしまうため、共振コンデンサＣｒを完全に放電できずＺＶＳ動作が不可能となり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング損失が発生し、効率低下を招いてしまう。 従って上記のように、力率改善回路２０
の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要があるが、このため力率改善回路２０のインダクタンスＬｓの値や、共振コンデンサＣ３の静電容量値として制約を受けるため、最適設計が困難となる。 【００１８】 【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。 即ち、商用交流電源を、低速リカバリ型ダイオードで形成されるブリッジ整流回路で整流し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路とを設ける。 また、第１，第２の高速リカバリ型ダイオードと、
ノーマルモードフィルタ用コンデンサと、トランスとを有し、上記第１の高速リカバリ型ダイオードは上記ブリッジ整流回路の正極側と上記平滑コンデンサの正極の間に接続され、上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサは上記第１の高速リカバリ型ダイオードに並列接続され、上記第２の高速リカバリ型ダイオードと上記トランスの二次巻線とが直列接続されて上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサに並列接続され、上記トランスの一次巻線は上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に接続されて成り、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧を上記平滑コンデンサに帰還する力率改善手段を設ける。 さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備える。 この場合、上記力率改善手段の上記トランスの上記一次巻線と上記二次巻線は、中間タップ接続で構成されるようにする。 【００１９】また本発明のスイッチング電源回路は、商用交流電源を、低速リカバリ型ダイオードで形成されるブリッジ整流回路で整流し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、さらに一次側において上記一次巻線と中間タップ接続された三次巻線が施され、上記中間タップ点が上記平滑コンデンサの正極に接続された絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路とを設ける。 また第１，第２の高速リカバリ型ダイオードと、ノーマルモードフィルタ用コンデンサと、インダクタンスとを有し、上記第１の高速リカバリ型ダイオードは上記ブリッジ整流回路の正極側と上記平滑コンデンサの正極の間に接続され、上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサは上記第１の高速リカバリ型ダイオードに並列接続され、上記第２の高速リカバリ型ダイオードと上記インダクタンスと上記絶縁コンバータトランスの三次巻線が直列接続されて上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサに並列接続されて成り、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧を上記平滑コンデンサに帰還する力率改善手段を設ける。 さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えるようにする。 【００２０】上記の各構成によれば、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路において、一次側電圧共振コンバータに発生する電圧共振パルス電圧を、力率改善手段を介して平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大し力率を向上する回路を実現する。 そしてこの場合、第１、第２の高速リカバリ型ダイオードを用いることで、交流入力電圧のピーク値近辺で高速リカバリ型ダイオードへ大電流が流れることを解消できる。 また力率改善手段において直列共振コンデンサを不要とすることができる。 【００２１】また本発明のスイッチング電源回路は、商用交流電源を、低速リカバリ型ダイオードで形成されるブリッジ整流回路で整流し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、ギャップが形成されていないコアに一次巻線と二次巻線が加極性の状態で施され、さらに一次側において上記一次巻線と中間タップ接続された三次巻線が施され、上記中間タップ点が上記平滑コンデンサの正極に接続された絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路を備える。
また、第１，第２の高速リカバリ型ダイオードと、ノーマルモードフィルタ用コンデンサと、インダクタンスとを有し、上記第１の高速リカバリ型ダイオードは上記ブリッジ整流回路の正極側と上記平滑コンデンサの正極の間に接続され、上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサは上記第１の高速リカバリ型ダイオードに並列接続され、上記第２の高速リカバリ型ダイオードと上記インダクタンスと上記絶縁コンバータトランスの三次巻線が直列接続されて上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサに並列接続されて成り、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧を上記平滑コンデンサに帰還する力率改善手段を備える。 さらに上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、半波整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。 また本発明のスイッチング電源回路は、さらに、クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えて形成され、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧をクランプするアクティブクランプ手段を備える。 【００２２】この構成によれば、上述した構成と同様に、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路において、一次側電圧共振コンバータに発生する電圧共振パルス電圧を、力率改善手段を介して平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大し力率を向上する回路を実現する。 そしてこの場合も、第１、第２の高速リカバリ型ダイオードを用いることで、交流入力電圧のピーク値近辺で高速リカバリ型ダイオードへ大電流が流れることを解消できる。 また力率改善手段において直列共振コンデンサを不要とすることができる。 その上で、絶縁コンバータトランスのコアはギャップゼロとし、一次巻線と二次巻線が加極性とされ、二次側は半波整流方式で直流出力電圧を得るようにすることで、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができる。 さらに、一次側にアクティブクランプ手段を設けることで、交流入力電圧が１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方に対応する、ワイドレンジ対応可能なスイッチング電源回路として、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができる。 【００２３】また本発明のスイッチング電源回路は、整流電流を直列接続された２つの平滑コンデンサにより平滑して倍電圧直流入力電圧を出力する平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、
ギャップが形成されていないコアに一次巻線と二次巻線が加極性の状態で施され、さらに一次側において上記一次巻線と中間タップ接続された三次巻線が施され、上記中間タップ点が上記平滑コンデンサの正極に接続された絶縁コンバータトランスと、上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路とを設ける。 また、交流ラインの交流電流を整流し、整流電流を上記平滑手段に供給するために、直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードによる第１
の整流回路と、直列接続された２つの低速リカバリ型ダイオードによる第２の整流回路が設けられると共に、ノーマルモードフィルタ用コンデンサと、インダクタンスとを有し、上記２つの高速リカバリ型ダイオードの接続点に、上記インダクタンスと上記三次巻線の直列回路が接続されることで上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧が帰還され、上記２つの高速リカバリ型ダイオードが、帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善するように構成されている力率改善整流手段を設ける。 さらに、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、半波整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備える。 またこの構成において、上記ノーマルモードフィルタ用コンデンサは、上記２つの低速リカバリ型ダイオードの接続点と、上記２つの平滑コンデンサの接続点との間に接続される。 【００２４】この構成によれば、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路において、一次側が倍電圧整流平滑方式の場合に、上述した構成と同様に、力率向上、交流入力電圧のピーク値近辺で高速リカバリ型ダイオードへ大電流が流れることの解消、力率改善整流手段において直列共振コンデンサの不要化を実現でき、その上で、絶縁コンバータトランスのコアはギャップゼロとし、一次巻線と二次巻線が加極性とされ、二次側は半波整流方式で直流出力電圧を得るようにすることで、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができる。 【００２５】 【発明の実施の形態】以下、本発明の各種実施の形態としてのスイッチング電源回路を説明していく。 【００２６】＜第１の実施の形態＞図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。 そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０が備えられるものである。 【００２７】この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは低速リカバリ型ダイオードで形成されるブリッジ整流回路Ｄｉによって全波整流される。 ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。 【００２８】力率改善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。 ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。 このスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。 【００２９】スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。 スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と、トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）を介して平滑コンデンサＣ
ｉの正極端子と接続される。 エミッタは一次側アースに接地される。 スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。 【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。 このコンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。 そしてスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られる。 【００３１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ
１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。 そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。 これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。 ギャップＧは、Ｅ
型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。 また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。 【００３２】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、巻終り端側はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）の巻始め端に接続されて、この一次巻線（ＬT1）を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。 【００３３】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ
となる場合と−Ｍとなる場合とがある。 例えば、図３
（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図３（ｂ）
に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ
（減極性：フライバック方式）となる。 これを、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤOに整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることができる。 【００３４】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。 この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。 この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。 つまり二次側において電圧共振動作が得られる。 即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。 【００３５】この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、高速リカバリ型ダイオードで形成されるブリッジ整流ダイオードＤｏ及び平滑コンデンサＣｏを図のように接続することで、全波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅｏを生成する。 【００３６】また、ＰＦＭ（パルス周波数変調回路）としての制御回路１が設けられ、直流出力電圧Ｅｏは制御回路１に対しても分岐して入力される。 制御回路１においては、直流出力電圧Ｅｏを検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。 つまり制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅｏのレベルに応じて、周波数が可変される電流信号をスイッチング素子Ｑ
１のベースに供給する。 つまり二次側の直流出力電圧Ｅ
ｏのレベルに応じて一次側のスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作が行われることになり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する作用が得られる。 スイッチング周波数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行われるものとされる。 【００３７】続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。 この力率改善回路１０は、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２、及びトランスＴによって構成される。 即ち力率改善回路１０においては、まずブリッジ整流回路Ｄ
ｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に高速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。 また、高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。 【００３８】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT
2）の巻終わり端に接続され、トランスＴの二次巻線（ＬT2）の巻始め端は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。 つまり高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬT2の直列接続が、高速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣN
のそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）は、その巻始め端が絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
１の巻終わり端と接続され、またトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）の巻終わり端は、平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。 【００３９】なお、このような一次巻線（ＬT1）、二次巻線（ＬT2）の接続構成とされるトランスＴについては、一次巻線（ＬT1）の巻終わり端と二次巻線（ＬT2）
の巻始め端が接続される構成となる。 このため実際には、一次巻線（ＬT1）と二次巻線（ＬT2）は、いわゆる中間タップ接続が可能となる、またこのためにもより、
トランスＴとしては小型の開磁路のドラム形フェライト磁心により構成が可能となり、製造の容易化や回路の小型化を実現できる。 【００４０】力率改善回路１０による力率改善機能は次のようになる。 この力率改善回路１０の場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては、高速リカバリ型ダイオードＤ１を介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２
及びインダクタンスＬT2を介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つとなる。 そして力率改善回路１０に対しては、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一次巻線（ＬT1）に流れるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が帰還される。 つまり二次巻線（ＬT2）には、一次巻線（ＬT1）に流れる一次電流によって誘起電圧が発生し、これによって電圧共振パルス電圧が、二次巻線（ＬT2）に直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。 【００４１】このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬT2を流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。 この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。 【００４２】また、上述したように平滑コンデンサＣｉ
への充電電流は高速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬT2による経路に分流されることになる。 この力率改善回路１０の場合、高速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみでスイッチング動作することになる（ピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ
１が流れる）。 これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１又はＤ
２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。 つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において電流Ｉ１が高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２の電流Ｉ２は過大なレベルとはならず、このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。 【００４３】また、力率改善回路１０は直列共振コンデンサを介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。 つまり、図３０のようなコンデンサＣ３
を不要としている。 これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対してもほぼ一定の力率を実現できるものとなる。 【００４４】また、先に図３０の回路についての問題点として述べたように、スイッチング素子Ｑ１のＺＶＳ動作領域を確保するには、特に二次側が半波整流回路構成とされる場合、力率改善回路の直列共振周波数をスイッチング周波数より低く設定する必要があるが、本例の場合、当該力率改善回路１０の構成と二次側が全波整流回路構成とされていることにより、ＺＶＳ動作領域を拡大するという効果も得られるものとなる。 【００４５】図４、図５は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５
０Ｈｚにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 また図５は、負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４０
Ｖの変化に対する上記の各特性である。 なお、各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図１の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。 【００４６】また図６、図７は図１の回路の各部の動作波形を示している。 図６は交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作波形であり、図７
は負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の動作波形である。 ここでは、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ
１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ
２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏ
について示している。 なお、この場合図１の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４０Ｔ
（ターン） 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝７５００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ インダクタンスＬT1＝３０μＨ インダクタンスＬT2＝１５μＨ 高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２：定格１０Ａ／２
００Ｖの高速ダイオード【００４７】図４、図５からわかるように、図１の回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝
５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．８１
〜０．８３となる。 また負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの範囲において力率ＰＦは０．８３〜０．８４となる。 つまり力率Ｐ
Ｆとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となる特性を実現できる。 【００４８】また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率改善前の９１．１％から９０．７％への０．４
％の低下にとどまり、図３０の回路の場合、力率改善前より１％低下していたことに比較して改善されていることがわかる。 【００４９】また、上述のように高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図７，図８に見ることができる。 即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２も大電流とはなっていない。
実際には、いづれも８．５Ａｐとなり、図３０の回路において高速リカバリ型ダイオードＤ３に１５Ａｐ以上のスイッチング電流が流れたことに比較して、約１／２に低減している。 【００５０】＜第２の実施の形態＞続いて本発明の第２
の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。 図８
は第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 なお、図１と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。 この場合、図１の回路と比較して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成と力率改善回路１１の構成が異なるものとなっている。 【００５１】この場合絶縁コンバータトランスＰＩＴ
は、一次側に中間タップを設けて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３を形成している。 一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３
は、その巻方向の関係から別巻線とせずに中間タップ構成とできることで、製造を容易化できる。 【００５２】力率改善回路１１は、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ
１，Ｄ２、インダクタンスＬｓによって構成される。 即ち力率改善回路１１においては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に高速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。 また、高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。 【００５３】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはインダクタンスＬｓと直列接続され、インダクタンスＬｓはさらに絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３に接続される。 絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの三次巻線Ｎ３の他端（つまり中間タップ点）は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。 即ち高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬｓと三次巻線Ｎ３の直列接続が、高速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。 インダクタンスＬｓについては、小型の開磁路のドラム形フェライト磁心で構成可能である。 【００５４】力率改善回路１１による力率改善機能は次のようになる。 この力率改善回路１１の場合も、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては２系統となる。 つまり高速リカバリ型ダイオードＤ１を介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つである。 そして力率改善回路１１に対しては、一次側並列共振回路によって得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が三次巻線Ｎ３が帰還巻線として機能して帰還される。 つまり一次巻線Ｎ１に得られる電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を介して直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。 【００５５】このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。 この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。 【００５６】また、上述したように平滑コンデンサＣｉ
への充電電流は高速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、高速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみでスイッチング動作することになる（ピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる）。 このため交流入力電圧Ｖ
ACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。 このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。 また従って、各高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。 【００５７】また、この力率改善回路１１も、図３０のような直列共振コンデンサＣ３を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。 これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対してもほぼ一定の力率を実現できるものとなる。 さらに本例の場合も、当該力率改善回路１１の構成と二次側が全波整流回路構成とされていることにより、
ＺＶＳ動作領域を拡大するという効果も得られるものとなる。 【００５８】図９、図１０は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５
０Ｈｚにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 また図１０は、負荷電力Ｐ
ｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４
０Ｖの変化に対する上記の各特性である。 この場合も、
各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図８の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。 【００５９】また図１１、図１２は図８の回路の各部の動作波形を示している。 図１１は交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作波形であり、
図１２は負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の動作波形である。 ここでは、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ
１，Ｄ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏについて示している。 なお、この場合図８の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝８Ｔ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ インダクタンスＬｓ＝２２μＨ 高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２：定格１０Ａ／２
００Ｖの高速ダイオード【００６０】図９、図１０からわかるように、図８の回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ
＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．７
９〜０．８６となる。 また負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの範囲において力率ＰＦは０．８６〜０．８５５となる。 つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となる特性を実現できる。 【００６１】また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率改善前の９１．１％から９０．８％への０．３
％の低下にとどまり、図３０の回路の場合、力率改善前より１％低下していたことに比較して改善されていることがわかる。 【００６２】また、上述のように高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図１１，図１
２に見ることができる。 即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２も大電流とはなっていない。 実際には、いづれも７Ａｐとなり、図３０の回路において高速リカバリ型ダイオードＤ３に１５Ａｐ以上のスイッチング電流が流れたことに比較して、約１／２に低減している。 【００６３】＜第３の実施の形態＞次に図１３に第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。 この回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の回路構成は上記図８の回路と同様であるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴはギャップをゼロとし、一次巻線と二次巻線を加極性の極性状態としていること、及び二次側の整流回路は、高速リカバリ型ダイオードＤ01による半波整流方式としている点が異なる。 【００６４】上記図８の第２の実施の形態の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ
以下においては、構成部品の経済性と信頼性の面から、
低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ全波整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉによって直流入力電圧Ｅｉを得ている。 従ってスイッチング素子Ｑ１と一次側並列共振コンデンサＣｒの耐圧は８００Ｖである。 そしてこの場合、直流出力電圧Ｅｏが多出力の場合には多出力電圧のクロスレギュレーションの改善のために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と並列に二次側電圧共振コンデンサＣ２を接続し、高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路Ｄｏと平滑コンデンサＣｏによる全波整流平滑回路によって直流出力電圧Ｅｏを得ている。 このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥ
Ｅ型フェライトコアの中足に図２に示したように１．０
〜１．５ｍｍのギャップを設けて結合係数ｋ＝０．８程度で動作している。 【００６５】そして上述したように効果を奏するわけであるが、上記のとおり、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC ）については（図３０の回路よりは改善されてはいるが）、力率改善前よりも低下している。 そこで第３
の実施の形態では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）を力率改善前より大幅に向上させて省エネルギーを図るようにしたものである。 【００６６】第３の実施の形態を示す図１３の回路において、第２の実施の形態の図８と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。 具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の構成は図８と同様である。 【００６７】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の極性は加極性である。 そして加極性の場合は、図１４に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型フェライトコアＣＲ１，ＣＲ２の中足ギャップをゼロとすることが可能である。 即ち本例では絶縁コンバータトランスＰＩ
ＴのＥＥ型フェライトコアのギャップをゼロとし、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数ｋ＝０．９程度としている。 【００６８】また、二次側には図示するように高速リカバリ型ダイオードＤ01による半波整流回路を設けて、この高速リカバリ型ダイオードＤ01と平滑コンデンサＣｏ
による半波整流平滑回路を形成して直流出力電圧Ｅｏを得るようにしている。 【００６９】図１５、図１６は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図１５は交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、５０Ｈｚにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 また図１６は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０
〜１４０Ｖの変化に対する上記の各特性である。 この場合も、各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図１３の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。 なお、図１３の回路の各部の動作波形としての、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ１，
Ｄ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥ
ｏは、上記図１１（負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時），図１
２（負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時）で示した波形と概略同様となる。 【００７０】なお、この場合図１３の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４２Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝７Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ＝０ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝７５００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ インダクタンスＬｓ＝２２μＨ 高速リカバリ型ダイオードＤ01：定格６００Ｖ耐圧の高速ダイオード【００７１】図１５、図１６からわかるように、図１３
の回路では、力率ＰＦとしては、上記第２の実施の形態と同様の特性を実現できる（図９，図１０と比較参照）。 そして図１３の回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ＝０とした効果によって、ＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（η _AC/DC ）は、図８の回路よりも約１．２％の向上が図られ、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC ）＝９１．４％となる。 入力電力は力率改善前と比べて１．６Ｗ低減し、また図８の回路に比べると入力電力は２．９Ｗ低減する。 つまりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）の大幅な向上が実現され、これにより入力電力を低減できるため省エネルギー化が実現できる。 【００７２】またこの第３の実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数の向上により、漏洩磁束対策として、磁気シールド用銅板のショートリングが不要となるという利点も生ずる。 さらに、二次側は、
図８のように４つの高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路Ｄｏから１つの高速リカバリ型ダイオードＤ01とできることで、部品点数が削減できる。 【００７３】なお、高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ
１，Ｉ２が分流し、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２が大電流とはならず、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流容量の小さいものを選定できること、及び放熱板が不要となることや、力率改善回路が直列共振コンデンサを介さずに一次側の電圧共振パルス電圧が帰還される構成であることによる効果は、図８の第２の実施の形態の場合と同様に得られる。 【００７４】＜第４の実施の形態＞図１７に第４の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。 図１７において、上記図１３の第３の実施の形態と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。 この第４の実施の形態は、図１３の回路において一次側にアクティブクランプ回路を付加したものであり、それ以外の回路構成は同様である。 従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ
型フェライトコアについては、そのギャップがゼロとされ、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２は加極性の極性とされている。 【００７５】この電源回路においては、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。 即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ４，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。 また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ
１を備えて成る。 【００７６】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。 その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。 また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ４を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。 また、補助スイッチング素子Ｑ２のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。 従って、
アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ４を直列に接続して成るものとされる。 そして、このようにして形成される回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して、更に並列に接続して構成されるものである。 【００７７】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。 この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。 即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。 この場合のドライブ巻線Ｎｇ
は、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。 これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。 また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇ
とは逆極性の電圧が得られる。 従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになり、アクティブクランプ回路１５によって電圧共振パルス電圧がクランプされる。 そして絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３は、力率改善回路１
０に対しての帰還巻線として機能するが、このアクティブクランプ回路１５のクランプ作用により、三次巻線Ｎ
３を介して帰還される高周波のパルス電圧波形はクランプされる。 【００７８】このように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。 さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少して安定した力率特性を得られるという効果も生ずる。 【００７９】図１８、図１９は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図１８は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 なお、図１８において実線が交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、点線が交流入力電圧ＶAC＝２３
０Ｖ時を示している。 また図１９は、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。 【００８０】また図２０、図２１は図１７の回路の各部の動作波形を示している。 即ち、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ
２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏについて、負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗ時を図２０に、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時を図２１に示す。 【００８１】図１８、図１９からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）は９１．３％
が得られ、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、９
１．２％となった。 つまりこの場合、ワイドレンジ対応の力率改善電源において、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔのギャップがゼロとされることで、図８の回路から比べて大幅にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）が向上され、交流入力電力は２．５Ｗ以上低減することができる。 【００８２】＜第５の実施の形態＞続いて本発明の第５
の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。 この実施の形態は、上記第２の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗ以上の場合に対応して、入力倍電圧整流平滑回路を採ったものである。 図８と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。 この場合、図８の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。 【００８３】この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。 そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１５が備えられるものである。 【００８４】この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１５によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。 【００８５】力率改善整流回路１５の構成については後述するが、電圧共振形コンバータの構成については、概略第２の実施の形態（図８）と同様となるため簡単に述べる。 この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。 スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤDが接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成することは図８の回路と同様である。 また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、ブリッジダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。 【００８６】なお絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、一次側に三次巻線Ｎ３が巻装されるが、この場合は、三次巻線Ｎ３は一次巻線Ｎ１とは別巻線として巻装される。 そしてこの例は、図８と同様に絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、そのフェライトコアにギャップが形成された図２の構造とされている。 【００８７】力率改善整流回路１５の構成について説明する。 この力率改善整流回路１５は、交流入力電流ＩAC
の整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。 具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。 【００８８】力率改善整流回路１５においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用コンデンサＣNとしてフィルムコンデンサが配される。 また交流ラインから直列にチョークコイル（インダクタンス）Ｌｓが接続され、さらにインダクタンスＬｓには絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の一端が接続される。 そして三次巻線Ｎ３の他端には２組の高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1Bが接続される。 高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1Bは直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。 インダクタンスＬｓと三次巻線Ｎ３の直列回路は、高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1Bの接続点に接続される。 【００８９】また交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２の直列回路が配される。 低速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。 【００９０】このような力率改善整流回路１５において、まず整流機能を説明する。 この力率改善整流回路１
５においては、高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1Bが第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２が第２の整流回路として機能する。 【００９１】即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→インダクタンスＬｓ→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ1B→平滑コンデンサＣｉ１→・
・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤｉ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。 また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ1A→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤｉ２→・・・の系で、
第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。 【００９２】つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ
２に供給されることになる。 そして平滑コンデンサＣｉ
１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、
倍電圧整流方式となる。 【００９３】力率改善整流回路１５による力率改善機能は次のようになる。 上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1Bに対しては、三次巻線Ｎ３が接続されている。 この場合、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）に伴って三次巻線Ｎ３に発生するスイッチング周期の交番電圧が整流電流経路に重畳される。 この交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ1A（又はＤ1B）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
本例の場合は、交流入力電圧ＶACの正の期間では、高速リカバリ型ダイオードＤ1Bのスイッチングにより整流電流が断続されて力率改善が図られ、また交流入力電圧Ｖ
ACの負の期間では、高速リカバリ型ダイオードＤ1Aのスイッチングにより整流電流が断続されて力率改善が図られる。 【００９４】そして本例では、三次巻線Ｎ３の巻数を増加することによって一次側の電圧共振パルス電圧の電圧帰還量は増加し、高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1B
のスイッチング動作期間が拡大して力率の向上を図ることができる。 例えば力率を０．９以上に向上させ、また直流出力電圧Ｅ01のリップル電圧が増加しないようにできる。 【００９５】また本例では、力率改善整流回路１５内には共振コンデンサが設けられていないため、スイッチング電流Ｉ１，Ｉ２、交流入力電流ＩACにおいて、交流入力電圧ＶACの正と負の極性では電流値が不平衡である。
これは三次巻線Ｎ３のパルス電圧が正と負で不平衡であるために生じており、三次巻線Ｎ３の極性を反転すればスイッチング電流Ｉ１，Ｉ２、交流入力電流ＩACの各ピーク値も反転する。 【００９６】また、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。 これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においてインダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ1B又はＤ1Aに過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。 これにより交流入力電圧ＶACのピーク値付近で零電圧スイッチング動作が制約されることを防止できる。 即ち電圧帰還量を増加させても、交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対して全領域で零電圧スイッチングの安定条件を満足する。 このため電圧帰還量を増加させ、力率を例えば０．８以上に向上させることが問題ないものとなる。 【００９７】図２３、図２４は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図２３は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
時において、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 また図２４は、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４０Ｖ
の変化に対する上記の各特性である。 なお、各図において実線が力率改善が行われる図２２の回路の場合を、また点線が、図２２の回路において力率改善を行う回路系が設けられない場合を、それぞれ示している。 【００９８】また図２５、図２６は図２２の回路の各部の動作波形を示している。 即ち、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、電圧Ｖ１、Ｖ２、電流Ｉ１，Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅ
ｏのリップル電圧ΔＥｏについて、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時を図２５に、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時を図２６に示す。 【００９９】なお、この場合図２２の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝９５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１５Ｔ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２４００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１９μＦ インダクタンスＬｓ＝３９μＨ 高速リカバリ型ダイオードＤ1A、Ｄ1B、Ｄｏ：定格２０
０Ｖ耐圧【０１００】図２３，図２４からわかるように、力率Ｐ
Ｆは、力率改善前の０．５程度から０．８０程度に向上させることができる。 ただしＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）については、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率改善前の９２．３％から９２．０％に低下した。 【０１０１】＜第６の実施の形態＞第６の実施の形態のスイッチング電源回路を図２７に示す。 この回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の回路構成は上記図２２の第５の実施の形態の回路と同様であるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴはギャップをゼロとし、一次巻線と二次巻線を加極性の極性状態としていること、及び二次側の整流回路は、高速リカバリ型ダイオードＤ01
による半波整流方式としている点が異なる。 【０１０２】上記図２２の第５の実施の形態の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏが２００
Ｗ以上においては、構成部品の経済性と信頼性の面から、低速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２と平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって倍電圧直流入力電圧Ｅ
ｉを得ている。 従ってスイッチング素子Ｑ１と一次側並列共振コンデンサＣｒの耐圧は１５００Ｖである。 そしてこの場合、直流出力電圧Ｅｏが多出力の場合には多出力電圧のクロスレギュレーションの改善のために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と並列に二次側電圧共振コンデンサＣ２を接続し、高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路Ｄｏと平滑コンデンサＣｏによる全波整流平滑回路によって直流出力電圧Ｅｏ
を得ている。 このために、絶縁コンバータトランスＰＩ
ＴのＥＥ型フェライトコアの中足に図２に示したように１．０〜１．５ｍｍのギャップを設けて結合係数ｋ＝
０．８程度で動作している。 【０１０３】そして上述したように効果を奏するわけであるが、上記のとおり、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC ）については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率改善前よりも低下している。 そこでこの第６の実施の形態では、Ａ
Ｃ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）を力率改善前より大幅に向上させて省エネルギーを図るようにしたものである。 【０１０４】第６の実施の形態を示す図２７の回路において、第５の実施の形態の図２２と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。 具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の構成は図２２と同様である。 【０１０５】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の極性は加極性である。 そして加極性の場合は、上記図１４でも説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型フェライトコアＣＲ１，ＣＲ２の中足ギャップをゼロとすることが可能である。 即ち本例では絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型フェライトコアのギャップをゼロとし、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数ｋ＝０．９
程度としている。 【０１０６】また、二次側には図示するように高速リカバリ型ダイオードＤ01による半波整流回路を設けて、この高速リカバリ型ダイオードＤ01と平滑コンデンサＣｏ
による半波整流平滑回路を形成して直流出力電圧Ｅｏを得るようにしている。 【０１０７】図２８、図２９は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。 図２８は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
において、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。 また図２９は、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４０Ｖの変化に対する上記の各特性である。 この場合も、各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図２７の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。 なお、図２７の回路の各部の動作波形としての、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、電圧Ｖ１、Ｖ２、電流Ｉ
１，Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏは、上記図２５
（負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時），図２６（負荷電力Ｐｏ
＝５０Ｗ時）で示した波形と概略同様となる。 【０１０８】なお、この場合図２７の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝９０Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ＝０ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ インダクタンスＬｓ＝３９μＨ 高速リカバリ型ダイオードＤ01：定格６００Ｖ耐圧の高速ダイオード【０１０９】図２８、図２９からわかるように、図２７
の回路では、力率ＰＦとしては、上記第５の実施の形態と同様の特性を実現できる（図２３，図２４と比較参照）。 そして図２７の回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ＝０とした効果によって、ＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（η _AC/DC ）は、図２２の回路よりも約１．４％の向上が図られ、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC ）＝９３．４％となる。 入力電力は力率改善前と比べて２．６Ｗ低減し、また図２２の回路に比べると入力電力は３．３Ｗ低減する。 つまりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η _AC/DC ）の大幅な向上が実現され、これにより入力電力を低減できるため省エネルギー化が実現できる。 【０１１０】またこの第６の実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数の向上により、漏洩磁束対策として、磁気シールド用銅板のショートリングが不要となるという利点も生ずる。 さらに、二次側は、
図２２のように４つの高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路Ｄｏから１つの高速リカバリ型ダイオードＤ01とできることで、部品点数が削減できる。 【０１１１】なお、図２２で説明したように第１、第２
の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ
２への充電電流は分流されることで、交流入力電圧ＶAC
の正負のピーク値近辺においてインダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ1B又はＤ1Aに過大な充電電流が流れることを防止するものとなり、これにより交流入力電圧ＶACのピーク値付近で零電圧スイッチング動作が制約されることを防止できることは、図２２の第５の実施の形態の場合と同様である。 【０１１２】以上、各種実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。 例えば本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した半波整流回路、２倍電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形例として成立し得る。 つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。 【０１１３】また、一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用できるものである。 またスイッチング素子に対するスイッチング駆動方式は自励発振形、他励発振形のどちらを採用しても良い。 スイッチング素子Ｑ
１は、ＢＪＴの他に、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴなどを採用しても良い。 【０１１４】 【発明の効果】以上の説明からわかるように本発明では次のような効果が得られる。 請求項１，請求項２，請求項３の発明によれば、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータにおいて、一次側電圧共振コンバータに発生する電圧共振パルス電圧を力率改善手段を介して平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大し力率を向上する。 そしてこの場合に、力率改善手段において第１、第２としての２つの高速リカバリ型ダイオードを用いることで、交流入力電圧のピーク値近辺で高速リカバリ型ダイオードへ大電流が流れることを解消でき、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流容量の小さいものを選定できること、及び放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。 また力率については、負荷電力や交流入力電圧の変動に対してほぼ一定となる回路を実現できる。 また本発明は、直列共振コンデンサを介さずに一次側の電圧共振パルス電圧が力率改善手段に帰還される構成である。 つまり力率改善手段において直列共振コンデンサを不要とすることができ、これによってＺＶＳ動作領域確保を考慮した回路設計が容易化される。 【０１１５】また請求項１、請求項２の発明に関しては、絶縁コンバータトランスにおいて帰還用の三次巻線を設けることが不要となり、一次巻線も巻数も減少でき、一次側ピン端子は２ピンでよいことから、絶縁コンバータトランスの構成の簡略化が可能となる。 さらに、
力率改善手段におけるトランスについては、小型の開磁路のドラム形フェライト磁心で構成可能であり、また、
当該請求項１の構成によればトランスの一次巻線と二次巻線は中間タップ接続が可能とされる。 これにより、トランスの構成も簡易化される。 【０１１６】請求項３の発明に関しては、絶縁コンバータトランスの一次巻線と三次巻線は中間タップ接続が可能であり、従来のように一次巻線と三次巻線を別巻線とすることに比べて一次側ピン端子は４ピンから３ピンでよいことになり、絶縁コンバータトランスの構成の簡略化が可能となる。 また力率改善手段のインダクタンスについては、小型の開磁路のドラム形フェライト磁心で構成可能であり構成を簡易化できる。 【０１１７】請求項４の発明によれば、請求項３の発明と同様の効果が得られる上で、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次巻線と二次巻線が加極性で、コアのギャップをゼロとしたことによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の大幅な向上が実現され、これにより入力電力を低減できるため省エネルギー化が実現できる。 また絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数の向上により、漏洩磁束対策として、磁気シールド用銅板のショートリングが不要となることや、二次側は１つの高速リカバリ型ダイオードによる半波整流回路とすることでコストダウンを図ることができる。 【０１１８】請求項５の発明によれば、請求項４の構成にアクティブクランプ回路を加えることで、交流入力電圧ワイドレンジ対応の力率改善電源として、ＡＣ／ＤＣ
電力変換効率の大幅な向上が実現され、これにより入力電力を低減できるため省エネルギー化が実現できる。 【０１１９】請求項６，７の発明によれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上の場合に対応して入力倍電圧整流平滑回路を採った構成において、上記した請求項４の発明と同様の効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図２】第１，第２、第５の実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造の説明図である。 【図３】絶縁コンバータトランスの加極性及び減極性の説明図である。 【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図７】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図８】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図９】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図１０】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図１１】第２、第３の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図１２】第２、第３の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図１３】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図１４】第３，第４、第６の実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造の説明図である。 【図１５】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図１６】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図１７】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図１８】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図１９】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図２０】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図２１】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図２２】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図２３】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図２４】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図２５】第５、第６の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図２６】第５、第６の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図２７】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。 【図２８】第６の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図２９】第６の実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡＣ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。 【図３０】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 【図３１】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図３２】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。 【図３３】先行技術のスイッチング電源回路の力率の特性の説明図である。 【図３４】先行技術のスイッチング電源回路の力率の特性の説明図である。 【符号の説明】 １ 制御回路、１０，１１ 力率改善回路、１５ 力率改善整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ01 高速リカバリ型ダイオード、Ｄ
ｉ，Ｄｏ ブリッジ整流回路、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッチング素子、Ｔ トランス、Ｌｓ インダクタンス

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