开关DC-DC变流器

发明领域本发明涉及DC-DC开关功率转换的领域，特别涉及使用软开关方法的这一类开关变流器，特点是在中高开关频率上具有超高效率、高过载能力、体积小、重量轻和高功率密度。

发明背景为了便于在各种量之间比较容易的进行描述，本文从头到尾始终使用下面的符号：1.DC-历史上是表示直流的简化符号，但现在具有更广的含义，通常指直接电量(电流和电压)；2.AC-历史上是表示交流的简化符号，但现在具有更广的含义，指所有交变电量(电流和电压)；3.用小写字母标记瞬时时域量，如i1表示电流，v2表示电压。通常这些瞬时量包含一个DC分量，以对应的大写字母表示，如I1和V2；4.使用Δ表示瞬时和DC成分之间的差，因此Δi1表示电流i1的脉动成分或AC成分；5.输入开关S1的负荷比D表示为D＝tON/TS，其中tON是开关为ON的时间，TS是开关周期，定义为TS＝1/fS，其中fS是不变的开关频率。开关S1在DTS间隔期间闭合(指向ON)；6.输入开关S1的互补负荷比D’表示为D’＝1-D，D’TS是输入开关S1指向OFF的间隔。

在过去的二十年里，发明了大量的DC-DC开关变流器，主要的目标是提高转换效率，减小变流器体积。过去同时满足这两个目标的努力受阻于两个主要问题，直到现在看来还是所有DC-DC开关变流器的固有问题：1.由于必须要在AC磁通路径中插入与DC偏流成正比的气隙以防止磁芯饱和，所以在变流器输入或输出端的滤波电感器中存在大的DC偏流(在一些隔离变流器的隔离变压器中也存在DC偏流)，导致磁性元件体积大。这也导致磁性材料的使用效率非常低，浪费很大。即使是约为1mm(40密耳)的较小气隙，也会大大减少总电感。这种电感损耗或通过无限大的增加开关频率(从而增加了损耗)，或通过增加磁芯的体积，或通过两者来补偿。

2.现有技术中的软开关方法虽然有助于减小开关损耗，但有很多缺点，只部分减小了开关损耗，根据软开关类型，出现下列降低效率的问题，例如：a)软开关工作需要大电感器AC脉动电流(最大DC负载电流幅度的两倍以上)，藉此增加了传导损耗；b)软开关取决于谐振电感器，因此在整个工作负荷比D范围内是无效的；c)在具有高电压设备的隔离变流器初级端只能实现部分软开关，对于实际开关器件它支配了开关损耗。

带有DC偏流的磁饱和参照现有技术图1a所示的典型反向变流器及图1b伴随的输出电感器电流波形，可以最好的理解与磁性元件(电感器和变压器)DC偏压相关的问题。因为变流器输出为负载提供DC电源，所以反向变流器中的电感必须通过负载电流的DC成分，即IDC。因此，它显然不能设计成交流(AC)应用中使用的普通电感，如图2a中的电感器。

现在通过定义关系式讲述在本文中通篇使用的几个量：1.磁链λ是连接所有N个线圈的总磁通，定义为λ＝NΦ，其中Φ是磁芯中的磁通；2.磁通密度B是单位面积的磁通，定义为B＝Φ/S，其中S是磁芯截面面积；3.电感L定义为λ-i特性曲线的斜率，即L＝λ/i；AC电感器缠绕在磁芯材料上，以充分增加其电感值。例如，典型的铁氧体磁芯材料在室温下具有大约μr＝3000的相对磁导率。因此仅仅通过插入如图2a所示没有任何气隙的磁芯材料，线圈的电感就放大3000倍。对应的磁漏“λ”与电流“i”的特性曲线如图2b，斜率高表示电感值L高(用磁芯材料可达到的最大值)。(AC电流引起的)磁漏振幅在磁芯工作特性曲线的中心周围对称分布。即使是图2b中所示的非常小的DC电流IDC通过线圈，磁芯材料也会饱和，而不是所希望的大感抗，电感器看起来象短路。因此，为了避免磁芯饱和，所有现有的开关变流器通过在磁通路中插入一个气隙，以“强力”的方式“解决”了这个DC偏压问题，如图3a所示。从图3b无缝隙磁芯和有缝隙磁芯的磁漏特性曲线及它们对应的电感L和Lg可以看出，这显然减小了与插入气隙大小成正比的电感值。显然存在三个非常有害的因素：1.通过插入气隙，大大减小了电感值。通过包含气隙，看到初始的无缝隙电感L减小100到1000倍是不稀奇的。为了补偿这种电感减小，必须要增加开关频率或使用体积更大的磁芯，或者两者组合使用。

2.对于铁氧体材料，由于0.3T(特斯拉)的低饱和磁通密度BSAT而已经很小的可用AC磁漏振幅由于磁芯中存在DC偏压而进一步降低了。例如，在典型应用中，DC偏压可以对应0.25T的磁通密度，因此只为叠加的AC磁通密度留下0.05T。AC磁通密度振幅如图3b中粗线所示。为了增加AC磁通密度振幅，需要体积更大的磁芯或增加开关频率，或者两者都需要。

3.因为没有使用饱和特性曲线的副半部分，所以铁磁材料的浪费甚至更大，从而也浪费了另一部分ΔB＝BSAT＝0.3T。

DC偏压问题不只限于所有到目前为止在DC-DC变流器中使用的电感器中，而且还在很多隔离变压器中存在，例如图4a中所示的流行的反馈变流器。这种变流器提供了电隔离，能够通过变压器匝数比来调高或调低电压，但是与普通的AC线变压器相比，DC偏压大，需要一个如图4b中所示对应大小的气隙。因此磁芯在一个方向上偏置，从而限制了叠加的AC磁通振幅，如图5所示。

到目前为止，因为大DC偏压的有害影响，从而定性的引入大气隙。现在让我们也对设计用于5V、100W反向变流器输出电感器上的DC偏压影响进行量化，该变流器的DC负载电流为I2＝20A，绕组匝数为N＝6，缠绕在饱和磁通密度BSAT＝0.3T(特斯拉)的铁氧体磁芯上，其中BDC＝0.2T用于DC偏压，剩余的0.1T分配给叠加的AC磁通振幅。为了支持NI＝120的安培匝数，要根据方程式1g＝μ0NI/BDC＝30mil＝0.75mm计算所需的气隙，其中μ0＝4π10-7H/m是自由空间的磁导率。如果L是没有气隙的电感，Lg是气隙为ls＝0.75mm的电感，那么由L/Lg＝μrlg/lm＝50可得到两个电感之比，其中μr是铁氧体材料的相对磁导率，对于开关变流器中使用的典型材料来说是μr＝3000，1m＝45mm是使用的磁芯磁路径平均长度。因此，即使是在只有20A的比较合适的DC电流水平，所给磁芯的最大可用电感也减少了50倍。μr是含有铁氧体将线圈电感在空心线圈电感上增加的倍数，在本例中是3000。然后，比值3000/50＝60表示具有气隙的铁磁材料将制造时没有使用铁磁材料、但具有相同横截面的电感器的电感增加了多少。当功率更高，特别是DC负载电流水平更高时，这会逐渐变得更为严重。对于一些千瓦幅度的大功率DC变流器应用而言，由于需要大的气隙来防止饱和，所以看到电感在插入铁磁材料之后只在没有任何磁性材料的电感之上增加了2到3倍是不稀奇的。显然这对磁性材料是巨大的浪费，这些材料能够在空心线圈的电感上增加3000倍。这也是为什么在隔离变压器没有DC偏压的开关变流器中，例如隔离Cuk变流器，变压器在体积和重量上与输入和输出电感器所需要的体积和重量相比小了几倍的原因，输入和输出电感器到目前为止支配着开关变流器的体积和重量，还导致损耗增加。

在上面的典型例子中，由于在磁路中插入气隙而产生的电感损耗或通过增加磁芯的截面来补偿，这使得变流器的体积更大，或通过将开关频率增加一个幅度量级来补偿，或者使用两者的组合。即使是在使用软开关的情况下，这也显然会大大降低总效率。因此，非常希望减少磁芯中的DC偏压，如果可能的话完全消除DC偏压。

在过去，进行了很多修正这个DC-DC变流器基本限制的努力，但只取得了非常有限的成功。有一种方法为磁性产品制造商使用，例如Hitachi和TDK。在(Hitachi的)作者Shiraki于1979年5月在Powercon第6次会议的会议论文集中发表的“用反向偏置的铁氧体磁芯来减少磁性元件体积”一文中，提出在气隙中加入永久磁铁，从而通过永久磁铁的适当方向在磁芯中与磁性绕组电流产生的DC偏压相反的方向上产生反向偏压，如图6a所示。实际结果是AC磁通振幅现在扩展到负的磁芯磁通摆幅区域，如图6c所示，使得磁芯截面和体积的减少高达50％。TDK公司基于他们的反向偏压磁芯变型，开发了一种PCH磁芯阵，由TDK公司的Nakamura和Ohta于1982年7月在Powercon第9次会议的会议论文集中的“一种新型反向偏压扼流圈”一文中发表。

但是请注意，两种方法都具有额外的气隙，根据图6b和图6c中所示下降的“粗线”斜率工作。因此，从其无缝隙磁芯的最大电感能力(图6b和图6c中的虚线)仍然有大的电感减少。显然，磁芯只能支持设计好的最大DC安培匝数。如果超过了，那么磁芯会饱和，失去过载能力。因为永久磁铁提供了与DC负载电流无关的固定反向偏压，所以在没有负载电流情况下，磁通完全符合磁通饱和特性曲线的负部分(图6c)。实际上，永久磁铁产生了最大容许偏压，但是是在负(反)方向上。这在后面可与本发明的新型DC变流器相比，本发明的新型DC变流器有一个自动的自平衡，这样在任意DC负载电流的情况下，磁芯中的净DC偏压和DC磁通都为零。

除了上述有限的性能提高，其它的应用限制，如插入永久磁铁的特殊磁芯增加了成本、由于永久磁铁增加的磁芯损耗而产生的额外损耗等，使这种方法没有吸引力，现在看来要被这两家公司放弃。

另一种减少或消除DC偏压问题的尝试是使用特殊的变流器电路结构，而不是特殊的磁芯结构。美国专利号5,166,869中提出了这样一种方法，是Bryce L.Hesteman在“辅助电子功率变流器”中发表的，文中介绍了一种“辅助变流器”。这种变流器将输入和输出电感器组合成一个耦合电感结构，其中由输入电感器DC电流产生的DC磁通被输出电感器DC电流产生的磁通所抵消。所提出的变流器的主要缺点在于它只能够产生固定的输入到输出电压转换比，由两个绕组固定的匝数比确定。因此它不能提供通过开关的脉冲宽度调制来调节电压，即使是在有限的输入电压范围上。从另一个角度看，有其它固定转换比的变流器，例如50％的从动桥型变流器，其对于输入或输出滤波都不需要带有DC偏压电流的电感器，因此不存在DC偏压问题。

因此，最希望的目标是有一个转换比可变、能够处理宽范围的输入电压、提供可调节输出，同时完全消除DC偏压或使其大大减少的开关变流器。

另一种可能的方法是将输入和输出电感器绕组组合成一个普通的耦合电感器结构，如图7a所示，这是S.Cuk和R.D.Middlebrook在美国专利号4,184,197“DC-DC开关变流器”和S.Cuk在美国专利号4,257,087“具有零输入和输出脉动电流和集成磁路的DC-DC开关变流器”中提出的。如在上面专利中所述的，将两个绕组组合在一个共用磁芯上的基本先决条件是在耦合之前有相同的AC电压通过两个电感器，并在负荷比为D的宽工作范围内保持AC电压匹配，如图7b中用于图7a变流器的相同的AC电压波形(负荷比为D1和D2)所示。在实际应用中，象下面要解释的，由于在两个绕组之间总是存在漏电感，所以能够适当承受少量的AC电压失配。

因为AC电压是相同的，所以在同一磁芯上以耦合电感器结构放置两个绕组提出的要求是要有相同的匝数N(AC电压比等于理想变压器中的匝数比)，原因是简化模型中没有包含漏电感。正确理解在耦合电感器和集成磁结构中标定的AC电压极性(图7a中用点标记端标记的极性)以及瞬时电流和DC电流(图7a中的电流i1、i2和它们的DC成分I1、I2)相对于这些点标记的实际方向，不仅对理解以前的发明是非常重要的，而且对于理解本发明也是至关重要的。

请注意这种耦合电感器结构和变压器之间的差别。图7a中耦合电感器中的输出电感器瞬时电流i2流入点标记端，而在AC变压器中，次级电流i2流出点标记端。显然，图8a和图8b两个对应的独立电感器的气隙g1和g2相加，得到用于图9a耦合电感器磁芯结构的较大的气隙g1+g2。因此，耦合电感器结构中负载电流的对应DC成分I2也流入点标记端。所以，产生的DC磁通Φ1和Φ2加到一起(图9a)，得到图9b的复合磁通-安培匝数特性曲线。请注意，由于总气隙较大，图9b中总有效磁导P(以及对应的电感)还较图8c和图8d中独立磁芯的磁导进一步减少了。

耦合电感器结构的主要优点是它可以大大减少输出端的脉动电流，甚至产生零输出脉动电流，如在美国专利号4,184,197中首次提出的。如在美国专利号5,790,005“低剖面耦合电感器和集成磁性元件”中所述，发明人E.Santi和S.Cuk揭示气隙的位置在零脉动电流调整中起到关键性的作用。当气隙象图10a一样单独放置在输入电感器端时，总漏电感LL实际上只出现在输出电感器端，如在图10b的模型中。因为图7a的变流器在输入和输出电感器产生相同的AC电压，所以通过这个漏电感的净AC电压为零(Δv＝vL1-vL2＝0)，使得输出电感器中的脉动电流为零(Δi2＝0)。

请注意，由于气隙的存在，输入电感器上的脉动电流仍然相当大。减小此脉动的唯一方法是减小气隙。因此，可以尝试将图9a耦合电感器故意连接成图7a的变流器，使得输出电感器的点标记端反向，象在图11a中一样连接到二极管CR1和电容C1之间的节点。请注意，通过这样的连接，输出电感器的DC电流I2将流出点标记端。因此，至少对一个负荷比D＝0.5，且假设两个绕组上使用的匝数相等，那么在耦合电感器磁芯中可以实现DC磁通的完全消除。所以由于去掉了两个绕组的DC安培匝数，就可以去掉气隙。但是，即使是对这种单工作点也不可能消除脉动电流，因为图11b中的模型清楚的指出小的剩余漏电感现在将受一个比输入电感器AC电压vL1大两倍的AC电压控制，导致在输入和输出两个电感器中存在巨大的循环脉动电流。

显然，所需要的是一种特殊的开关变流器，本质上它在输入和输出电感器绕组中的DC电流流动方向相反(分别是流入点标记端和流出点标记端)，但是两个电感器绕组处的各个AC电压波形在各自的点标记端应该是彼此同相的。进一步的约束是AC电压和DC电流两者都具有相同或近似匹配的量值。还有另外的约束是在宽工作范围内，即负荷比D的宽范围内保持上面的相互关系。请注意，实际是第一个约束，相反的DC电流流向(用于减少净DC安培匝数，如果没有完全消除的话)和各个AC电压波形同相，在图7a中的变流器以及过去提出的其它所有耦合电感器和集成磁结构中都没有实现。

在大量具有输入和输出电感器的可能开关变流器之中只有少数恰好满足将它们耦合到一个共用磁芯上的首要条件，即具有相同的AC电压波形。因此，加以额外的甚至更为严格的约束，例如相反的DC电流流向以及它们的幅度匹配，最初可能显得太限制了，根本就不能达到。但是如本发明将要说明的，事实并非如此。

软开关的优点和缺点因为将变流器更小型化的驱动不可避免的将开关频率推动到非常高的水平，如100KHz，甚至高达1MHz，所以开关变流器的另一个关键性能特性是能够减少多少开关损耗。造成的开关损耗增加以及产生的电磁干扰(EMI)噪声促使发明了软开关方法，从而抑制这两点不足。

C.Henze、H.C.Martin和D.W.Parsley在“使用脉冲宽度调制的高频功率变流器中的零电压开关”，IEEE Applied PowerElectronics Conference，(IEEE Publication 88CH2504-9)pp33-40，1998，使用反向变流器为例，说明了一种现有技术中的方法，提供了基本DC-DC变流器中的软开关。

为了在恒定开关频率上获得无损耗、零电压的开关，使用实际上用MOSFET晶体管实现的组合电流双向开关S和S’(当一个开关为ON时另一个为OFF，反之亦然)替换常用的晶体管二极管。MOSFET晶体管包括一个反并联“体”二极管和一个漏极到源极的寄生电容，因此能够以二极管和电容并联的理想开关S和S’来模型化，如图12a-d所示。总开关周期由两个开关S和S’正确的驱动定时分成四个间隔，如图13所示。请注意，使用两个可控开关，在两个开关都为OFF期间引入两个定义好的转换间隔。第一个转换间隔(图13中的tN)，开始于开关S指向OFF的时候(如图12a中)，也就是“自然”转换，(DTS到D’TS转换，或简称为D到D’转换，其中D’＝1-D)，因为只是将开关S指向OFF，必然为正的电感器电流(在图12a中以电流源表示)为开关S的寄生电容CS充电，为开关S’的寄生电容CS’放电，直到电容CS’被完全放电，在这一时刻开关S’的体二极管将电压钳位在零，防止了对开关S’的寄生电容CS’反向充电。在这一时刻，因为CS’的电荷已经迁移到开关S的电容CS上(充电到Vg)，所以开关S’可以以零开关损耗指向ON(图12b)。为了在D’到D转换期间进行反向操作，需要反向的、即负的电感器电流。完成这一目标的最简单方法是设计具有大脉动电流的输出电感器，使其脉动电流峰-峰值至少是最大DC负载电流的2.5到3倍。如图13中电感器电流波形所示，瞬间电感器电流在某些点将反转方向(见图12c)，好像是幅度为IN的负电流源。就在互补间隔D’TS结束之前，开关S’指向OFF，开始所谓的“强制”转换(因为电路设计有意的将电感器电流强迫变成负值)。在该强迫转换间隔期间(图13中的tF)，发生了相反的过程：这个负向电感器电流为开关S’的寄生电容CS’充电，为开关S的寄生电容CS放电，直到其电压VS为零。在这一时刻，体二极管将开关S上的电压钳位到零，使得开关能够以无损耗的方式在零电压处指向ON。因此提供了存储在寄生电容CS和CS’中电荷的再循环，而不是象在“硬开关”中浪费了每次再循环。

虽然能够以这种非常简单的方式达到无损耗的开关，而且加在开关上的电压与没有软开关的基本PWM变流器相同，但一个很大的缺点是为了在所有工作条件下完成软开关，输出电感器脉动电流的幅度必须大于两倍的最大DC负载电流。显然为了完成强制转换，这种软开关方法需要产生大脉动电流，从而在D’TS间隔结束之前获得负的瞬时电感器电流。这又增加了传导损耗，从而减少了由开关损耗减少得到的节省。此外，为了承受这个大脉动电流并减小输出脉动电压，需要增加输出电容的体积。

A.Pietkiewicz、S.Cuk和M.Brkovic在美国专利号5,539,630“使用隔离变压器次级端上的电压双向开关的软开关隔离DC-DC变流器”中提出了另一种不需要大电感器脉动电流的软开关方法，用于桥式变流器。在其软开关半桥变流器中，DC负载电流反射到初级端，实现初级的高电压开关转换，因此不需要任何脉动电流来实现初级端的软开关。但是该方法需要两个次级端上的电压双向开关(各由一个MOSFET晶体管和一个二极管串联实现)，由于较高的压降和过多的传导损耗，不完全适合低输出DC电压的应用。

在现有技术中已经提出了很多各种各样的谐振变流器及其变型，例如准谐振和多谐振变流器。谐振变流器是一个功率变流器，其中一个或多个开关波形(开关电压或开关电流)变形为正弦阻尼振荡波形，具有零电压或零电流交叉点，实现对应的零电压或零电流开关，从而减小了开关损耗。即使这些谐振变流器有效的减小了开关损耗，但其特殊的工作特性大大增加了设备上的RMS电流或电压应力，因此最终增加了传导损耗，藉此抵消了由于减少的开关损耗而带来的节省。

根据上述评述，显然需要一种新的软开关方法，在不引入所有其它与现有技术中软开关方法关联的不希望特性的情况下减小开关损耗，藉此保持高的总效率。本发明提出了这种新型软开关方法，尽管方法简单，但只需要正确的开关器件驱动顺序和定时就能够实现几乎完全消除开关损耗。此外，在整个负荷比工作范围都保持这种低开关损耗。

虽然过去已经取得了很大进展，但在能够更多的提高效率和减小体积之前，需要解决两个基本问题：1.目前开关DC-DC变流器使用具有大气隙的磁性元件，以避免由于其绕组中的DC电流而造成的饱和以及出现DC磁通。通过增加开关频率或增加磁芯体积，或通过两者来补偿大的电感损耗，结果直接降低了效率，增加了磁芯的体积和重量，并随之增加了变流器的体积和重量。需要有使用新型磁性电路的变流器，消除磁芯中的DC磁通，从而能够在不使用气隙和不浪费任何DC能量存储的情况下在铁氧体磁芯上构造磁性元件。在这种情况下，即使是使用小体积的磁性材料和中等开关频率，也将充分利用铁氧体材料的能力产生大电感并有效提供滤波。

2.过去提出了很多软开关方法，在产生有利的零电压开关和减少开关损耗的同时，典型的增加了传导损耗或与其脉冲宽度调制(PWM)驱动相比大大增高了设备上的电压或电流应力，因此最终导致抵消了节省。所以需要不具有这种有害的附带损耗机制的软开关方法。

下面讲述的新型DC变压器软开关变流器和隔离DC变压器软开关变流器成功的解决了上面两个问题。

发明概述本发明的主要目标是提供一种软开关DC-DC变流器，通过使用一种名为DC变压器的新磁性设备和新型软开关方法，同时满足效率高、过载能力高、体积小、重量轻、输入和输出脉动电流低和EMI噪声低。

另一个目标是提供使用特殊磁性设备——DC变压器——的软开关DC-DC变流器，该设备将变流器的所有磁性元件组合成一个磁芯，实现总DC安培匝数为零、DC磁通为零，从而使磁芯中没有气隙。传统的独立电感器或耦合电感器和集成磁性结构的DC磁通大，因此需要包含一个大气隙来防止磁芯饱和以及随之产生的大电感损耗和相应的性能下降。这种磁路径中没有气隙的DC变压器DC输出电流过载能力高、体积小、重量轻，并提供了所希望的无脉动DC输入和DC负载电流。存储的DC能量也减小到零，从而相应增加了效率。

还有另一个目标是通过使用三个新型软开关方法，达到进一步增加效率和减少DC-DC开关变流器的体积。区分所有三种新型软开关方法的是在任何现有技术开关变流器中都没有的独特的性能特性：零电压开关和损耗消除对任何工作点，即对任何负荷比D都是有效的。这又使得在稳压电源应用的整个宽输入电压范围内达到最高的效率。新型软开关技术中的两种应用于非隔离变流器形式，称作“对称”和“非对称”软开关，只有驱动三个电流双向开关和一个电压双向开关(所有四个都可以是MOSFET型半导体开关)的定时调整提供了相当大的开关损耗减少。第三种新型软开关方法在隔离变流器形式中实现，只需要正确的开关器件驱动顺序和定时，达到几乎完全消除整个工作范围上的开关损耗。隔离变压器的漏电感只用于进一步提高已经是低损耗的软开关工作。

一种DC变压器软开关变流器实现了这些及其它目标，该变流器在一个共用磁芯上放置了输入、中间和输出电感器绕组，形成了一个有效的非隔离DC变压器。

然后执行标准AC电压测试，确定DC变压器绕组AC电压同相的一端，这些端称作点标记端，连接如下：输入电感器点标记端连接到输入DC源极端、输出电感器点标记端连接到输出DC负载端、中间电感器点标记端连接到共用输入端和共用输出端。输入电容连接在输入电感器和中间电感器的未标记端之间。输入开关周期性的连接输入电感器的未标记端和共用输入端，与连接输出电感器未标记端和共用输出端的输出开关同步工作，即两个开关在间隔DTS中都为ON，在互补间隔D’Ts＝(1-D)TS中都为OFF。互补输出开关周期性的连接输出电感器未标记端和中间电感器的未标记端。然后一个包括串联的互补输入开关(与互补输出开关同步工作)和辅助电容的支路连接到变流器，使得在互补间隔D’TS期间通过辅助电容的电流等于输入电感器电流和中间电感器电流的和减去输出电感器电流，其中输入电感器电流和中间电感器电流流入其点标记端，输出电感器电流流出其点标记端。所有三个绕组采用的相同数量的线圈确保总DC安培匝数为零，确保磁通路中没有气隙的DC变压器提供高DC过载能力。以上DC变压器到剩余开关变流器电路的正确连接对于DC变压器的全部性能是必须的。

在很多实际应用中需要电源和负载之间的电隔离。这是在本发明的另一个实施方案中通过用隔离变压器替换中间电感器来实现的，隔离变压器既提供了电隔离，又提供了额外的、等于隔离变压器次级与其初级匝数的匝数比的输出DC电压的电压缩放因子。此外，隔离变压器的漏电感还提高了隔离DC变压器变流器新型DC软开关工作效率。

假定隔离DC变压器绕组保留中间电感器绕组的电标记极性，并假定象下面这样选择匝数：输入电感器的匝数等于变压器初级的匝数，输出电感器的匝数等于变压器次级的匝数，则该隔离DC变压器保留了其非隔离DC变压器相对物的特性。这确保了总DC安培匝数为零，磁通路中没有气隙的新型磁性元件-隔离DC变压器-提供高DC过载能力。以上隔离DC变压器到剩余开关变流器结构的正确连接对于隔离DC变压器的全部性能是必须的。

本发明的另一个实施方案有一个额外的磁臂，在其上面没有绕组，但具有增加输出电感器绕组有效漏电感并藉此减小输出电感器脉动电流的合适气隙。

在本发明的另一个实施方案中，非隔离DC变压器软开关变流器只使用MOSFET型开关器件的驱动顺序和定时来实现“对称”或“不对称”软开关，从而完全消除支配变流器开关损耗的输入高电压开关的开关损耗，并大大减小输出低电压开关器件的开关损耗。调整驱动顺序和定时，使得每个开关周期TS具有两个转换间隔。第一个转换间隔(D到D’)在对称软开关实现中称作“自然”转换间隔，当输出开关S2指向OFF时开始(与传统方法中相反，其中D到D’转换中的软开关是通过将第一输入开关S1指向OFF来开始的)。当互补输出开关S’2和互补输入开关S’1各自的电压减小到零时，这些开关以理想的零开关损耗指向ON。当互补输入开关S’1指向OFF时开始通常称作“强制”转换的第二转换间隔(D’到D)。当输入开关S1的电压减小到零时，那么该开关以零开关损耗指向ON，同时输出开关S2的电压减小到电平-Vg(负的输入电压)，然后以大大减小的开关损耗指向ON，结束对称软开关周期。两个软开关转换与DC负载电流无关，只与辅助电容AC电流有关，因此得到相等的转换间隔和输出开关两端对称的电压波形，所以称作对称软开关。与传统软开关方法相反，这种对称软开关在消除任何工作负荷比D的开关损耗方面是等效的。

在不对称软开关实现的情况下，当输出开关S1指向OFF时开始称作“自然”转换的第一个间隔(D到D’)。当互补输出开关和互补输入开关各自的电压减小到零时，这些开关以理想的零开关损耗指向ON。以与对称软开关情况中相同的方式完成第二转换间隔(D’到D)，因此达到输入开关S1的零开关损耗并大大减小输出开关S2的开关损耗。D到D’转换与DC负载电流和辅助电容AC电流都有关，而D’到D转换只与辅助电容AC电流都有关，因此得到不相等的转换间隔，输出开关两端的电压波形不对称，所以称作不对称软开关。这种不对称软开关完全与对称软开关一样，对于任何工作负荷比D都是等效的。

在本发明的另一个实施方案中，新型软开关方法是在隔离DC变压器软开关变流器中实现的。软开关实现又是只依赖于三个电流双向电流开关和一个电压双向开关的正确驱动顺序和定时来完成所有三个双向开关的完全零电压软开关以及实现电压双向开关上减少了的、可以忽略的损耗。

与其它所有在工作中包含漏电感的软开关方法截然不同的是，该软开关方法，特别是在其D’到D转换中，因为D’到D转换只取决于开关的正确驱动顺序和定时和辅助电容AC脉动电流，而与漏电感的任意特定值无关，所以不依靠开关的漏电感和寄生电容的谐振来完成软开关。通过在D’到D转换间隔使输出开关断开将有效防止漏电感的谐振。

但是，这种新的软开关工作中存在漏电感有助于进一步提高软开关的性能：a)由于互补输出开关的体二极管的反向恢复时间，减少了损耗；b)将开关损耗限制在只有输出开关的硬开关损耗，并消除互补输出开关的硬开关损耗；c)将D到D’转换从两个子间隔(非隔离变流器的对称和不对称软开关中都存在)减少到输入开关S1电压快速上升的单个间隔，从而使该转换显著短于非隔离变流器的对称或不对称软开关中的转换。

最后，确保了隔离DC变压器变流器的新型软开关运行在任意工作负荷比D，从而对于宽范围的输入DC电压改变是有效的。同样的，这种新型软开关工作不依赖漏电感来保证其基本工作。因为这种特性，这种软开关工作在宽范围的开关频率上都非常有效。这又能够在对效率没有不利影响的情况下增加开关频率并相应的减小体积。但是要获得所有这些好处，必须要实现驱动所有四个开关的特定顺序和定时。

调整驱动顺序和定时，从而在每个开关周期TS中提供两个转换间隔。通过将输出开关指向OFF开始第一转换间隔。当互补输出开关和互补输入开关各自的电压减小到零时，这些开关以理想的零开关损耗指向ON。该转换间隔只依赖DC负载电流。通过将互补输入开关指向OFF开始第二转换间隔。当输入开关S1的电压减小到零时，该开关以零开关损耗指向ON，同时输出开关S2的电压减小到负电压电平Vg/n，其中Vg是输入电压，n是隔离变压器降压比，然后以大大减小的开关损耗指向ON。该转换间隔只依赖较小的辅助电容AC电流，因此该转换短于D’到D转换。

在附加权利要求中详细的陈列了作为本发明特性的新型特征。当结合附图阅读下列描述时将最好的理解本发明。

附图简述图1a说明了现有技术中的反向变流器拓扑结构，图1b说明了关于反向变流器例子，说明开关DC-DC变流器中除了三角AC脉动电流分量之外还有DC偏流IDC。

图2a说明了一种没有DC电流分量、通过在磁芯材料中不包含气隙而实现的纯AC电感器，图2b显示了图2a AC电感器的磁链-电流特性曲线。

图3a说明了一种具有DC偏压电流的电感器，为了防止铁磁体磁芯材料饱和，在磁路中必须包含一个气隙，图3b显示无气隙的磁芯电感L大大减少到有气隙g的电感Lg。

图4a是一种现有技术中的反馈变流器，图4b说明了该反馈变流器的变压器必须有一个气隙。

图5显示了由于磁芯中存在所需的气隙，图4a的反馈变流器的变压器磁化电感大大减小。

图6a显示了一种在特殊磁芯结构上实现的电感器，该电感器除了气隙和铁磁体材料之外，还在磁通路中插入了一个小的永久磁铁以提供一个固定的反向偏压。图6b说明了永久磁铁反向偏压由于绕组中的高DC电流而对正DC偏压产生的影响。图6c说明，磁通振幅被限制在电感器绕组中小或零DC电流的磁通饱和特性曲线的负部分。

图7a是现有技术中的耦合电感器Cuk变流器，图7b显示了耦合之前两个电感器上相同的AC电压波形(对于两个不同的负荷比D1和D2)，这是它们集成到一个共用磁芯上的条件。

图8a和图8b显示了当图7a中的各个电感器分开使用时，必须有适当的气隙，图8c和图8d反应了各个电感器由于它们各自的气隙而产生的电感值下降。

图9a说明了耦合电感器实现必须要有一个气隙，是原来图8a和图8b两个分离电感器的气隙的和，图9b显示了复合磁通-安培匝数特性曲线，由于气隙增加，电感值下降更高。

图10a显示了一种气隙集中在输入电感器绕组一端的耦合电感器实现，这形成了漏电感完全集中在输出电感器绕组端的电路模型，因此说明输出电感器绕组中脉动电流为零。

图11a显示了一种和极性与图7a中相反的输出电感器绕组相连、使DC安培匝数减少的耦合电感器磁性元件，图11b显示图11a中连接大的电压失配导致在输入和输出电感器中都产生了巨大的脉动电流。

图12a-d说明了现有技术中软开关反向变流器的四个电路模型。

图13是一个时序图，说明需要一个具有所需负值的高脉动电流来实现图12反向变流器中的软开关。

图14a是本发明使用理想开关作为输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2和互补输出开关S’2的简化电路图，图14b显示这些开关是用电流双向开关(CBS)和电压双向开关(VBS)实现的，图14c显示了它们的同步工作，在时序图中定义了图14b电路图中理想开关的相对状态。

图15a显示了用于四象限开关的符号，四象限开关如图15b所示既是电流双向的，又是电压双向的，图15c显示了该开关使用两个MOSFET型器件的一种可能实现。图15d显示了用于两象限电流双向开关(CBS)的符号，如图15e所示，传导两个方向的电流，但只阻塞一个方向上的电压，图15f显示了该开关使用一个MOSFET型器件的一种可能实现。图15g显示了用于两象限电压双向开关(VBS)的符号，如图15h所示，阻塞两个极性的电压，但只传导一个方向上的电流，图15i显示了该开关使用一个MOSFET型器件和整流二极管串联的一种可能实现。

图16a说明了所得到的图14b变流器对于间隔DTS的开关网络，图16b说明了所得到的图14b变流器对于互补间隔D’TS的开关网络。图16是一幅显示了图14b本发明的线性DC电压转换比的图表。

图17a说明了一个用于图14b变流器的闭环调节器，图17b显示了电控调节图17a中变流器输出DC电压而提供的可变负荷比D。图17c说明了互补间隔D’TS的开关网络，用于建立三个电感器电流间基本的相互关系。

图18a说明了图14b变流器在间隔DTS期间电感器电流的方向和电感器电压的正极性，图18b显示了完整周期TS期间存在于图18a三个电感器上的AC电压。

图19a说明了导致零DC磁通的两个相反方向的DC电流，图19b说明了带有两个绕组的磁路，磁路中有使磁芯中DC磁通为零的相反的DC电流，而图19c说明了流入点标记端的DC电流如何产生正DC安培匝数和正DC磁通。图19d说明了流出点标记端的DC电流如何产生负DC安培匝数和负DC磁通。

图20a说明了确定AC电压同相的点标记端的电测试，图20b说明了关于图21本发明DC变压器绕组的点标记端确定。

图21说明了本发明的第一实施方案。

图22是图21中DC变压器DC磁阻模型的示意图。

图23a是对于图23b电感器绕组匝数不同且磁芯中有大量DC磁通的情况的DC磁阻模型的示意图，由于绕组匝数失配，磁芯有一个大的气隙。

图24a说明了用于图14b变流器的一个输入电感器和一个中间电感器，它们组合成一个必须有一个气隙的磁性元件，图24b是一幅显示对于图24a磁性元件在磁性材料饱和特性曲线正部分上工作的曲线图。

图24c说明用于图14b变流器的分离输出电感器必须要有一个气隙，图24d是一幅显示负载电流I2的方向要使负安培匝数工作在磁性材料饱和特性曲线的负部分上的曲线图。

图24e说明了本发明另一种使用没有任何气隙的单回路磁芯DC变压器实现的实施方案，图24f是图24e的DC变压器的磁通-安培匝数特性曲线图，显示了无气隙材料的斜率大，集中于磁性材料饱和特性曲线的中间。

图25说明了图21的DC变压器的一个模型，每个电感器绕组传导各自的DC偏压电流。

图26显示了图25的DC变压器模型的新符号。

图27a-1说明了图21中显示的本发明的十二个等效变换，所有变换都有一个共同特性：辅助电容C中的电流总是等于i1+im-i2，其中三个电感器电流的方向在图21中给出。请注意：在每个图形中包括辅助电容和互补输入开关S’1的支路用粗线突出显示。

图28a说明了图12中本发明的全MOSFET晶体管实现，高端驱动配置为两个N沟道MOSFET晶体管Q1和Q’1，图21中的VBS输出开关S2使用由两个MOSFET型器件构成的组合开关Q2实现。图28b说明了直接驱动配置中源极接地的P沟道MOSFET晶体管Q’1。

图29a是图21本发明的DC变压器的另一种实施方案，使用带有小气隙的DC变压器在电感器中调整到零脉动电流，图29b显示了图29a的DC变压器电路的简化等效磁路模型，而图29c说明了进一步简化了的图29b的模型，图29d说明了一个表明输出端脉动电流为零的等效电路模型。

图30说明了本发明的另一种实施方案，使用小的尾部电感器Lext减少输出电感器脉动电流。请注意，输入和中间电感器的匝数是输出电感器匝数的两倍。

图31是一幅图30中变流器工作范围的曲线图，集中在负荷比D＝1/2附近，D＝1/2时脉动电流为零。

图32用立体图说明用于本发明的磁芯结构的实施方案，其中对于图33的变流器，磁漏臂LL是使用定制的磁芯配置构造的。

图33是本发明一个实施方案的电路图，其中DC变压器是使用另外的磁漏臂LL构造的。

图34是本发明另一种实施方案的电路图，其中输出电感器L2分成两个相同的N匝串联绕组L2a和L2b，在无气隙的EE磁芯上与DC变压器共同使用。

图35a说明了本发明的另一种实施方案，在图35b中显示了另一个实施方案，其中图35a中的中间电感器替换成一个1∶1匝数比的隔离变压器。

图36a说明了本发明的优选实施方案，显示了一个隔离变流器和一个隔离DC变压器，在单回路磁芯中的总DC安培匝数为零。图36b说明了图36a的变流器在互补间隔D’TS期间的等效电路模型。图36c说明了用于图36a隔离变流器的隔离DC变压器上绕组的实际放置位置。

图37a说明了图36a隔离DC变压器的模型，其中隔离变压器由其磁电感和DC偏压电流Im来表示，图37b显示了图37a隔离DC变压器模型的新符号。

图38a-h说明了从图27a-1中非隔离变流器得到的八个不同的隔离变流器等效形式。

图39a说明了图30中变流器的隔离形式。图39b说明了图33中变流器的隔离形式。图39c说明了图34中变流器的隔离形式。

图40说明了图36a中变流器的另一个实施方案，其中VBS输出开关是使用两个MOSFET实现的。

图41说明了图36a中变流器的另一个实施方案，其中VBS输出开关是使用P沟道MOSFET/二极管实现的。

图42说明了图40中变流器的一个双输出实施方案。

图43说明了使用自耦变压器的本发明的另一个实施方案。

图44a是电感器L1的AC电压和脉动电流波形的曲线图，按vL1＝L1di1/dt绘图，图44b是电感器L2的AC电压和脉动电流波形的曲线图，按vL2＝L2di2/dt绘图。

图45a说明了图18a变流器的输入和中间电感器电流和的时域波形，图45b说明了图18a变流器的输出电感器电流的时域波形，图45c说明了图18a变流器的三个电感器DC电流的和，图45d是三个混合脉动电流的时域波形，而图45e是图18a变流器中辅助电容C的电流曲线图，只在D’TS时间间隔期间存在，在D’TS时间间隔结束时只包括负部分IN的AC脉动分量。

图46a说明了用两个MOSFET实现电压双向开关的全MOSFET实现，图46b说明了电压双向开关的MOSFET/二极管实现，而图46c显示了图46a中变流器的电路模型，其中各个MOSFET电流双向开关(CBS)替换为由理想开关、寄生体二极管和寄生电容并联构成的复合开关，输出的两个MOSFET电压双向开关(VBS)替换为由理想开关、背对背寄生体二极管和等效寄生电容并联构成的复合开关。图46d说明了用于软开关分析的隔离变流器，图46e显示了图46d的等效电路模型，其中隔离变压器替换为其初级端的磁化电感Lm和漏电感L1，次级端使用匝数比n∶1的变压器反射到初级端，图46f显示了图46e变流器的电路模型，其中各个半导体开关替换为其各自的电路模型。

图47a-d说明了在对称软开关工作的情况下相对于DTS到D’TS转换的四个变流器电路模型。

图48a是图46a变流器在对称软开关工作的情况下DTS到D’TS转换的电感器电流关系曲线图，图48b是DTS到D’TS转换的开关驱动信号和电压的特性波形曲线图。

图49a-d说明了在对称软开关工作的情况下相对于D’TS到DTS转换的四个变流器电路模型。

图50a是图46a变流器在对称软开关工作的情况下D’TS到DTS转换的电感器电流关系曲线图，图50b是D’TS到DTS转换的开关驱动信号和电压的特性波形曲线图。

图51a-d说明了在不对称软开关工作的情况下相对于DTS到D’TS转换的四个变流器电路模型。

图52a是图46a变流器在对称软开关工作的情况下DTS到D’TS转换的电感器电流关系曲线图，图52b是DTS到D’TS转换的开关驱动信号和电压的特性波形曲线图。

图53a-e说明了图46e变流器相对于DTS到D’TS转换的五个变流器电路模型。

图54a是图46e变流器DTS到D’TS转换的电感器电流关系曲线图，图52b是图46e变流器当包含隔离变压器的漏电感时在软开关工作的情况下，DTS到D’TS转换的开关驱动信号和电压的特性波形曲线图。

图55a-e说明了图46e变流器当包含隔离变压器的漏电感时在软开关工作的情况下，相对于D’TS到DTS转换的五个变流器电路模型。

图56a是图4 6e变流器D’TS到DTS转换的电感器电流关系曲线图，图56b是图46e变流器当包含隔离变压器的漏电感时在软开关工作的情况下，D’TS到DTS转换的开关驱动信号和电压的特性波形曲线图。

图57a显示了100KHz开关频率时输入开关电压(上方描迹)和四象限输出开关电压(下方描迹)的对称软开关波形的示波器描迹，图57b显示了200KHz时相同开关的对应电压波形，图57c显示了300KHz时相同开关的对应电压波形，图57d显示了400KHz时相同开关的对应电压波形。

图58a显示了100KHz开关频率时输入开关电压(上方描迹)和两象限电流双向输出开关电压(下方描迹)的硬开关波形的示波器描迹，图57b显示了200KHz时相同开关的对应电压波形，图57c显示了300KHz时相同开关的对应电压波形，图57d显示了400KHz时相同开关的对应电压波形。

图59a显示了200KHz开关频率时输入开关电压(上方描迹)和四象限输出开关电压(下方描迹)的不对称软开关波形的示波器描迹，图59b显示了400KHz时相同开关的对应电压波形。

图60a显示了200KHz开关频率时输入开关电压(上方描迹)和由P沟道MOSFET和Schottky二极管串联而成的两象限电压双向输出开关电压(下方描迹)的对称软开关波形的示波器描迹。

图61显示了450V DC输入电压时隔离DC变压器变流器的输入开关(上方描迹)、输出开关(中间描迹)和互补输出开关(下方描迹)的软开关漏极到源极电压波形的示波器描迹。

图62a显示了图61中D到D’转换(前缘)放大显示的示波器描迹，图62b显示了图61中D’到D转换(后缘)放大显示的示波器描迹。

图63a显示了300V DC输入电压时隔离DC变压器变流器的输入开关(上方描迹)、输出开关(中间描迹)和互补输出开关(下方描迹)的软开关漏极到源极电压波形的示波器描迹，图63b显示了图63a中D’到D转换(后缘)放大显示的示波器描迹。

图64显示了软开关隔离DC变压器工作在270V DC输入电压时下列波形的示波器描迹：上方的描迹是输入开关的漏极到源极电压，第二描迹是隔离变压器初级电流，第三描迹是输入电感器电流脉动，下方的描迹是输出电感器电流脉动。

图65是试验样机在从210V到450V的输入DC电压范围上的效率曲线图。

图66a显示了在5A额定负载电流条件下，在带有直流变压器的50W、20V到10V变流器的样机上测量的三个电感器电流波形的示波器描迹，图66b显示了在除了输出以1Hz重复频率承受2ms118A负载电流的大脉冲过载之外都与图66a中相同的条件下，三个电感器电流波形的示波器描迹。图66c显示了用于负载电流测试的支持试验变流器软开关工作的输入开关和输出开关的电压波形。

发明详述开关变流器及工作原理本发明独特的DC变压器配置和新型软开关特性一起提供了一种克服了现有技术变流器的问题，并具有高效率、极限过载能力和高功率密度的DC-DC开关变流器。但是出于便于理解的目的，首先介绍一下图14a中没有详细DC变压器结构的开关变流器的基本工作，该变流器使用四个理想单极单掷开关，S1和S’1以及S2和S’2，其中“prime”表示互补开关。如图14a所示，S1和S2开关同相工作，即在这个理想化形式中，它们这样工作：同时指向ON，保持时间间隔DTS，然后同时指向OFF，保持互补间隔D’TS，其中D’＝1-D是互补负荷比。互补开关S’1和S’2如其名称所示，以互补的方式工作，即相对于它们的对立方是异相的，开关S1和S2还各自由图14c的时序图来加强。请注意，这种理想化开关会实现变流器的“硬开关”工作，尽管如此，这种简化形式足以显示出新变流器的独特特性，这是其突出性能特性的根本：高效、高功率密度和极限过载能力。

图14a的新变流器包括输入电感器L1和输出电感器L2，它们保持输入和输出电流在所有工作条件下的连续性，从而达到无脉动输入和输出电流。此外，在变流器的中间，又有一个所谓的中间电感器Lm(给出这个术语是为了便于区分和因为它在变流器的中间)。后面将在一些展现其性质的分析之后解释其作用。变流器的特性还在于三个电容，输入电容C1、辅助电容C和输出电容C2。请注意，输出电容C2直接接在输出电压两端，包含它只是为了进行更有效率的二级输出滤波以进一步减少开关脉动。因此，虽然在实际实现中一直包含电容C2来减少脉动电压，但是对于变流器开关工作来讲不是必须的，因此省略了对其的分析和深入的讨论。这样就剩下了辅助电容C和输入电容C1，它们是包含在开关过程中的。

图14a四个理想开关中的每一个都具有最基本的特性：当各个开关闭合(指向ON)时，能够传导任一方向的电流，当各个开关断开(指向OFF)时，能够阻塞任一极性的电压，因此工作形式是一个四象限开关，如图15b其电流/电压(I-V)特性曲线所示。对于现有状态的半导体开关技术，半导体四象限开关没有单个元件的形式(虽然在不远的将来可以改变)，但可以使用复合开关代替，复合开关包括两个以上的半导体开关器件，例如MOSFET晶体管和/或二极管。图15c显示了一种这样的实际实现，其中两个N沟道MOSFET器件背对背放置，其源极端连接在一起，栅极端连接在一起形成了一个有效的四象限开关。在这种特定复合开关实现中，只需要在共用栅极端和共用源极端之间外加一个驱动信号来控制开关。尽管如此，仍然可以考虑更为复杂的方案，该实现中使用双极晶体管或二极管(电流整流器)等单象限半导体开关作为四个开关。但是，因为每个开关器件由于变流器相应的“硬开关”工作和变流器无力工作在“软开关”模式而导致大的开关损耗并大大减少效率，所以这种简单的实现导致性能严重恶化。

除了由于该变流器使用了特殊磁性结构而减小体积和提高效率之外，本发明的另一个共同目标是通过有效的“软开关”工作实现完全消除几乎所有开关器件上的开关损耗，同时大大减少剩余开关器件上的开关损耗。如后面一节“减少开关损耗”中所示，这需要电控半导体开关的特殊且有点非常规的实现和工作。

通过使用电流双向开关(CBS)作为变流器中的所有开关能够实现传统的“软开关”。图15d中用一个符号表示电流双向开关，标记有CBS的理想开关符号周围有一个矩形框，清楚的描述了其工作限制在图15e所示的两个象限区域(区域I和IV)中：当开关闭合时能够传导任一方向的电流，因此名为电流双向开关，当开关断开时能够阻塞只有一个极性的电压。

有趣的是看到图15f所示的、通常预期是按单象限开关工作的单MOSFET开关实际上是按两象限开关开关，原因有两个：a)由于MOSFET开关的特殊半导体实现，所以其具有一个图15f中虚线绘制的内置寄生(体)二极管，这为与漏极到源极电流相反的电流提供了路径；b)因为沟道能够传导任一方向的电流，所以MOSFET开关器件本质上是电流双向的。实际上在大多数低电压应用中使用的第二个特性是通过使电流流过低导通阻抗的MOSFET传导沟道，消除由于体二极管而产生的大传导损耗，MOSFET传导沟道分流其中的体二极管传导，因此称作MOSFET的同步整流器实现。

但是因为第一个特性将MOSFET开关工作限制在阻塞只有一个极性的电压，因此证明是实际的限制。

这是为什么电压双向开关(VBS)包括一个由MOSFET开关和电流整流器(二极管)串联而成的复合开关的原因，图15g是电压双向开关的绘制符号，图15h描述了其两象限特性曲线，图15i是其实际实现。请注意，添加的二极管现在提供了复合开关的电压双向特性，但是同时将MOSFET的另一个电流双向特性限制为单电流方向。显然因为这种电压双向开关(VBS)由两个开关串联而成，每个开关都有自己的开关损耗且二极管支配着总开关损耗，所以该开关传导损耗更高。

图15c中已经显示了电压双向开关的另一种实际实现，使用了两个背对背的MOSFET开关器件，由于该开关同时既是电压双向开关又是电流双向开关(VBS和CBS)，图15a中的符号亦如此标明，所以实际上是一个真正的四象限开关。

因此为了通过“软开关”工作同时满足最简单的开关实现和最高的性能，如图14b所示实现图14a的变流器：输入开关、互补输入开关和互补输出开关是电流双向开关(CBS)，互补输出开关是电压双向开关(VBS)，但是输出开关S2是以根本背离任何已知的软开关实现的方式，由电压双向开关(VBS)实现的。这种独特的“软开关”实现达到了从未有过的性能优势，例如完全消除了所有三个CBS开关器件对于任意工作负荷比D的开关损耗，且不需要使用额外的元件，例如传统“软开关”方法中需要的谐振电感器。请注意，在本发明的所有实施方案中都包含了这种关键的VBS开关，开关以图15g的符号表示，但当前可以以很多不同的方式实现，例如图15i的MOSFET/二极管复合开关或图15c的两个MOSFET配置。还请注意，未来的半导体开关研究能够达到具有双向电压阻塞能力的单个开关器件，该开关器件可以立即作为图14b的输出开关S2，进一步减少传导损耗、变流器体积和成本。

象图1a现有技术的反向变流器那样的简单开关变流器易于分析和理解。新变流器即使是图14a的简化形式也明显是更加复杂。作为第一步，必须要证明稳态工作的存在：即在以恒定开关频率fs的多次重复开关之后，电路中所有的电容必须充电到有限DC电压，所有的电感器必须传导对应的有限DC电流。因此为了证明存在这样的稳态工作，并找出是稳态负荷比D、输入电压Vg和DC负载电流I2的函数的电容实际DC电压和电感器实际DC电流，使用了状态空间平均法，在S.Cuk和R.D.middlebrook的著作“开关模式功率变换进阶”，vol.I、vol.II和vol.III，或在相同作者于1976年6月在电源电子学专家会议(PESC)的会议论文集中发表的技术论文“一种将开关变流器电源级模型化的通用统一方法”中有详细描述。

图14a和图14b中正确互耦合的三个电感器绕组是变流器的主要部分，是其独特性能的主要根源。但是，为了使用状态空间平均法来计算稳态(DC)量，不需要绕组之间的实际互耦合。

从写出得到的两个开关网络的完整状态空间方程开始分析：一个关于图16a中显示的ON时间间隔DTS，另一个关于图16b中显示的OFF时间间隔D’TS。在图16a和图16b的两个开关网络中，标出了假定的电感器电流方向和电容DC电压的极性。如果实际计算得到，例如，负的DC电压，则上面假定的极性是不正确的，相反的电压极性是实际的电容电压极性。接下来用作为权重因子的各自负荷比D和D’和外加稳态判据来平均状态空间方程。接下来根据已知量，负荷比D、输入电压Vg和负载电流I2来求解得到的有五个未知量，DC电压V1、V2和Vc以及DC电流I1和Im，的五个方程，从而得到下列稳态解：V1＝VgVc＝Vg/(1-D)    V2＝DVg(1)I1＝DI2Im＝(1-D)I2(2)方程(1)和(2)给出的稳态解也证实这个变流器确实有一个有限的稳态，它也可以通过制造试验样机和从定性和定量两方面验证上面的稳态条件来证实。还请注意，因为方程(1)和(2)中得到的所有解是正的，所以电感器电流的方向和电容电压的极性与图16a和图16b中的假定是一致的。同样对于电容电压也是正确的，因此电容DC电压的实际极性与开始假定的一样，所以输入端和共用输入端之间的正DC电压源在输出端和共用输出端之间产生正DC输出电压，其中在这种非隔离变流器的情况中输入和输出共用端一起连接成一个共用点，通常表示为地。因此，图14b的变流器是非反相的极性，具有与现有技术中传统反向变流器相同的转换比，即V2/Vg＝D。该DC转换比是负荷比D的线性函数，如图16c所示。在很多实际应用中，不需要DC输入电压源和DC负载之间的电隔离，常常优先选择比较简单的非隔离结构。但是，在大多数非隔离变流器就足够的应用中，需要有正输入到正输出的电压转换，因此本发明非反相极性的特性是一个独特的优点。为了比较，图4a现有技术的变流器是反向变流器，其基本的非隔离配置从本质上是反相极性的，因此将其应用范围限制为非隔离变流器。

显然本发明具有与反向变流器相同的限制，即变流器只能够降压转换，不能提供高于输入DC电压的电压。但是这不是问题，后面通过引入本发明的隔离扩展和自耦变压器扩展去掉了这个限制。

在大多数实际应用中，需要调整输出电压，并且不管输入DC源电压变化多大，输出DC负载电流变化多大，都要保持输出电压恒定。通过闭合环绕DC-DC变流器的传统反馈控制回路可以承受这两个变化并调整输出电压，得到图17a中的已调整DC电源。反馈控制回路调整负荷比D，如图17b所示，这是提供已调整输出电压所需要的。因此，重要的是开关变流器工作及其关键特性在宽范围的工作负荷比D内有效，例如对于2∶1输入DC电压范围从D＝0.33到D＝0.66。在整个工作范围内确实保持如下面描述的、涉及新型磁性结构的本发明三个基本性质。在后面一节“减少开关损耗”中描述的第四个基本性质涉及新型软开关方法，也在整个工作范围内保持。

三个基本性质三个电感器DC电流之间的关系从(2)中两个DC电流方程可以轻松的得到三个DC电感器电流之间的一个非常简单且最为显著的关系，是此变流器独特性能的根本。即，根据(2)将输入电感器DC电流I1和中间电感器DC电流Im相加，我们得到这个输入电感器、中间电感器和输出电感器DC电流之间的主要关系式：I1+Im＝I2(3)我们得到了一个十分意外的结果：虽然按照(2)，输入电感器DC电流I1和中间电感器DC电流Im两者中每一个都严重依赖于工作负荷比D，但基本关系式(3)却与工作负荷比D无关。还请注意，中间电感器起到的重要作用只是提供所需的DC电流，因此对于任意的负荷比D关系式(3)都会保持正确。不识别出这个关系式，就既不能实现非常紧凑而且高效的磁性元件，也不能达到自然的软开关提高。

这个非常特殊且关键的关系式也可以用一个替代的、简单的方法来证实，只要通过在图17c显示的OFF时间间隔D’TS＝(1-D)TS期间观察开关网络即可。图17c中节点A处瞬时电流(DC电流和叠加的AC脉动电流)的和得到瞬时辅助电容电流ic(t)，用三个电感器电流i1、im和i2来表示：ic(t)＝i1(t)+im(t)-i2(t)                         (4)这个方程还可以分成两个关系式，一个涉及电感器电流的DC分量(在这里和本文的其它地方用大写字母表示)，一个涉及AC脉动分量(在这里和本文的其它地方用Δ符号表示)。因此我们得到：

Ic＝I1+Im-I2(5)Δic(t)＝Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)                (6)但是请注意，由于辅助电容C在ON时间间隔DTS期间没有连接到变流器电路，只是在OFF时间间隔D’TS＝(1-d)TS期间通过互补输入开关S’1连接变流器电路，所以辅助电容C中电流的DC分量Ic必定为零Ic＝0                                               (7)因此，辅助电容在OFF时间间隔D’TS期间必须有一个净零DC电流Ic＝0。否则，DC电流Ic，例如，会每个周期都对这个电容充电，从而会持续的增加其DC电压Vc直到无穷。可是状态空间平均法证实这个电容有一个由(1)中Vc＝Vg/(1-D)得到的有限DC电压。因此根据(7)，方程(5)减少到与方程(3)一样的结果。

三个电感器AC电压间的关系式所有DC电感器的实际方向已经由方程(2)确定，如图18a所示。对于完全理解这种变流器独特性能特性至关重要的是，还要确定三个电感器上AC电压的极性。然后三个电感器绕组的实际AC电压与它们各自DC电流实际方向的相互关系会得到一些确实令人非常吃惊的结果。为了便于确定电感器上AC电压的极性，在图18a中根据Vg和负荷比D明确的显示了所有三个电感器的DC电压。电感器上的AC电压以vL1、vL2和vm表示，它们的正极用正号(+)标出，如图18a所示，也就是与点标记端表示一致。在图18a原理图中输入开关S1和输出开关S2闭合的时候(DTS间隔)以及在输入开关S1和输出开关S2断开的时候(互补D’TS间隔)，只通过观察时间间隔内电感器电压电平，就可以推算出这些电感器上的实际时域电压波形与图18b中的一样。因此，可以轻松确定所有三个电感器相对于图18a中标记的正极表示(和对应的点标记表示)是同相的。此外，可以确定下列它们幅度间的重要关系式：vL1＝vm(8)vL2＝Dvm(9)第一个关系式(8)也是从Vg、L1、C1和Lm构成的回路轻松得到的，回路中输入电容C1和DC电压电源Vg对于交流(AC)是短路的，AC状态使输入电感器L1与中间电感器Lm并联，因此它们具有相同的AC电压。此外，重要的是看到由于(8)与负荷比D无关，所以这个关系式对于任意负荷比D都是正确的。

同样当输入开关S1和输出开关S2闭合时，从间隔DTS期间的电压波形可以轻松推导出关系式(9)。S1闭合时，vL1＝Vg；S2闭合时，vL2＝DVg＝DvL1，因此对于间隔D’TS有vL2＝DvL1＝Dvm。因为电压vL1和vL2两者必须是伏-秒平衡的，所以它们在D’TS间隔中的幅度分别是Vb和DVb，其中Vb计算如下：Vb＝VgD/(1-D)                        (10)三个电感器DC电流和AC电压之间的关系式前面两节已经研究了三个电感器间的两个基本关系式：1.三个电感器DC电流幅度间的关系式；2.三个电感器AC电压幅度间的关系式以及它们的相对相位关系(它们相对于点标记端是同相还是反相的)。

显然，DC电流之间或AC电压之间等同类物理量幅度之间的关系式是显而易见且意义明确的关系式。当寻找不同类别物理量之间的关系式时，例如标题所示的DC电流和AC电压之间的关系式，存在比较微妙的关系式。首先，这个子标题可能显得意义不太明确：在讨厌的物理量，到现在为止在电路理论中独立的DC和AC分析中使用的DC电流和AC电压之间会存在什么类型的关系式？如前面在方程(1)和(2)所示，新的开关变流器不仅强制确定变流器每个电感器绕组中的DC电流幅度，而且强制确定电感器绕组中DC电流的实际方向(图18a变流器中的箭头显示了DC电流的正向)。此外，开关变流器不但还强制确定(2)中所有电容上的DC电压的幅度，而且还强制确定电感器上包含由图18b波形确定的特定极性AC电压在内的AC电压。

现在让我们将绕组中的DC电流与放置在共用单回路磁芯上的同一绕组的AC电压分离开来考虑。为了简化讨论，我们首先只将考虑限制在图18a中的输入电感器和输出电感器上，假定它们只承载DC电流。然后后面再考虑AC电压的存在。是什么将绕组中的DC电流及其方向与载流直导线周围的DC磁通方向联系起来，要追溯到基本电磁原理和Oersted在1820年建立恒定电流和磁力之间直接联系的发现。导线周围DC磁通方向的确定只取决于线中的DC电流方向。如果另一个直导线就放置在第一个导线附近，但反方向传导电流，如图19a所示，那么两个相反的DC电流产生相互抵消的DC磁通，在导线周围形成零DC磁通。

如果两条导线象图19b中由铁磁体材料制成的共用磁芯上两个绕组一样排列，那么同样适用。由于磁性材料比空气高得多的磁导率，所以几乎所有由每个绕组中DC电流产生的DC磁通都包含在磁芯之中，因此空气中的漏磁通在第一次近似中可以忽略。如果图19b中的每个绕组具有相同的匝数N，传导相同的DC电流I，但是象图19a的直接分析一样，DC电流以相反的方向流动，则使得磁芯中的总磁通为零。但是我们怎么知道什么是相反的电流方向？这里我们使用经典的右手法则。将右手的手指按电流流过绕组线圈的方向环绕绕组，拇指将指向DC磁通的实际方向。现在让我们选定图19b上部绕组的磁通方向为正，让我们也用点标记来表示该绕组电流流入的那一端。如果放置在同一磁芯上的另一个绕组中的电流产生相同方向的磁通，那么DC电流流入第二个绕组的那一端也用点标记端来表示。因此，在确定了绕组的点标记端之后，我们可以建立下列简单的法则：流入点标记端的电流产生正DC磁通，而流出点标记端的电流产生负DC磁通。

这个法则只与DC电流及其产生的DC磁通的方向有关，但与它们的幅度无关。但是安培电路定律也给出了定量关系以及方向关系。根据安培定律，DC磁通与DC安培匝数NI，即匝数N与DC电流I的乘积，成正比。因此，图19b的两个绕组相等的匝数N将得到相等的幅度，但是所产生的DC磁通方向相反，在图19b的磁芯中得到零DC磁通。

现在我们可以将这些法则应用于图18a变流器的输入和输出绕组，分别如图19c和图19d所示。如图19c所示，输入电感器DC电流流入点标记端，形成正的DC安培匝数N1I1，在磁芯中产生正的DC磁通。输出电感器DC电流流出点标记端，因此形成负的DC安培匝数(-N2I2)，在磁芯中产生负的DC磁通。如果两个电感器的两个绕组放置在类似于图19b的共用磁芯上，那么总DC安培匝数由∑NI＝NI1-NI2＝-N(1-D)I2(11)计算，其中使用(2)来去掉对I1的依赖。显然根据(11)，总DC安培匝数减少了，但是仍然没有消除。此外它们取决于负荷比D。

请注意，上面的分析完全只基于DC电流，还没有引入电感器绕组上的AC电压。但是，为了达到如上所述的减少DC安培匝数，输入和输出电感器必须放置在一个共用磁芯上。但是，一旦两个绕组在一个共用磁芯上，由于变流器开关操作在绕组上施加了AC电压，所以AC电压必须在遵守法拉利电磁感应定律之外，强加一个另外的要求，每个绕组的每一个线圈上的AC电压相等。因为为了满足DC磁通准则，已经为两个绕组选择了相同的匝数，这要求两个绕组的AC电压在幅度以及相对于点标记端的极性相互匹配(因此是同相的)。但是，图18b中三个电感器波形除了输出电感器和输入电感器AC电压幅度的轻微不匹配之外，这将在后面讨论，已经满足了这一点。

前面的右手法则已经确定了绕组的点标记端。现在我们可以通过一个基于根据图20a的简单AC电测试的替代方法来确认这些标记。用一个正弦电压等AC电压波形作为最简单的测试信号激励图20a中的一个绕组，然后测量两个绕组点标记端的电压。测量的电压将是同相的，确认点标记端如图20a所示。现在这为看作是小标题中提出的、电感器DC电流和AC电压之间的相互关系提供了答案。这已经证明了是DC电流方向相对于各个绕组点标记端的关系式，通过关系式直接涉及到各自的AC电压极性。因此，该AC电压测试可以以简单的方式、不需要引用右手法则来确定点标记端。

但是请注意，还有一个DC电流为Im的中间电感器绕组，如图18a。根据(8)，中间电感器的AC电压波形与输入电感器的相同，因此当放置在共用磁芯上时直接满足法拉利定律。在这种情况下，图18a变流器的所有三个具有相同的匝数N的绕组可以放置在共用磁芯上，得到图20b的DC变压器。但是中间电感器DC电流也是流入点标记端的，根据上面的法则产生正DC安培匝数，根据(2)它们等于NIm＝N(1-D)I2(12)这完全抵消了由(11)计算的组合输入电感器和输出电感器的负DC安培匝数，使总DC安培匝数等于零，从而使共用磁芯中的总DC磁通为零。请注意，中间电感器DC电流是如何提供恰好正确的DC电流以确保总DC安培匝数和总DC磁通对于任何工作负荷比都为零的。

DC变压器参考前面的图18b，输入电感器L1和中间电感器Lm的AC电压是相同的(完全匹配)，而输出电感器L2的AC电压在负荷比D＝0.9时在幅度上90％匹配，因此与其它两个轻微不匹配。如前面所示，所有三个电感器电压在图18a中点标记端表示的位置是同相的，而且所有三个绕组具有相同的匝数N。因为所有三个电压同相且在幅度上近似匹配，因此使得伏/匝近似匹配，我们可以将它们耦合成一个没有任何气隙的单磁电路结构，如图20b所示，这形成了一个全新的磁性元件，因为其在遇到所有三个绕组的DC电流时如下所述的独特工作，所以这里命名为DC-DC变压器或简称为DC变压器。

第一步——确定点标记端从上面的描述中，三个电感器AC电压的绝对极性是关键性的。因此第一步是通过将中间电感器加上测试AC电压，然后测量所有三个绕组上的AC电压来确定这些电压的绝对极性，如图20b的测试配置所示。请注意，输入电感器和输出电感器绕组是断开的，所以它们没有连接负载。最简单和最常用的测试AC电压是正弦电压源，正弦电压源在输入和输出电感器绕组中感应正弦AC电压。AC电压同相的电感器绕组端用点标记端来表示，因此标上一个圆点符号，可以看作是参考AC电压为正的绕组端，流入点标记端的DC电流也可以看作是正向。各个绕组的另一端从这里起将称作各个绕组的未标记端，可以看作是参考AC电压为负的绕组端。请注意，为了简化测试，在图20b中选择相同的输入、输出和中间电感器绕组的匝数，得到了相同的感应电压。下面将证明特别选择相同的匝数对于变流器工作的重要性。

第二步——连接输入和输出端下一步是将DC变压器绕组正确连接到端：输入DC电源、输出DC负载和共用端，要特别留心绕组的极性。请注意，每个绕组有两个末端，因此有八种可能的不同绕组连接，其中只有两种是正确的。因此，为了确保正确连接绕组端，应该遵照下面的简单过程：将输入电感器的点标记端连接到输入DC电压电源的正端，输出电感器的点标记端连接到输出DC负载的正端，最后中间电感器的点标记端连接到DC输入电源的共用端和输出DC负载的共用端。显然，如果以相反的方式连接这些绕组(即使用未标记端进行与上面一样的连接)，连接也是正确的。

DC变压器正确连接到输入电源和输出负载端将确保输入电感器和中间电感器的DC安培匝数是正的，原因是它们各自的DC电流流入它们各自绕组的点标记端，因此在磁芯中产生正的DC磁通。另一方面，输出电感器DC电流流出点标记端，因此将得到负的DC安培匝数，在磁芯中产生负的DC磁通。因此，确立了在磁芯中减少DC磁通的可能。

第三步——选择相同的匝数头两步只是建立了必要的先决条件，但是它们自身不足以保证完整的开关变流器中DC变压器的成功实现和工作，因此这一步是最关键的。这第三个且关键的要求是：输入电感器、中间电感器和输出电感器必须具有相同的匝数N，如图21所示，因此N1＝N2＝Nm＝N                          (13)结合(3)、(13)给出的基本关系式，得到∑NI＝N1I1+NmIm-N2I2＝N(I1+Im-I2)＝0    (14)根据(14)，图21中本发明的单回路磁路中的净DC安培匝数为零，使磁芯中的DC磁通为零，因此由于完全去掉了磁路中的气隙，可以充分利用磁性材料。请注意，由于根据(3)关系式(14)与负荷比D无关，所以这样完全消除DC安培匝数对于任何工作负荷比D都是有效的。实际上，只要所有三个绕组具有相同的匝数，消除DC磁通对于任意匝数N也是有效的。

请注意，相同匝数条件(13)同时满足了两个必需的要求：1.没有气隙的磁芯中的净DC安培匝数必须为零；2.按照电磁感应的法拉利定律，由开关动作强加在DC变压器三个绕组上的外部AC电压应该具有与它们各自匝数相同的比值。

显然在就像它们绕组圈数比所要求的、具有1∶1电压比(见图18b)的输入电感器和中间电感器之间很容易满足第二个条件。因为对于负荷比D＝0.9，例如，为了最佳匹配输出电感器绕组应该有0.9N个线圈，所以输出电感器AC电压有一点不匹配。但是，输出电感器绕组也使用N个线圈所造成的AC电压不匹配可以通过正确放置DC变压器单回路磁芯结构中的电感器来补偿，如下面所解释的。

第四步——最优放置DC变压器绕组为了调节输出电感器和中间电感器绕组AC电压的不匹配，它们最好放置在UU磁芯相对的臂上，如图24e所示，以获得这两个绕组之间的高相对漏电感，从而减少输出电感器的脉动电流。在后面的节中将介绍这种和其它几种在一个工作负荷比上将输出电感器中的这种脉动电流降低到最低，甚至达到脉动电流近似为零的方法。同样的，输入电感器和中间电感器也象图24e中一样并排放置在一起，以增加这两个绕组之间的相对漏电感。但是，因为它们的AC电压已经是最佳匹配的，所以输入电感器中的脉动电流将与中间电感器中的一样。通过稍稍增加输入电感器绕组的匝数，输入电流脉动会转到中间电感器中。在图21的电路图中以虚线显示了这种情况。由于是稍稍增加了匝数，所以安培匝数失衡非常小，可能很容易的忽略。

图21中DC变压器的DC磁阻模型如图22a中所示，具有零净DC磁通，原因是由输入电感器和中间电感器产生的正磁通完全被输出电感器的负DC磁通抵消了，如(14)预先计算的一样。

识别下面两个重要条件的极为关键的重要性不用过分强调：1.所有的绕组必须具有相同的匝数；2.绕组中DC电流的流动方向和各个绕组的AC电压极性相对于点标记端必须一致。

例如，如果不管特殊关系式(3)，为三个电感器使用了不同的匝数N1、N2和Nm，那么会象图23a模型中看到的一样DC安培匝数可能大为失配，在图23b中的磁路实现中必须使用大缝隙来阻止由于总DC安培匝数大而造成的饱和。显然线圈比中这样大的可能的不匹配还会造成AC电压大的不匹配，因此会在所有绕组上产生大脉动电流，使其完全不能实用。

现在让我们给出一种逐步组合出DC变压器的替代方法，如图24a-f画出的草图。首先象图24a中将具有相同匝数N的电感器L1和Lm并排放置，形成共用耦合电感器结构。因为图21中的DC电流I1和Im都流入它们各自绕组的点标记端，所以它们的DC安培匝数NI1和NIm相加，得到图24b显示了复合DC磁通的磁通-安培匝数特性曲线。还请注意，因为DC电流流入点标记端(正DC安培匝数)，按照磁性材料饱和特性曲线的正半部分(朝着正饱和端)将磁芯加上偏压。每个独立绕组对应的各个气隙g1和gm也相加，得到一个总气隙g1+gm，如图24a磁芯中所示。所显示的单独用于输出电感器L2的磁芯有一个气隙g2以支持总DC安培匝数NI2。现在极为重要的是观察到在这种情况下对应的DC磁通是按照磁通-安培匝数磁性材料饱和特性曲线负半部分变化的。这是因为输出电感器电流I2是流出其绕组的点标记端的。

现在很容易理解为什么图24a和图24c的磁芯可以用图24e的DC变压器没有任何气隙的单磁芯来替代了。如在图24f复合磁通-安培匝数特性曲线中看到的，正DC安培匝数N(I1+Im)完全抵消了负DC安培匝数NI2，使磁芯中的净DC磁通为零。还请注意，AC磁通振幅现在符合特性曲线原点处的陡斜率，表明磁芯材料磁导率高以及没有气隙的磁芯上的绕组感应系数高。

现在有趣的是将该结果与前面现有技术中使用如图6a、图6b和图6c所示的磁芯结构中插入永久磁铁来减少磁芯中DC磁通偏压的努力进行比较。请注意，在这种情况下，由于仍然存在相当大的气隙，所以实现减少同样多的绕组电感。此外这种特殊磁芯只能支持预定义的最大DC电流(基于插入的气隙)，不能在不饱和的情况下处理任意数量的负载DC电流。相反，在使用DC变压器的情况下，保持了磁芯的最大磁导，如图24f所示。此外，因为绕组本身有自动补偿，所以从理论上可以在不饱和的情况下支持任意数量的DC负载电流。在这个忽略了所有漏磁通的单回路磁路的理想描述中，DC负载电流I2增加导致DC电流I1和Im成比例的增加，从而对其进行补偿，仍然保持工作时DC偏压为零且磁芯中的DC磁通为零。实际上，总是存在的固有漏磁通会以类似于AC变压器中限制的方法来限制DC变压器中的最大DC过载能力。但是后面节中给出的试验数据表明这个最大限制极高。

DC变压器模型图21的磁结构无可非议的被命名为DC变压器是因为：1.AC变压器中不存在气隙表明磁芯中没有存储能量；同样，图21不存在气隙的DC变压器表明没有存储任何DC能量。消除了DC能量存储是为什么新DC变压器同时实现大大减少磁芯体积、增加效率和增加过载能力的基本原因。

2.输入电感器绕组接受输入DC功率，并通过输出电感器将其转换成输出DC功率，与在输入绕组承受AC输入功率、并将其变换成输出绕组的AC输出功率传递给AC负载的AC变压器比较相像。

3.这种DC变压器在不饱和的情况下承受所有绕组中的大DC电流，与AC变压器在不引起磁芯饱和的情况下承受其绕组中的大AC电流比较相像。

4.就像AC变压器工作不需要任何气隙一样，因为输出绕组中的AC安培匝数与输入绕组的AC安培匝数相反，从而产生小的AC磁化电流，所以DC变压器同样使所有绕组的DC安培匝数为零，因此工作不需要任何气隙。

图25中再次显示了DC变压器的基本性质，其中显示的每个电感器绕组用各自的DC电流源来激励。结合选定的相同的匝数N，使得磁芯中的DC磁通为零。

这种新磁性元件，DC变压器，还需要一个应该能反映其基本性质的新符号。该符号应该以一个简单图形形式表明其基本功能，将其性质告诉给用户。图26的符号有一个承受幅度I1+Im的DC电流的输入绕组，一个传递DC电流I2的输出绕组。点的放置和这些电流的方向要能使选定匝数N的DC安培匝数抵消。为了符号化表示DC电源从输入绕组传递到输出绕组，在图26中画出了一条穿过两个绕组的直线。这也会派得上用场，用来将这个DC变压器符号与经典的AC变压器符号快速区分开来。最后，为了表示与它后面图37b隔离相对物的差别和缺少电隔离，共用(底)端连接在一起。

替代配置请注意基本关系式(4)及其推论(3)即使对图14a和图14b的原始变流器进行多次配置调整也都会保持不变。用粗线突出显示的辅助电容C和互补输入开关S’1并联的支路，可以在不改变基本性质(3)和(4)的情况下以图27a-1所示的多种不同方法连接，因此具有相同的DC变压器和变流器工作。例如，这个支路可以象图27a一样与中间电感器Lm并联，或者象图27b一样与输入电感器L1并联。在这两种情况下，辅助电容C上的DC电压将会改变成由(10)计算的新稳态值Vb。另一种做法是将这个支路连接在输入电压电源的正端和中间电感器Lm的来标记端之间，如图27c所示。还有两个其它可能性，如图27d和图27e所示。

在象图27f中将输入电容C移到底部返回电流路径之后可以得到另外的改进形式。这种形式有一个明显的缺点，即失去了输入和输出之间的共用地，电源或负载会漂移。尽管如此，象在后面的隔离DC变压器开关变流器一节中看到的，从这样的非隔离变流器得到的隔离形式将弥补这一不足。接下来辅助电容C和互补输入开关S’1的支路可以象32f中一样与中间电感器并联。这个配置的优点是辅助电容由(10)计算的DC电压Vb减小了，而同时如后面所述，开关S1和S’1处在一个对于称作高端驱动器实现来说最好的位置上。图27g-1中显示了基本变流器配置其它的可行变化。在所有这些基本变流器配置的等效变化中，尽管辅助电容C的位置不同，但其DC电压总是电压Vg、Vb、Vc和V2的线性组合。

除了图27a-1显示的那些变型，还有很多方式将这个带有辅助电容C和互补输入开关S’1的支路放置在基本变流器电路的其它节点之间，且仍然满足基本关系式(4)。图14a和图14b显示的基本变流器配置确实有上百种其它的等效变型，是通过重新放置其它元件得到的，例如象图27j，输入电感器和/或输出电感器从变流器上面的支线移到下面的支线(回流路径)。就像在这种将输入电容重新放到下面支线的情况中，在这种非隔离变流器情形中将会失去电源和负载之间共地这一所希望具有的特性。尽管如此，隔离相对物仍然会弥补这一点，得到两个分离地的隔离形式。

此外，在图27j中当将互补输出开关S’2重新放置在变流器下面的支线中时，得到了图27k的非隔离变流器。请注意，在这个变流器中，输入DC电源和输出DC负载的正端可以有一个共用地，如图27k所示，从而得到负输入到负输出转换。图271中还显示了另一种变型，其中带有辅助电容和互补输入开关的支路与输出开关并行放置。

但是请注意，所有这些元件在同一回路内的重新放置只是完全相同的图14a和图14b基本的新型开关变流器的变型。通过(如前所述由Cuk提出的)状态空间平均分析法可以轻易的证明这一点。所有这些变流器变型的状态空间方程与图14a和图14b基本的新型开关变流器的状态空间方程是相同的，因此，所有这些变流器变型得到相同的响应，不管是动态还是稳态。例如，输入电感器L1象图27j和图27k一样重新放置到下面的支线，得到两个与图14a和图14b基本变流器相同的回路方程(对于DTS和D’TS间隔)。

请注意，如上面描述的所有这些辅助电容C和互补输入开关S’1支路的替代连接和输入电感器、输入电容、输出电感器、互补输出开关等其它元件的重新放置都具有一个共性：由(4)计算互补间隔D’TS期间的辅助电容电流ic(t)。因为保持着这个关系式(4)，所以保持了基本的新型变流器的所有独特性质，并且存在于其图27a-1多个等效变型的任一种之中和上面没有显示但满足条件(4)的很多其它配置中。因此我们使用条件(4)作为所有可能变型中关于辅助电容C和互补输入开关S’1支路的基本描述手段。本技术中的熟练技术人员可以找到其它一些可替代的变流器变化，其工作包含相同的关系式(4)，因此它们都完全是这个初始的变流器配置的其它变型。

应该要强调的是，在所有上面的变型中，因为根据(7)Ic＝0，所以通过互补输入开关S’1和辅助电容C支路的电流只能是AC的。因此，互补输入开关S’1也将只通过比DC负载电流小的AC脉动电流分量。因此互补输入开关传导损耗与输入开关S1的传导损耗相比会非常小，可以忽略不计，输入开关S1是电源开关，其电流与DC负载电流直接相关。与互补输入开关S’1一样，辅助电容C因为也通过同样小的AC脉动电流分量，所以也是体积较小，损耗分量较低。因此，辅助电容和互补输入开关S’1支路对总变流器损耗的作用非常小，但是由于它能够使两个基本关系式(3)和(4)存在，所以是非常重要的。

但是因为这个支路电流只是AC的，互补输入开关S’1必须用一个电流双向开关来实现，例如象图28a中的N沟道MOSFET晶体管。输入开关S1也可以用一个电流双向开关来实现，例如象图28a中的N沟道MOSFET开关Q1。增加的优点是MOSFET开关Q1中已经内置了二极管，不需要外部二极管。此外，因为输入前端整体上是电流双向的，所以输入MOSFET开关Q1中的体二极管会防止在负载电流小时出现间断传导形式。

虽然互补输入开关Q’1需要浮动驱动，但由于特殊集成电路(IC)驱动芯片的可用性和有效性，在很多应用中仍然是首选，特殊集成电路(IC)驱动芯片即所谓的“高端驱动”，专为这样的驱动条件设计，甚至为软开关实现提供了必需的时延。

另一种实现互补输入开关Q’1的方式是使用P沟道MOSFET，是用于直接驱动的优选源极接地配置。请注意，输入开关Q1也是源极接地配置，因此对于两个开关可以使用比较简单的直接驱动，而不是较为复杂且性能较低的浮动驱动。

此外，全部使用MOSFET器件保证了无损耗开关的有效实现。一些应用可能偏爱图27a或图27f中的配置，该配置由Vb＝DVg/(1-D)计算的辅助电容C上的DC电压低于其在图18a配置中的电压Vc＝DVg/(1-D)。它们的DC额定电压之比为Vb/Vc＝D                       (15)因此，在负荷比D＝0.5时，当将辅助电容放置在如图27a中的位置时，其额定电压与如18a中的位置相比低两倍。后面的隔离实施方案将利用这两点：辅助电容C的低额定电压和高端驱动配置。辅助电容的其它位置可得到甚至更低的电容C的额定电压。

AC电压失配除前面描述的很多相同点之外，在经典AC变压器和图21的DC变压器之间有一个重要的差异。在AC变压器中，AC电压加在初级绕组上，输出绕组用作电压源，为负载提供电流。在DC变压器中，如果通过磁耦合在输出电感器绕组上感应的AC电压与加在输出电感器绕组上的AC电压完全相同，则情形相同。然后将产生完全的AC电压匹配，使输出的脉动电流为零。但是，当内部的绕组感应电压和外加AC电压之间存在某些真正的AC电压不匹配时，将会产生与失配电压成正比、与固有的漏电感成反比的脉动电流。

本发明的另一个实施方案是图29a的DC变压器，具有与图24e中相同的匝数N，但在磁路中加入了一个小气隙，更好的匹配了AC电压并进一步减少了输出电感器中的脉动电流。在图29a的DC变压器中，通过电感器绕组之间的磁耦合，输出电感器中的感应电压为vm，而由变流器开关动作产生并加到同一输出电感器的AC电压为Dvm。现在让我们展示是如何因为图29a磁芯中有意增加的漏磁通和通过在图29a磁芯上战略性地放置三个绕组来适度的消除相同输出电感器上的AC电压失配的。

图29a的电感器绕组L1和Lm放置在UU磁芯结构的同一个臂上，并有意的并排放置(不是在彼此的上面)，从而在两者之间产生一些漏电感。因为它们的AC电压在整个工作范围内是相同的，所以象前面讨论的，通过轻微调整输入电感器绕组的线圈比可以在输入电感器中得到接近为零的脉动电流，因此将会减少电磁干扰(EMI)。

另一方面，输出电感器绕组L2有意放置在图29a UU磁芯对面的臂上，从而利用如此在中间电感器和输出电感器绕组间产生的大漏磁通Φ1。然后这个漏磁通将会象下面描述的提供充足的内在漏电感来减少输出电感器AC脉动电流。

为了最大限度的利用漏磁通，在输出电感器L2所在的一端放置了一个小气隙，如图29a所示。现在让我们假设没有接通(激励)输入电感器绕组。放置这个气隙会使大部分漏磁通与绕组Lm相关，小部分或微不足道的漏磁通与绕组L2相关，得到如图29b所示、在Lm端有一个大的漏电感LL的等效电路模型。因此在图29b的模型中电压v激励绕组Lm。由LL和LM(LM是电感器Lm的磁化电感，其中Lm＝LL+LM)组成的分压器按感应分压比r＝LM/Lm将输入电压vm降低到电压rvm。因此，对于f＝0.8、D＝0.8，图29c模型中的输入和输出AC电压对于等效漏电感Le＝LL||LM存在相同的零净AC电压，因此在输出电感器上得到零脉动电流。因为可以调整小气隙直到LM是内置漏电感LL的4倍，所以易于得到电压分压比r＝0.8。但是只有在一个工作点上才能够得到近似为零的脉动电流。

请注意，同时由于此结构中非常小的总气隙，中间电感器电感Lm非常大，所以也减少了输入端上剩余的脉动电流。出于比较的目的，图7a的耦合电感器实现也会在输出电感器中得到近似为零的脉动电流，但输入电感器中的脉动电流的幅度比使用图29a的DC变压器的情况大(10倍以上)。因此同时得到输出电感器中的零脉动电流以及中间电感器Lm非常小的脉动电流。此外，由于输入电感器L1和中间电感器上的电压相同，脉动电流也可以转移到中间电感器绕组之中，因此使输入和输出电感器中的脉动电流近似为零，中间电感器中剩余的脉动电流小，如图21在这种匹配条件下得到的电流波形所示。但是请注意，与输出脉动电流不同，由于输入电感器和中间电感器的AC电压激励相同，所以输入脉动电流在整个工作范围内近似为零。这个漏磁通还会在带有绕组L1和Lm的磁芯臂中得到二阶DC磁通，从而在该臂中形成DC偏压。通过增加该臂的截面，可以按要求减小该臂中的DC磁通密度。

为了提供更好的AC电压匹配，输出电感器绕组的匝数可以从匝数N稍稍进行改变，原因是已经存在的小气隙可以承受小的DC安培匝数不匹配。在某些实际设计中，特别是在使用大匝数的设计中，这种设计变化可以提供一些优点。

输出电感器脉动电流的计算根据图29d的模型，输出脉动电流显然取决于非常小的等效漏电感Le，不取决于大的输出电感器电感L2。因此，看起来当工作负荷比远离零脉动条件时，脉动电流幅度似乎会快速增加。但是事实并非如此。不管等效漏电感Le值多小，其两端的电压不会是满输出电压V，而是象图29d中少量失配的电压，在计算负荷比D时最大输出电感器脉动电流的公式中进行了量化：Δi2M＝(D-DZR)V2TS/Le(16)其中DZR是获得零脉动电流时的负荷比，V是已调整输出DC电压，TS是开关周期，Le是反射到输出电感器端的等效漏电感。显然电压失配是由(D-DZR)V2计算的，只是输出DC电流V的一小部分。

请注意，象前面讨论的一样，仅仅是由于给定磁芯的固有漏电感和在输出电感器端上放置的气隙，就已经得到DZR＝0.8。如果也相应的调整输出电感器匝数，通过磁芯中增加的DC磁通和引入的小气隙的一些折衷可以比较容易的将关于零脉动电流的负荷比移动到DZR＝0.5。如果需要输入电压从40V变成60V(1.5∶1动态范围)，这将对应于负荷比从0.6变成0.4。因此，(16)将减小到Δi2M＝0.1V2TS/Le，其中电压失配为输出DC电压的10％。例如，如果在V＝5V时调整变流器，对于Ts＝10μsec(100kHz的开关频率)，即使是非常小的、只有Le＝1μH的等效漏电感也会产生可接受的最大脉动电流5A。因为变流器能够在不饱和的情况下输送40A、60A以及更高的高DC负载电流，所以这个脉动电流相当小，对总效率影响很小。

图30还显示了本发明的另一种实施方案，其中输出电感器匝数相对于中间电感器和输入电感器的匝数进行了调整，使得对于2∶1的中间电感器对输出电感器匝数比例如在D＝0.5时得到零脉动电流，如图31所示。这是因为图31中vBXT＝Dvm绘制成一个线性函数，同时因为使用了2∶1的中间电感器对输出电感器比，在图31中vIND＝0.5vm是一条不变的虚线。它们在D＝0.5的交叉点说明内部AC电压vINT与外部AC电压vRXT匹配，因此脉动为零。显然因为没有象前面讨论的那样使用相同的匝数，失去了零DC磁通的特性，但是局部DC偏压抵消仍有效。尽管如此，这仍然会使气隙比DC安培匝数增加的传统设计的气隙大大减小，而不是象在这种情况中减少。仍然会实现输入和中间电感器中脉动电流的大大减少。DC变压器实现象图30一样。如图31所示，这样的配置会使输出电感器中零脉动电流靠近D＝0.5工作点。这种配置的主要优点是对于2∶1电压范围，输出电感器上的最大AC电压失配最大达到输出DC电压的1/6。在一些应用中，磁芯固有的漏电感足够从负荷比D＝1/3到负荷比D＝2/3或2∶1转换比，在工作范围的末端产生可接受的脉动电流。但是即使不是这种情况，例如通过增加一个等于DC变压器磁芯固有漏电感的外部电感器LEXT，也可以减少一半的脉动电流，如图30所示。请注意，这样的电感器由于只受16％的中间电感器AC磁通支配，所以大大减少了AC伏一秒的要求。此外要求其电感值只是输出电感器电感的一小部分，例如10％。这将直接体现为与主DC变压器磁芯相比更小的磁芯和相对很小的铜和磁芯损耗。此类实现的另一个好处是不需要采用如下所述的特别定制的磁芯，使用标准磁芯体积就可以满足高设计目标。

本发明的另一个实施方案(如图32和图33所示)特别适合需要在宽范围输入电压变化上调整输入电压，例如2∶1或甚至4∶1，而且还需要在输出处减少脉动电流以及提高效率，并希望进一步减小体积的应用。图33的DC变压器有一个附加的、没有绕组的漏磁臂，并在其磁通路中有一个大气隙以驱动一些来自主磁通路的AC磁通和将输出电感器中感应的AC电压减小到与变流器外部加到相同输出电感器绕组上的AC电压相同的值，vEXT＝Dvm。例如，如果选定的额定工作负荷比是D＝0.7，那么我们将设计漏臂，使主磁通的30％分流到这个臂中。那么由于30％的AC磁通分流到漏臂上，输出电感器上的内部感应电压将是中间电感器Lm上AC电压的70％。但这正好是将这个内部感应电压与变流器开关动作在相同输出电感器绕组上产生的AC电压相匹配、从而在输出电感器中得到零脉动电流所需要的。这种额外的磁漏臂执行两方面的功能：1.将30％的主磁通转移到漏臂中，从而剩余的70％主磁通在输出电感器中感应出与通过变流器加在其上的AC电压相同的AC电压。然后这将在特定额定工作负荷比上得到零脉动输出电感器电流。

2.漏臂大大增加了总漏电感，因此在负荷比D远离额定值和零脉动情况时，大大减少了输出脉动电流。

通过在磁漏路径中使用成比例增大的气隙可以轻松的完成从主AC磁通路中分流出所需要的AC磁通，如图32定制的概念DC变压器磁芯所示。由于在此漏臂中AC磁通较小，也可以将截面做得小一点，相对于主磁通路中的气隙，这将进一步增加磁漏路径中所需的气隙。一种减少输出电感器绕组中感应电压以匹配变流器强加的电压的替代方法是减少输出电感器绕组的匝数。这对于匝数多的较高输出电压特别有效。实现漏臂和使用减少的匝数中的任一种方法，或两者的组合导致少许DC磁通失衡。因此，不会完全消除DC磁通，会引入少许净DC偏压。在实际实现中漏臂轻微增加了DC变压器磁芯结构总体积，如在图32实际定制的DC变压器磁芯中所示，其中漏臂只占有大约15％的总磁性元件体积。在图32中，LL表示漏臂，IL表示输出电感器和中间电感器臂，OL表示输出电感器臂。

图34中还显示了本发明的另一种实施方案，其中DC变压器是使用多回路、EE型磁芯结构构成的。与前面一样，输入电感器和中间电感器并排放置在同一个臂上，即EE型磁芯结构中间的臂上，如图34所示，并具有相同的匝数。输出电感器分成两个具有相同匝数N、串联的绕组，因此增加了它们的AC电压。接下来这些输出电感器绕组中的每一个放置在一个独立的EE型磁芯外部磁臂上，定位点标记端使两个外部磁回路中的DC磁通为零。因此，与前面一样，可以使用没有气隙的磁芯。EE型磁芯结构的一个主要优点是与等效的单回路、UU型磁芯结构相比进一步增加了漏电感，并进一步减小了脉动电流。另一个实际优点是安装了绕组的EE型磁芯将具有大大低于UU型磁芯的剖面。

本技术领域中的那些熟练技术人员使用以找出关系式(3)和(4)为基础的本发明特有优点及其关键特性可以想象出DC变压器的其它变型。那些变型只是基于本发明提出内容的可能扩展形式。

隔离扩展形式出于安全的原因或从系统的角度来看，在大多数实际应用中经常需要输入DC源和输出DC负载之间的电隔离。一旦得到变流器的电隔离形式，就得到了其它的好处，例如：通过变压器线圈比可以升高或降低输出DC电压，可以提供负的和正的DC输出电压，可以轻松获得多个具有不同DC电压和极性的输出，等等。

但是，非隔离DC-DC变流器的存在根本不能保证电隔离扩展形式的存在。实际上很多非隔离变流器没有电隔离扩展形式。有一些这样的变流器实际上有一个相当不明显的扩展形式，例如前向变流器，是由图1a现有技术的反向变流器演化而来的。还有其它变流器，如现有技术的反馈变流器，有隔离形式，只通过用隔离变压器替换电感器而得到的。本发明属于此类。图35a显示了本发明的一个非隔离形式。通过使用初级和次级绕组具有相同的匝数N同时输入和输出电感器绕组也具有相同匝数N的隔离变压器简单的替换原来的中间电感器得到了图35b对应的隔离扩展形式。因此，图35a的非隔离变流器的所有性质都留给了图35b的隔离相对物。

下一个改进形式是使用隔离变压器通过其次级到初级的匝比N2∶N1来提供附加的DC电压缩放，如图36a本发明另一个实施方案所示，将输出DC电压变为V2＝DVgN2/N1(17)然而非隔离变流器只有降压功能，图36a的隔离扩展形式还有升压以及升压/降压功能。另外在很多应用中，需要有非常大的降压，例如当整流AC线用作初级DC电源时，需要有低电压输出，例如5V、3.3V或更低。在这样的应用中，通过变压器匝比得到的额外电压降低是必需的，这也是电隔离的性质。

重要的是要注意图36a隔离扩展形式现在也包括一个没有任何气隙的隔离DC变压器，在以前它是变流器不可缺少的一个组成部分。为了将这个磁性结构与图21没有提供电隔离的DC变压器进行区分，因为这个新型磁性结构提供了电隔离，所以称作隔离DC-DC变压器或简称为隔离DC变压器。这也表明，如图36b所示，对于非隔离形式，假设选择输入电感器的匝数为N1，与初级绕组的匝数相同，选择输出电感器的匝数微N2，与次级绕组的匝数相同，即NP＝N1和  NS＝N2(18)其中NP和NS是隔离变压器的初级和次级匝数，则单回路磁芯中的总磁通必定为零，实际上确实如此。

现在让我们证明(18)确实是完全消除对于任意负荷比D的DC磁通的充分必要条件。在互补时间间隔D’TS期间，隔离变流器缩减到图36b所示的电路模型，其中隔离变压器使用其磁化电感Lm和次级到初级匝比为NS∶NP的理想变压器来模型化。负载电流i2由匝比NS/NP反射到初级端，变成i2’，由i2’＝(Ns/Np)i2(19)计算。节点A处的电流和为ic＝i1+im-i2’                                                 (20)因为和以前一样，Ic＝0，我们从(21)和(22)得到I1+Im＝(Ns/Np)I2(21)现在让我们计算总DC安培匝数。为了计算隔离变压器的DC安培匝数的贡献，可以用一个匝数为Np、DC电流为Im的磁化电感Lm来表示它，因此隔离变压器的DC安培匝数贡献为NpIm。因为中间电感器及其替代物，隔离变压器，的点标记端保持相同，所以隔离变压器的DC安培匝数加上输入电感器的DC安培匝数，然后减去输出电感器的DC安培匝数，得到总DC安培匝数：∑ NI＝N1I1+NpIm-N2I2＝(N1-Np)I1+(Ns-N2)I2(22)请注意，当且仅当同时满足下面两个等式的时候：N1-Np＝0    和    Ns-N2＝0                            (23)(22)对于任何电流I1和I2都为零，显然与由(18)计算的结果一样。因此，条件(18)或(23)对于完全消除隔离DC变压器中的DC安培匝数既是必要的，又是充分的。还请注意，为了保持零净DC安培匝数，不仅必须要输出电感器与输入电感器匝数比匹配隔离变压器次级与初级匝数比，而且实际上需要更加严格的条件，即隔离变压器初级绕组匝数与输入电感器匝数相等，以及隔离变压器次级绕组匝数与输出电感器匝数相等。因为根据(22)和(23)的DC安培匝数消除条件，与传统解决方法相比不是完全去掉了气隙，就是幅度减小了一个数量级。

从另一个角度看，在前面使用耦合电感器的技术状态下的变流器中，例如耦合电感器Cuk变流器，由于耦合电感器只关心AC电压匹配，不关心DC安培匝数消除，所以只要输出电感器与输入电感器的匝数比与隔离变压器次级与初级的匝数比匹配就足够了。在隔离DC变压器的情况下，除了匹配AC电压之外，附加的要求是还要消除DC安培匝数。为了达到后一个目的，根据(18)绝对匝数必须匹配，而不只是匝数比匹配。这也是它们在共用单回路磁芯上耦合的要求。

此外，这个结果(18)对于输入电感器中的低脉动电流也是需要的。请注意，输入电感器和隔离变压器上的AC电压是相同的。因为现在输入电感器和隔离变压器使用相同的匝数，所以保留了相同的伏/匝比，从而使它们直接1∶1耦合。因此由于AC电压完全匹配及漏电感有限，所以通过稍稍增加输入电感器的匝数就可以达到近似于零的输入电感器脉动电流和大大减小所传导的EMI噪声。由于该增加而导致的DC磁通不平衡可忽略不计。这一点在宽范围的工作负荷比D上保持不变。

当然，如果假设特殊关系式(18)是先验的，那么(21)将直接证明DC安培匝数消除保持不变。但是，这只能证明(18)是一个充分条件，而不能解释相同的条件(18)也是必要条件。图36a隔离DC变压器中的瞬时安培匝数波形也显示消除了DC安培匝数。在条件(22)下，隔离变压器在这种情况下再次为任何工作负荷比，即任何输入DC电压Vg和任何DC负载电流I2，提供恰好正确的DC偏流Im，从而在隔离DC变压器的单回路磁芯中得到零DC安培匝数。这再次说明隔离DC变压器是变流器工作的核心。因此具有非常严格但是明确选择了绕着单回路磁芯的绕组的匝数(18)和位置的隔离DC变压器是本发明空前性能的根本。很多变流器配置的变型实际上具有相同的目的，为绕组提供所需要的DC电流以及必需的AC电压，从而严格定义电流方向和电压极性并参考各自绕组的点标记端，这样隔离或非隔离DC变压器可以起到分流的作用，提供相同的所描述的性能提高。

与前面图21非隔离DC变压器一样，用与图36a中一样的绕组放置来显示隔离DC变压器只是为了更好的形象化隔离DC变压器绕组连接，而不是表示实际的绕组放置。图36c显示了这样的一种相对放置。请注意，象以前一样，输入电感器和隔离变压器并排放置(以提高一些它们之间的漏电感)，同时输出电感器放置在UU磁芯结构对面的臂上以大大增加变压器和输出电感器之间的漏电感。最后，图36c所示的隔离变压器的初级和次级绕组交错，以将它们之间的漏电感减到最小，从而使用与用于任何其它使用紧耦合的隔离变压器相同的方法。

隔离DC变压器作为一种新型磁性元件，除了增加了电隔离和电压升降功能之外，具有与图21非隔离相对物相同的特性曲线。请注意，隔离变压器用其磁化电感表示，如图37a所示，承载流入点标记端的DC电流Im，有N1匝线圈。因此，隔离DC变压器可以用图37b所示的一种新符号来表示，其中磁化电流Im和输入电感器电流I1合成一个流入初级绕组点标记端的输入DC电流源I1+Im，因此再次表明净DC安培匝数为零。

就象我们将图35a非隔离变流器转换成图35b其相对物一样，现在我们可以使用隔离变压器替换图27a-1中变流器的中间电感器以得到它们的隔离相对物。但是请注意，不是所有的非隔离变流器变型都有它们的隔离相对物。例如，图27d和图27i在这样的步骤之后仍然没有电隔离，原因是包括辅助电容C和互补输入开关S1的支路连接在初级端的一个电路节点和次级端的另一个节点之间。因此，在包含了那些变流器配置之后，仍然可能有很多图14b基本非隔离变流器的等效形式。图38(a-h)显示了一些基本变流器的隔离等效形式。请注意，在图38g和图38h的变流器中包括辅助电容C和互补输入开关S’1的支路完全位于次级端。因此，失去了原来该支路位于初级端时的优点：存储在变压器漏电感中的能量没有恢复而是失去了，导致总效率降低。此外，这种额外的能量损耗表现为输入MOSFET型开关漏极到源极电压的无阻尼振荡或非常轻微的阻尼振荡。这又导致在这个器件上产生高的电压尖脉冲，使其额定电压更高，并大大增加辐射EMI噪声。

在图38e其隔离相对物中解决了图27f的隔离配置中没有共用地，其中变压器是浮动的，而电源和负载有独立的地。这种配置增加的优点是，初级端开关可以用N沟道MOSFET器件在高端配置实现，如图40所示，而辅助电容C具有由(10)计算的较低的额定电压Vb。图38f的隔离配置是图27k其非隔离相对物的隔离形式，保留了相同的优点。图27g中变流器的隔离相对物除了现在在上臂的输入电容C1之外与图38a中的隔离变流器是相同的。无疑两个变流器明显是彼此的修改形式。

就象非隔离情况有很多使用等效变换得到的变型一样，因此有同样大量的、通过用隔离变压器简单的替换中间电感器得到的隔离变流器。它们中只有非常少的变流器将证明象对图27d和图27i解释的那样没有隔离。

隔离变压器的插入没有改变图14b新型的基本非隔离变流器的基本性质。因此，到现在为止讨论的所有直流变压器相对于非隔离变流器的磁性实现都同样可应用于隔离相对物。例如，可以加入一个外部电感器与输出电感器串联，如图30所示，得到与图39a隔离相对物中相同的优点。图39b隔离变流器是以与图33其非隔离相对物一样的方法用磁漏臂实现的。最后在图39c隔离变流器中没有气隙的EE型磁芯结构是以与图34非隔离相对物中一样的方法实现的。

根据上面的讨论，显然插入隔离变压器没有改变变流器的基本工作或主要特性和性能特性曲线。但是那些包含互补输入开关和辅助电容的支路位于初级和次级端之间的变型应该排除在外。尽管如此，有几个其它的图36a本发明隔离扩展形式的实施方案，它们或在非隔离配置中不可用，或具有令人感兴趣的新性质。

图40中显示的是一个隔离变流器的实施方案，其中图38e的所有四个开关用N沟道半导体MOSFET型开关器件替换。连接初级端开关，使得能使用高端驱动IC电路，这显然是一个实用优点。互补输出开关Q’2与其接地的源极连接，准备直接驱动。但是由两个MOSFET四象限复合开关Q2实现的输出开关需要浮动驱动。在图41中，电压双向输出开关是使用一个二极管和一个源极接地的P沟道MOSFET实现的，该配置适合直接驱动。还请注意，此时辅助电容C位于具有低DC额定电压的位置。

注意：如果包含开关S’1和电容C的支路与输入电感器L1并联，那么电容C上的电压甚至会更低。但是，在此解决方案中，输入电流将包含流入此支路的电流加上输入电感器电流，因此不再是无脉动的。

一旦实现了隔离变压器，就可以提供多个输出，通过合适的变压器匝数比可以按比例确定各个独立的输出，如图42所示。请注意，只要输出电感器的匝数与第二输出的变压器次级的匝数相同，净直流安培匝数也将为零。因此，可以再次将没有任何气隙的磁芯用于图42这种多输出变流器。最后，因为每个输出是隔离的，所以通过为第二输出选择适当的输出地，也可以得到负极性的输出电压。

在一些不需要隔离、需要从正输入电压源得到正极性输出电压的应用中，最好是使用另一个实施方案，其中用一个自耦变压器替换了隔离变压器，如图43所示。象在所有自耦变压器连接中一样，初级和次级绕组共享一些共用匝数，例如图43中的N1。这种配置比完全隔离形式更加有效。如图43所示，因为初级绕组只使用N1匝线圈处的一个抽头，所以只需要为自耦变压器提供一个总匝数为N2的绕组。在图43所示的配置中，N2＞N1，匝数比使电压升高。但是，当N2＜N1时(次级绕组使用初级绕组上的一个抽头)，得到另外的电压降低。此外，由于单自耦变压器绕组还具有更低的均方值电流，所以减少了AC铜损耗。就象在隔离变压器的情况中一样，得到了另外的输出DC电压的电压比例。请注意，图43自耦变压器扩展形式在类似于隔离情况的条件下也保持了总DC安培匝数为零：输出电感器必须与自耦变压器次级具有相同的匝数N2，同时输入电感器必须与自耦变压器的初级具有相同的匝数N1。

在大多数应用中，例如整流AC线的工作，需要很大的总压降，例如从400V到5V或更低的电压。在这种情况下，通过隔离变压器降压匝数比提供了另外的降压。图40的隔离形式和图43的自耦变压器形式在这种情况下也起到了重要的实际作用，将变流器的输入端从变流器的输出端完全去耦。这是由于输出端整流而需要的性能。完全去耦意味着输入端只“看到”其低电流，不会有低电压输出端的反射DC电流，高电流应用表示加在输入端器件的主要额外电流。同样，输出电压不会反射到输入端，增加输入端器件的额定电压。类似的，输入端的电压不会反射到输出端，增加输出端元件的额定电压。输入电流也不通过自耦变压器匝数比反射来增加输出器件所承受的总电流。因此输入开关器件工作在低输入电流，而输出器件工作在低输出电压，没有任何额外的电压和/或电流开销。

这也显示了图40中哪一个MOSFET开关器件在大输入到输出降压转换情况下对于减少开关损耗是最关键的。在这种情况下输入端MOSFET开关是高电压器件，而输出端MOSFET器件是低电压器件。

当MOSFET开关为OFF时，将其寄生漏极到源极电容充电到OFF状态电压，存储的能量由CVOFF2计算，其中VOFF是器件的阻塞电压，C是器件漏极到源极电容。由于与阻塞电压的平方相关，所以在输入端高电压器件的存储能量大大高于低电压器件。每当各个MOSFET开关指向ON时，寄生电容短路，其存储能量以热量形式消耗掉，除非采取其它措施来消除该损耗。显然，到目前为止按照这种损耗作用，输入端的高电压器件是最关键的。因此，下一节描述了本发明的软开关实施方案，该实施方案完全消除了输入端高电压MOSFET型开关对于任意工作点的开关损耗。

减少开关损耗第四个基本性质前面参照图19c和图19d讨论了输入和输出电感器的DC分量及其对DC变压器单磁芯中DC磁通的影响。在图44a和图44b中显示了图18a变流器中两个电感器的AC分量。请注意，对于给出的两个电感器电流的选定方向和根据图18a选定的两个绕组的正AC电压极性，下列等式适用：vL1＝L1di1/dt和    vL2＝-L2di2/dt(24)因为这两个电路表述的符号不同，输出电感器脉动电流与输入电感电感器脉动电流相比极性相反，如图44a和图44b所示。然后图19c和图19d的正DC电流与图44a和图44b各个电感器的AC脉动电流叠加得到瞬时电感器电流。

现在让我们全面研究等式(5)、(6)和(7)的时域解释。图45a中显示了电感器电流和i1(t)+im(t)，显示了其DC电流电平I1+Im和AC脉动电流电平。请注意，因为i1(t)和im(t)都流入图18a中点标记的绕组端(正向)，所以其AC脉动分量相加，得到正极性的总峰峰值脉动电流Δi1(t)+Δim(t)。另一方面，i2(t)流出点标记的绕组端，因此导致叠加了极性与输入和中间电感器的极性相反(异相)的AC脉动电流，即如图45b所示。输出电感器DC电流电平I2的幅度等于I1+Im，因此相减后，图45c所示的净DC电流在所有时刻都为零，证明了关系式(5)。从图45a脉动电流Δi1(t)+Δim(t)减去图45b脉动电流Δi2(t)得到图45d时域的总脉动电流波形。请注意，因为输出电感器脉动电流与输入电感器和中间电感器脉动电流反相，且因为我们观察的是差Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)，所以，这将导致所有三个脉动电流幅度实际相加，如图45d所示。辅助电容C中的时域电流ic(t)在互补时间间隔D’TS期间与图45d的波形一致，且显然在时间间隔DTS期间为零，因此得到图45e的时域波形。该辅助电容电流没有DC分量，因此证实了原始假设。

在上面的分析中，首先假设三个电感器是独立的电感器。但是请注意，当三个电感器耦合到DC变压器的一个单回路磁芯中时，图45d和图45e的最终脉动电流波形相同。这是因为不管三个电感器绕组中脉动电流的相对相位如何，其由I1+Im-I2计算的总和在任意负荷比D必须等于带有三个电感器绕组的非隔离DC变压器磁化电感的脉动电流，如图45d所示。因此即使在DC变压器的耦合约束下，图45e的电流IN对于任意负荷比D始终为负，因此使软开关以与不耦合情况一样的方式工作。显然，对于隔离DC变压器同样的情形也是正确的。

根据上面的详细分析，可以断定不管三个电感器中脉动电流的幅度如何，辅助电容时域电流的形状始终与图45e所示的形状相同：在从DTS转换到D’TS时间间隔时为正峰值IP，在从D’TS转换到DTS时间间隔时为幅度相等但为负的峰值IN，其中IP＝|IN|＝ic/2。请注意，这是如何已经为软开关难于实现的强制转换(D’到D的转换)自动提供了负峰值电流IN的。到本发明为止的常用软开关技术必须通过，例如过度增加输出电感器脉动电流，以某种方式强制产生负的瞬时输出电感器电流，如所述和图13所示。

现在我们讲述三种新型软开关方法，也是通过根据等式(4)和波形图45a、图45b和图45e提出的本发明的独特关系变成可能的。请特别注意互补间隔D’TS期间辅助电容电流的负部分。这也使得能够容易的实现通常是困难的强制开关转换。此外，该波形和电压双向输出开关的实现一起使三个新型软开关方法不须需要其它的谐振元件用于其工作，例如谐振电感器，新型软开关方法基于只使用四个开关的正确顺序和栅极驱动定时来完成输入和互补输入开关的零电压软开关操作，与传统软开关方法相反。所有三种新型软开关方法对于完全消除输入和互补输入开关对于任意负荷比的开关损耗是有效的，传统软开关方法则不能如此。

非隔离变流器中的软开关上面描述的两种软开关技术适用于以两种形式显示的非隔离DC变压器变流器：图46a中使用了图15c电压双向开关(VBS)的两个MOSFET晶体管的四象限实现，图46b中使用了图15i的VBS开关的MOSFET晶体管/二极管的两象限实现。为了解释这两种软开关方法，两个变流器都以图46c的变流器电路模型表示，其中用于输入开关、互补输入开关和互补输出开关等电流双向开关的MOSFET器件由一个由理想开关、寄生二极管又称作体二极管和寄生漏极到源极电容并联而成的复合开关表示，而两象限VBS开关或四象限VBS开关由一个理想开关、寄生背对背二极管和寄生电容(相当于两个串联的寄生漏极到源极电容)并联而成的复合开关表示。

第一种软开关方法的开关驱动顺序和定时使输出开关两端的电压波形具有两侧的特性负电压峰值和对称的前缘和后缘。由于在图57b的试验测量中也看到了这种对称的输入和输出开关的电压波形，所以从这以后将这种方法称作对称软开关。另一种样式的驱动顺序和定义使输出开关两端的电压波形只在后缘有负峰值，如图59b试验测量中所示，从这以后称作不对称开关方法。下面描述的第三种开关方法适用于图46d的隔离DC变压器变流器。图46e所示的隔离变流器电路模型的次级端根据初级到次级匝数比n反射到初级端。请注意，隔离变压器是以只有磁化电感Lm和漏电感Le的简化模型表示的。请注意，对于图43的自耦变压器形式得到同样的电路模型。将实际开关替换成其等效电路模型得到图46f的电路模型，用于详细描述软开关工作。图61显示的隔离变流器实际测量的软开关电压波形类似于非隔离变流器中不对称软开关的电压波形，其不同处在下面的详细分析中会提到。

隔离变流器的初级端对次级端硬开关在大多数实际应用中，例如离线开关电源，首先要对AC输入电压整流，得到高DC电压，然后通过使用具有高降压的变压器匝数比的隔离开关DC-DC变流器，将该高输入电压降低到用于电子应用的5V以下的DC电压。下面的分析显示，到目前为止，初级端高电压器件即使是在部分软开关的时候也会产生大部分开关损耗，相比之下，次级端低电压器件即使是在全部硬开关的时候也只产生微不足道的开关损耗。这是首先在图46d本发明的隔离扩展形式中引入新型软开关的主要动机，其中实现了高电压初级端的开关-输入开关和互补输入开关-零开关损耗的完全软开关，在输出只剩下了由于其硬开关操作而产生的可忽略不计的开关损耗。当然，各个器件的栅极驱动损耗仍然存在，且由于实际上完全消除了开关器件的寄生漏极到源极电容，而支配着开关损耗。这种新的软开关方法与传统软开关方法相比的另一种明显的优点是在整个工作范围内，即对任意工作负荷比D都保持了这样的性能。同样重要的是，这样完美的工作只需要正确的驱动顺序和定时。因此，与其它依赖于变压器漏电感或另外的谐振电感器及其软开关工作的谐振的经典软开关不同，在这里变压器的漏电感虽然如下所述确实进一步提高了软开关性能，但对于基本的软开关工作不是关键的。

为了便于比较，选择具有下列在后面用于测量的试验一节中使用的值和波形表示的图46d的隔离变流器：Vg＝450V、n＝27、V2＝5V、开关频率fS＝200kHz。

在所谓的“硬开关”中，当开关为OFF时(因此使寄生电容充电到阻塞电压VOFF)，在各个开关的寄生电容中存储能量，每当各个开关随后指向ON时消耗掉能量，因此根据方程式P＝CPVOFF2fS(25)开关损耗与阻塞电压的平方成正比，与工作开关频率成正比，其中CP是寄生电容，VOFF是阻塞电压。

现在将图46d隔离变流器在相同开关频率200kHz上由于高电压初级端开关的硬开关而产生的开关损耗和低电压次级端的硬开关损耗进行比较是有益的。这里使用的是用于试验一节中描述的离线开关电源的典型数据。输入开关Q1工作时VOFF＝750V，CP＝350pF，根据(25)，得到很大的硬开关损耗P1＝19.7W。即使使用一种传统软开关方法在输入开关硬开关之前将其上面的电压减小到VOFF＝Vg＝450V，也只将开关损耗减少到P1(450V)＝7.1W。

假设另一种软开关能够实现以硬开关的输出开关替换图46e的非隔离变流器模型的输入开关的完全软开关。例如，让我们假设以前图46e非隔离变流器在VOFF＝Vg＝450V上部分硬开关的输入开关现在替换为电压电平幅度同为Vg＝450V但极性为负的硬开关的输出开关，后面的详细分析将说明。如果具有相同电容Cp＝350pF(如上)的开关器件既用于输入开关，又用于输出开关，则同样大的7.1W开关损耗现在将主要由输出开关支配，看起来没有得到提高。但是请注意，图46e变流器(图46d隔离变流器的非隔离模型)中输出开关Q2在电压幅度Vg上的“硬开关”通过变压器匝数比n转换成图46d隔离变流器中输出开关Q2在低得多的电压电平VNBC上的“硬开关”，其中VNBG计算如下：VNEG＝Vg/n                                        (26)因此，对于n＝27，根据(26)，图46e非隔离变流器模型中输出开关Q2的硬开关电压|Vg|＝450V减小到等于图46d隔离变流器中的硬开关电压，只有VNBG＝16.7V。在输入DC电压为450V、VNBG＝16.7V的离线变流器的试验原型上测量得到的图61波形确认了输出开关Q2两端电压的后缘处为这种特性负电压峰值。请注意，在测量波形中该负电压也表示为VNBG。还请注意，图46d隔离变流器中输出开关阻塞电压也成比例减小，因此现在在试验原型中能够使用30V等低额定开关电压的器件。因为这种开关也成比例的增加了电流容量，所以也增加了寄生电容C2P。在试验原型中使用的典型情况下，图46d的低电压输出开关Q2的寄生电容比Q1大8倍以上，即C2P＝2950pF。但是，其硬开关电压只为VNBG＝16.7V，因此比初级端的硬开关电压小27倍(与匝数比相同)。此外，由于根据(25)开关损耗与阻塞电压的平方相关，因此导致图46d隔离变流器中输出开关的硬开关损耗极小，由(25)计算是P2＝0.082W或是初级端硬开关损耗的1.1％。从而结论是实际的低电压器件的硬开关损耗是可忽略不计的，开关损耗的主要来源是初级端高电压开关器件的硬开关损耗。因此，参照图46d，Q1和Q’1开关的开关损耗到目前为止是最关键的，需要通过使用软开关方法来减小或消除，而输出低电压开关Q2和Q’2的开关损耗实际上是可忽略不计的。这就是在本发明的隔离变流器中应用新型软开关方法所要达成的目标。

图46d隔离变流器中电压双向开关的作用正是将所有的硬开关从初级端高电压开关移动到次级端低电压开关，在过程中能够完成输入初级端上高电压开关的软开关，从而消除大部分开关损耗。输出开关只用一个MOSFET实现(CBS开关)，其内部二极管通过指向ON来防止输出开关的电压变为负值，从而将变压器电压钳位在零，这又能够软开关，并只在D’到D转换期间将输入开关的寄生电容放电到电压电平VG，在这一电平上该输入开关必须硬开关。但是电压双向开关能够使输入开关寄生电容在困难的D’到D转换期间的放电一直持续到零电压，从而使其开关损耗为零。另一方面，现在强制输出开关在大为减小的电压幅度Vg/n上硬开关，这第一次导致以开关两端的负电压硬开关。

稳态和转换间隔从图14c的时序图描述的硬开关清楚的识别出只有两个间隔，DTS间隔和互补D’TS间隔，其对应的开关状态为ON或OFF。因为实际的半导体开关不是无限快的，所以也存在从DTS间隔到D’TS间隔(称作D到D’转换)和从D’TS间隔到DTS间隔(称作D’到D转换)两个转换。在软开关的情况下，由于开关的特定相对定时，它们替换为良好控制的、有限的转换时间间隔(已经在现有技术的图13中显示)。请注意，四个开关中的每一个对于两个转换间隔中的任一个的大量驱动定时可能性中，只有几个非常特定的驱动顺序和定时将结合变流器工作得到如三种新型软开关方法讲述的希望的软开关工作。四个开关的这种大量的可能驱动顺序和定时需要更为精确的定义两个稳态间隔和两个转换间隔。因此现在只相对于输入开关S1定义稳态间隔DTS和D’TS和稳态负荷比D：只要开关S1闭合(传导电流)就持续间隔DTS，只要开关S1断开就持续互补间隔D’TS。以这种方式能够惟一确定相对于这样定义的稳态负荷比D的稳态属性(电容的DC电压和电感器的DC电流)。

两个转换间隔定义如下：在下文中称作D到D’转换的第一转换间隔(“自然”转换)期间，开关的状态从S1和S2为ON、S’1和S’2为OFF的初态变为S1和S2为OFF、S’1和S’2为ON的终态。在下文中称作D’到D转换的第二转换间隔(“强制”转换)期间，开关的状态从S1和S2为OFF、S’1和S’2为ON的初态变为S1和S2为ON、S’1和S’2为OFF的终态。这种定义涵盖了四个开关在这两个转换间隔期间所有可能的驱动顺序和定时形式。

因此，开始第一转换间隔(D到D’转换)不再需要与输入开关S1在DTS间隔结束时指向OFF一致，而是由指定来开始该转换的任一个开关来开始。例如，在对称软开关中，第一转换将完全出乎意料的通过输出开关S2指向OFF来开始，而在后面同一D到D’转换期间将输入开关S1指向OFF来开始同一个转换的第二部分。与该定时顺序相反，现有技术的D到D’转换间隔总是以首先将输入开关指向OFF来开始。

在适用于转换间隔期间电路图中，以黑体表示为ON的MOSFET开关，以浅绘图显示为OFF的MOSFET开关。为了更容易的理解转换间隔期间的电路工作，在电路图中忽略了在DTS或D’TS间隔期间(转换间隔之外)为OFF的MOSFET开关。

在本发明中，如前面在图45e中证明的以及在图48a中显示的，在D’TS时间间隔结束时已经存在负的电流。因此既不需要大的输出电感器脉动电流，也不需要添加任何谐振元件，例如象很多典型软开关方案中的谐振电感器。实际上，如下所示，本发明独特的开关配置结合在图48a(和图45e)时域波形中识别出的关键关系式(4)及其因果关系，得到一个惟一可能的实际软开关，只通过使用图46c中四个开关正确的驱动顺序和定时就大大减少了开关损耗。

对称软开关首先我们考虑图46a电路的D到D’转换。

D到D’转换根据图48a的稳态分析和波形，结论是在时间间隔DTS结束时瞬时电流i1+im大于i2(实际上它们的差等于图48a中的IP)。可以通过图47a、b、c和d四个等效电路及图48b中显示的它们对应的时间间隔ta、tb、tc、td来表示从D到D’间隔的转换。

间隔ta图47a和图48b中的ta间隔对应D到D’转换开始之前的DTS时间间隔。S1和S2都为ON，S’1和S’2都为OFF。当输出开关S2指向OFF时开始称作“自然”转换的第一转换，得到图47b的电路。

间隔tb在间隔tb(总D到D’转换间隔tDD’＝tb+tc的第一部分，如图48b所示)期间，电流I2快速为S’2开关的寄生电容放电，以负极性为S2的寄生电容充电。这个间隔在开关S’2两端电压VS’2下降到零且S’2的体二极管开始传导的时候结束。因此，开关S’2由其寄生电容在零电压自然指向ON。因为低压时的二极管传导由于二极管两端的高电压下降导致效率相当低，所以这也是开关S’2指向ON的实际时间(或相当于原来的Q’2MOSFET指向ON)，从而使传导损耗最小。随着S’2指向ON，输入开关S1同时指向OFF，这得到了对于图48b中间隔tc有效的图47c电路模型。请注意，如果开关S1指向OFF延迟了，那么会后跟一个所有电压钳位在当前值的中间间隔，对于开关S’1和S2分别是Vc和-Tg。因为这个间隔只是延迟了D到D’转换的结束，显然该间隔是没有价值和不必要的，因此应该通过图48b中正确的驱动定时来避免。

间隔tc接下来由图47c的等效电路描述了图48b中间隔tc的特性，在此期间开关S1、S’1和S2为OFF，只有开关S’2为ON，分流其体二极管(图47c中也以粗体显示了体二极管来表示这个二极管首先开始传导并触发S’2指向ON的事实，S’2传导得到该状态)。电流I1+Im-I2为S1的寄生电容充电，为S’1的寄生电容放电，为S2的寄生电容放电/充电。请注意，由于基本关系式(4)，I1+Im＝I2，电流i1+im-i2现在只包含各自的AC脉动份量Δi1+Δim-Δi2，使开关S1、S’1和S2上的电压斜率与前面间隔tb中开关S2和S’2上电压改变的斜率相比减小了。这个总AC脉动电流Δi1+Δim-Δi2开始将S2两端的电容从-Vg充电到零，然后以负极性将其充电到Vc-Vg，而同时该AC脉动电流将S1两端的电容充电到电压Vc，将S’1两端的电容放电到零。当开关S’1上的电压达到零且该开关的体二极管开始传导时这个间隔tc结束(如显示了间隔td开始时的变流器电路的图47d所示)。这具有将开关S1上的电压钳位在Vc电平上的作用。此时开关S’1可以在零电压时指向ON，因此具有零开关损耗，还分流内部体二极管以减小传导损耗。

间隔td图47d中的电路表示D到D’转换已经结束，与开关S1和S2同时为ON的图47a初始状态相比，现在开关S’1和S’2同时为ON。总的来说，在这个第一转换期间，所有开关在零电压指向ON，达到D到D’转换的完全软开关，因此没有开关损耗。

D’到D转换如图50a的波形所示，对于这个在D’TS间隔结束时的转换，电流i1+im小于电流i2。因此通过图49a、b、c、d及图50b显示的它们各自的间隔ta、tb、tc、td来表示D’到D转换。

间隔ta图49a和图50b中的间隔ta对应于就在D’到D转换开始之前的D’TS时间间隔。开关S’1和S’2都为ON，S1和S2都为OFF。当互补输入开关S’1指向OFF时这个间隔结束，开始通常所称作的“强制”转换，得到表示强制转换第一部分tb的图49b电路。

间隔tb在这个间隔tb(总D’到D转换间隔tD’D＝tb+tc的第一部分，由图49b的电路表示)期间，电流i2-i1-im为S’1两端的寄生电容充电，为S1和S2两端的寄生电容放电，如图50b关于间隔tb的波形所示。因为该电路的总DC分量为零，所以只留下了总AC脉动分量，因此这导致这些寄生电容充电和放电较慢，从而导致开关S’1上的电压上升较慢。给定上面的假设(大电感由电流源替换，大电容由电压源替换)，这三个电容是AC方式并联的。当开关S1两端电压Vs1下降到零且S1的体二极管开始传导时这个间隔结束。因此，开关S1由其寄生体二极管在零电压(软开关的)指向ON。因为低压时的二极管传导由于二极管两端的高电压下降导致效率相当低，所以这也是开关S1指向ON的实际时间(或相当于原来的Q1MOSFET指向ON)，从而使传导损耗最小。

现在进行非常重要的观测，这清楚的显示了电压双向开关实现对于输出开关S2的重要性。如关于间隔tb的图50b所示，开关S2两端的电压从初始的正电压Vc-Vg变为负电压-Vg。如果使用电流双向开关(CBS)实现开关S2，将会防止开关S2两端的电压为负，其上的电压将会通过CBS开关的体二极管钳位在零电压。这又防止了输入开关S1两端的电容完全放电为零。相反，S1上的电压将会钳位在+Vg，且必须将这个开关指向ON，承受造成的硬开关损耗。但是，当改为使用电压双向开关作为开关S2时，因为S2开关两端的电压现在允许为负，从而消除了这个问题。因此，S1开关寄生电容将不受阻碍的继续放电到零电压，此时以零开关损耗指向ON。

间隔tc

当开关S1指向ON时，开关S’2同时指向OFF，得到对图50b中间隔tc有效的图49c电路模型。转换间隔的剩余部分不能以软开关方式完成。因此，开关S2必须在减小了的电压-Vg上“硬性”指向ON，其寄生电容突然放电。因为该第三间隔tc只会延迟转换间隔的结束，没有任何有用的功能，所以理想情况应该是消除它。

间隔td与开关S2硬性指向ON相关的损耗是有效电压为Vg的开关S2寄生电容的CV2损耗和开关S’2体二极管中的逆恢复电流损耗。因此图49d显示了D’到D转换完成之后的最后阶段，其中开关S1和S2指向ON。图49d也显示了开关S’1寄生电容的最终电压为Vc，开关S’2寄生电容的最终电压为Vg，是它们接下来D到D’转换的起始值。

现在让人感兴趣的是了解这种软开关是如何的有效。显然D到D’转换达到了完全的软开关，而由于在指向ON时将开关S2的寄生电容充电到Vg电压，所以D’到D转换是部分软开关。一个非常简单的分析揭示了这个D’到D转换期间的部分软开关也是非常有效的，特别是对于较高负荷比上的工作，例如D＝0.8时，Vc＝Vg/(1-D)＝5Vg。因此开关S1两端的寄生电容从高电压Vc＝5Vg放电到零电平，开关S’1两端的寄生电容从零电平充电到Vc，实现这两个高电压器件零损耗的完全软开关，而低电压开关S2两端的寄生电容以软开关方式从Vc-Vg(负荷比D＝0.8时等于4Vg)放电到-Vg电平，然后以硬开关方式指向ON，开关损耗大为减少。因此，与硬开关的情况相比只失去了部分存储在开关上的能量，此时指向ON的损耗计算如下：(5Vg)2(CS1+CS’1)+(4Vg)2CS2+Vg2CS’2(27)当实现软开关时，指向ON的损耗减少到Vg2(CS2+CS’2)。如果开关的寄生电容相同，则软开关损耗将小于硬开关损耗的3％(2与67的比！)。

不对称软开关首先我们考虑图46a电路的D到D’转换。

D到D’转换根据图52a的稳态分析和波形，结论是在时间间隔DTS结束时瞬时电流i1+im大于i2(实际上它们的差等于图52a中的IP)。可以通过图51a、b、c和d四个等效电路及图52b中显示的它们对应的时间间隔ta、tb、tc、td来表示从D到D’间隔的转换。

间隔ta图51a和图52b中的ta间隔对应D到D’转换开始之前的DTS时间间隔。S1和S2都为ON，S’1和S’2都为OFF。当输出开关S2指向OFF时开始称作“自然”转换的第一转换，得到图51b的电路。

间隔tb在间隔tb(总D到D’转换间隔tDD’＝tb+tc的第一部分，如图52b所示)期间，电流i1+im为S1的寄生电容充电(开始时在S1为ON的时刻之前是完全放电的)和为S’1和S’2开关两端的寄生电容放电。因为这个电流包含直流成分I1+Im，所以这使这些寄生电容较快的充电和放电，从而使输入开关S1上的电压快速上升。给定上述假设(大电感替换为电流源，大电容替换为电压源)，这三个电容是交流方式并联的。这个间隔在开关S’2两端电压VS’2下降到零且S’2的体二极管开始传导的时候结束。因此，开关S’2由其自己的寄生电容在零电压(软开关的)自然指向ON。因为低压时的二极管传导由于二极管两端的高电压下降导致效率相当低，所以这也是开关S’2指向ON的实际时间(或相当于原来的Q’2MOSFET指向ON)，从而使传导损耗最小。当S’2指向ON时，开关S2同时指向OFF，得到对于图52b中间隔tc有效的图51c电路模型。请注意，如果开关S2指向OFF延迟了，那么会后跟一个所有电压钳位在当前值的间隔tb，对于开关S1和S’1分别是Vg和Vc-Vg。因为这个间隔只是延迟了第一转换间隔的结束，显然是没有价值和不必要的，因此应该通过图52b中正确的驱动顺序和定时来避免。

间隔tc接下来由图51c的等效电路描述了图52b中间隔tc的特性，在此期间开关S1、S’1和S2为OFF，只有开关S’2为ON，分流其体二极管(图51c中也以粗体显示了体二极管来表示这个二极管首先开始传导并触发S’2指向ON的事实，S’2传导得到该状态)。请注意，现在由于基本关系式(4)，I1+Im＝I2，电流i1+im-i2当前只包含各自的AC脉动份量Δi1+Δim-Δi2，使开关S1、S’1和S2上的电压上升斜率与前面间隔tb相比减小了。这个总AC脉动电流开始为S2两端的电容充电，而同时它继续为S1两端的电容充电和为S’1两端的电容放电，虽然是以比前面tb间隔中慢得多的速度。当开关S’1上的电压达到零且该开关的体二极管开始传导时这个间隔tc结束，如显示了间隔td开始时的变流器电路的图51d所示。这具有将开关S1上的电压钳位在Vc电平上的作用。此时开关S’1可以在零电压时指向ON，因此具有零开关损耗，还分流内部体二极管以减小传导损耗。

间隔td图51d中的电路表示D到D’转换已经结束，与开关S1和S2同时为ON的图51a开始状态相比，现在开关S’1和S’2同时为ON。总的来说，在这个第一转换期间，所有开关在零电压指向ON，达到D到D’转换的完全软开关，因此没有开关损耗。

D’到D转换当实现对称定时时该转换与D’到D转换相同，已经用图49a-d及图50b显示的它们各自的间隔ta、tb、tc、td说明和显示。

隔离变流器的软开关现在分析在图46d的隔离变流器上实现的新型软开关方法。但是，为了简化说明，在下面根据通过将图46d变流器的次级端反射到其初级端而得到的图46e非隔离电路模型来进行软开关分析。

因此，当图46e变流器中的开关Q2如下面分析中所述在幅度Vg上进行“硬开关”时，图46d的原始隔离变流器中的开关Q2在低得多的电压幅度Vg/n上进行实际的“硬开关”。

如前面看到的，这种隔离变流器中的新型软开关方法将硬开关从高电压初级端移动到低电压次级端，其中硬开关是无害的，开关损耗可忽略不计。实际上，转换降压比越高，输出开关的剩余硬开关损耗越低。因此，降压匝数比大的隔离变压器实际上提高了软开关性能。

该新型软开关的“特征”是输出开关S2两端电压的负电压峰值在后缘处，通过这个特征可以轻松的与其它软开关类型区分开来。后缘的线性斜率证实在强制D’到D转换中不存在任何谐振放电。

该软开关的另一个实际优点是初级端上的两个高电压器件都在零电压指向ON，所以在任何工作点都没有开关损耗。因此由于在输出低电压器件两端非常低的电压上硬开关而产生的剩余可忽略不计的开关损耗允许工作在高得多的500kHz以上的开关频率，只增加了不多的开关损耗。下面是对图46e非隔离模型的软开关分析。对大电感器和大的非寄生电容进行与前面分析相同的假设。

D到D’转换从D到D’间隔的转换用图53a、b、c、d、e的5个特性电路和图54a和图54b的对应波形来描述。图54b将时序图分成五个间隔ta、tb、tc、td、te，每个间隔对应于各自的电路模型，例如ta对应于图53a，tb对应于图53b。根据图54a的波形，适用下列不等式：i1+im＞i2(28)下面描述各个间隔的电路工作：间隔ta该间隔对应于转换开始之前的DTS间隔末端。如图53a所示，S1和S2为ON，S’1和S’2为OFF。当S1指向OFF时该间隔结束并开始转换。

间隔tb通过S1指向OFF开始该转换，图53b的电路适用。电流i1和i1的和为S1两端的电容充电，为S’1两端的电容放电。电流i1的初始值为im，因此开始时没有电流流向S’2。随着S1两端的电压上升，漏电感上的电压v1也开始增加。该电压使i1幅度变小。图54b间隔tb中显示了对应的波形。从而使开关S’2中的电流不再为零，该开关的寄生电容也从其初始值Vg放电，当该寄生电容完全放电且S’2的体二极管开始传导时该间隔结束。此时开关S’2在零电压指向ON(因此没有开关损耗)，从而分流体二极管和减少传导损耗。

间隔tc电流i1和i1继续为S1的寄生电容充电，为S’1的寄生电容放电，如图53c所示。电压v1积累得更高，就越减小i1的幅度。当开关S’1上的电压达到零且开关S’1的体二极管开始传导时结束该间隔，如图54b间隔tc中所示。现在开关S’1能够在没有开关损耗的情况下指向ON，结束该间隔。

间隔td现在电压v1为Vc-Vg，因此i1继续线性减小，如图53d所示。在此子间隔或前面两个子间隔中的某个点i1变成负值(i1初始为im)。当i1的值为im-i2时，开关S2的电流变为零。开关S2必须在此时指向OFF。

间隔te根据图53e，开关S2的电流现在变成负值并为开关S2的寄生电容充电，波形如图54b的间隔te所示。在该间隔中i1的初始值也是已经结束的D到D’转换之后的最终值。因此，为了将S2的寄生电容充电到其初始值(Vc-Vg)，电流i1必须稍稍过冲。这又使开关S2上的电压过冲。结果是L1和CS2之间的振荡，如果没有衰减将会无限期的继续下去。如果与振荡元件关联的固有寄生阻抗不足以衰减振荡，那么可以另加一个R-C网络与Lm并联。选择这种特定连接的R-C网络是因为它也会衰减D’到D转换结束处的类似振荡。当振荡逐渐消失时，到达D’TS间隔，并结束D到D’转换。

D’到D转换对于该转换，图55a、b、c、d、e显示了五个电路模型，图56a和图56b显示了对应的波形。图56b中的五个间隔对应于图55a-e中的五个电路。根据图56a，该转换满足下列不等式：i1+im＜i2(29)间隔ta该间隔对应于图55a的等效电路，表示正在转换开始之前的D’TS间隔。图56b中显示了对应的波形。S1和S2为OFF，S’1和S’2为OFF。当S’1指向OFF时该间隔结束且D’到D转换开始。

间隔tb根据图55b显示的关于该间隔的等效电路，电流差i1-i1为开关S1的寄生电容放电，为开关S’1的寄生电容充电，如图56b间隔tb所示。该电流由i2-i1-im计算，根据上面的不等式为正值。因为电流i1只是总电感器电流的AC(脉动电流)的代数和，因此与D到D’转换相比要低得多。如果使用电流双向开关实现S2，则当电压VS1达到Vg时，即当VS2达到零且S2的体二极管开始传导时该间隔结束。开关S2提前指向ON开始一个辅助软开关的谐振过程，通过此方式能够改进这种情况。在这种情况下，当使用四象限开关或电压双向开关实现开关S2时，有意的延迟将开关S2指向ON，使其电压变成负值。当开关S1上的电压达到零电平且开关S1的体二极管将所有电压钳位在电流电平上时该间隔最终结束。此时开关S1能够指向ON。

这里进行与D’到D转换之前对tb间隔期间的对称软开关所进行的相同的观测。由电压双向开关实现的输出开关S2使该开关两端的电压变成负值，从而使输入开关S1两端的电容完全放电到零。如果使用电流双向开关来实现输出开关S2，那么这是不可能的。在这种情况下，输入开关S1的电容只是部分放电，钳位在+Vg，必须以有效的开关损耗进行硬开关。

间隔tc图55c显示了对应于该间隔的等效电路，其中图56b的间隔tc中显示了波形。开关S2指向ON结束这第三间隔tc，该间隔没有特别的目的，包含该间隔只是为了更好的理解该转换。因此，应该使该间隔尽可能的短，开关S1和S2可以同时指向ON。S2指向ON是硬开关过程。但是它只在低电压端发生，且只包含其自己的寄生电容。

间隔td现在电路55d的电路适用于图56b中的间隔td。因为没有外部电压加在漏电感两端，因此其电压v1为零，所以到目前为止，漏电感L1中的电流是常数i2-im。此时因为所有三个开关S1、S2和S’2都为ON，所以电压v1变成-Vg。这意味着漏电感中的电流快速减小并变成负值。当该电流达到-im水平时，S’2中的电流变为零。为了防止以负方向传导，这是开关S’2指向OFF的最后时刻。开关S’2指向OFF结束该间隔。

间隔te图55e中显示了该间隔的对应等效电路，图56b的间隔te中显示了波形。S’2支路中的电流现正变为负值，为S’2的电容充电。与D到D’转换的最后一个间隔相似，为了为S’2的电容充电i1必须过冲。这又导致寄生开关S’2寄生电容和漏电感L1之间的振荡。与上面讲述相同的R-C网络衰减该阻尼振荡。当振荡逐渐消失时，到达DTS间隔，因此已经结束了D’到D转换。

应该指出的是，在使用漏电感的情况下，转换与前面讨论的没有漏电感的对称和不对称软开关不同。D到D’转换除了现在我们看到的输入开关电压永久的单斜率之外与不对称转换类似。

由于存在漏电感，所以实际上改进了D’到D转换。首先是因为作为大大降低电流斜率的结果减少了S’2体二极管的逆恢复损耗。其次由于S2不可避免的硬性指向ON而产生的CV2限制在S2的寄生电容上。在前面的情况中(非隔离变流器的对称和不对称软开关)，S2和S’2的寄生电容都产生CV2的损耗。在每一种情况下有效电压都为Vg。

试验验证制造三种原型来验证本发明的性能：1.图46a软开关的DC变压器变流器，没有电隔离，四象限电压双向开关的双MOSFET实现。

2.图46b软开关的DC变压器变流器，没有电隔离，两象限电压双向开关的单P沟道MOSFET/二极管实现。

3.图46d软开关的DC变压器变流器，有电隔离，四象限电压双向开关的双MOSFET实现。

进行很多测试来验证本发明的关键性能特性。首先，进行很多测试来验证只有具有如定义中详细描述的VBS输出开关的本发明才有的三种软开关机制：1.图46a非隔离变流器的对称软开关；2.图46a非隔离变流器的不对称软开关；3.图46d隔离变流器的独特软开关性能。

为了清楚的说明通过所讲述的软开关机制带来的突出效率提高，在100kHz到400kHz的宽工作开关频率范围内进行与“硬开关”对立物的效率和波形比较。特别是，将图46a的软开关非隔离变流器与其硬开关对立物进行比较，其中VBS输出开关替换为CBS输出开关并使用图14c的硬开关定时。

然后，测试图46d隔离变流器的软开关。这清楚的说明了图46d的VBS开关实现带来对于任何工作负荷比D的几乎理想的性能和完全软开关。然后为了清楚的显露完全软开关工作的效率优点及其对低噪声性能的作用，与有意以“硬开关”形式实现D’到D转换的同一个变流器进行比较。

接下来说明隔离DC变流器原型，显示在宽工作范围上的突出零脉动输入电流特性以及在一个工作点上近似为零的脉动输出电流而在其它点上的低脉动电流。

还要进行离线开关变流器原型的效率测量，证实在2比1宽的输入电压范围内的高效率。

最后注意力转向验证DC变压器的突出特性，除了减小了体积重量和增加效率之外，同时与传统变流器方案相比还使DC过载能力增加了一个幅度等级。

非隔离DC变压器变流器中的软开关为额定50W、10V输出构造图46a软开关非隔离DC变压器开关变流器的原型。输入电压根据使用的测试类型位于13V到20V范围之内。使用离散值为100kHz、200kHz、300kHz和400kHz的恒定开关频率来测试硬开关和软开关的性能。对于试验板原型使用了下列元件值：S1和S’1是IRF3710(100V/28mΩ)；S2和S’2是SUP70N06-14(60V/14mΩ)；C＝2×4.4μF/100V；C1＝5×10μF/50V；C2＝2200μF/25V；DC变压器的体积为0.83in3。

使用四象限VBS开关的对称软开关首先调整开关器件的顺序和定时，从而获得对称软开关的情形，即对于D到D’转换，输出开关S2在输入开关S1指向OFF之前指向OFF，如图48b波形所述。在图57a中，上方痕迹显示了100kHz时测量的输入开关电压波形，下方痕迹显示了输出开关S2的电压。图57b、c、d分别显示了200kHz、300kHz和400kHz时的对应波形，展现了两个开关截然不同的对称行为，从电压波形中的对称前缘和后缘可以看出。如图57a、b、c、d所示，输入开关两端电压完全降为零，因此造成难于完成D’到D转换期间的零电压开关。在其它工作点进行另外的测试，得到相似的对称软开关波形，证实在所有工作点上的零开关损耗性能。

还请注意输出开关VBS两端截然不同的大约20V的负电压峰值，如分析所预测的等于输入DC电压Vg＝20V。此外，D到D’转换清楚的显示了输出开关S2两端电压波形中两个截然不同的子间隔，首先是非常快的负斜率间隔，随后是由于只有AC脉动电流而造成的慢得多的正斜率。还请注意，是如何完成边缘处的电压波形转换的，即使在400kHz开关频率时也是平滑的，没有通常与硬开关关联的高频减幅振荡和尖峰噪声。

以全50W功率输出测量各个离散频率的效率，下面的表I中汇总了数据：表I

为了比较与由于所有开关器件的漏极到源极寄生电容中的能量存储而产生的损耗有关的软开关方法的效率，上面的效率测量没有包括栅极驱动损耗。测量数据清楚显示了由于在4比1的宽范围开关频率上，观测到大约1％的小幅效率降低，所以实际消除了开关损耗。另外对400kHz开关频率优化的设计不仅得到更小的磁芯体积，而且由于绕组线圈的平均长度降低，还降低了铜损耗，且另外增加了一些效率，实际上补偿了所提到的1％的效率降低。

接下来将由于这种软开关而得到的高开关频率上的高效率性能与在相同原型上、但受控于导致如下所示的硬开关的图14c直接定时而得到的效率数据进行比较。

使用两象限CBS开关的硬开关现在修改同一个原型，使其使用CBS输出开关和使用导致D到D’转换和D’到D转换的硬开关和全部硬开关性能的图14c直接驱动定时来工作。在图58a中，上方痕迹显示了100kHz时输入开关电压波形，下方痕迹显示了输出开关S2的电压。图58b、c、d分别显示了200kHz、300kHz和400kHz时的对应波形。请注意两个电压波形上升沿和下降沿处的高频减幅振荡电压，在高频率上变得更加明显，因此产生高EMI噪声。请注意，在隔离情况下，由于变压器的漏电感，该减幅振荡和功率损耗甚至更加明显。全50W功率输出时的效率比较甚至更加显著，如表II所汇总的：表II

请注意在开始的100kHz上，由于独特的变流器配置及其有效的DC变压器结构，效率仍然非常高，为94％。但是，随着开关频率增加，由于半导体器件的开关损耗，效率很快的下降到400kHz时的80.7％。结果大约14％的效率下降主要是因为没有上面的软开关实现。因为软开关情况中的VBS开关的传导损耗高于硬开关情况中的CBS，所以该比较更加保守。比较400kHz时软开关和硬开关的实际损耗，性能更加显著：与效率为80.7％的硬开关情况中引起的损耗相比，95.3％的效率转化为大约五(4.85)倍的减少。

不对称软开关现在修改开关驱动定时，使得达到不对称软开关的情形，即对于D到D’转换，现在输入开关S1在输出开关S2指向OFF之前指向OFF，如图52b所示。D’到D转换的驱动定时与对称软开关情况中的一样，即通过首先将互补输入开关S’1指向OFF来开始第二转换。在图59a、b中，上方痕迹显示了输入开关S1的电压波形，下方痕迹显示了输出开关S2的电压波形，分别是200kHz和400kHz时。请注意，由于不存在对称软开关情况中存在的D到D’转换的负峰值而造成的输出开关电压波形的不对称形状。此外，D到D’转换时输入开关的电压有两个截然不同的斜率，进一步加大了波形的不对称性。但是请注意，D’到D转换期间输入开关电压的下降斜率与对称情况中的相同，因此达到任何工作点上输入开关的的零电压开关和零开关损耗。实际上，也确认了互补输入开关在D到D’转换期间的零电压开关，只留下输出开关在D’到D转换期间硬开关。

使用两象限VBS开关的对称软开关现在将输出四象限开关替换为由P沟道MOSFBT和二极管串联而成的两象限VBS开关，如图46b所示。调整用于对称软开关的驱动顺序和定时，得到图60的对称软开关波形。由于降低了低输出电压上的传导损耗，四象限开关实现显得更加有效。

软开关隔离DC变压器变流器构造用于整流AC线的实际离线变流器的原型，测试软开关隔离DC变压器变流器。从210V到450V的输入DC电压转换为额定功率100W、工作在200kHz开关频率的5V输出DC电压。图39b的变流器使用了具有下列值的元件：C＝47nF；C1＝3×1200μF；Q1＝>STU10NB80；Q’1＝>STP4NB80FP；Q2&Q’2＝>STV160NF03L使用图32的定制磁芯结构和使用图39b的隔离DC变压器开关变流器配置来构造降压匝数比为27∶1的隔离DC变压器。使用铁氧体铁磁材料构造具有三个磁臂的定制磁芯。隔离DC变压器的体积为0.79in3。

隔离变流器中的隔离变压器的漏电感稍微改变了电路的行为，用于这种情况的正确驱动顺序和定时与通过输入开关指向OFF开始D到D’转换的不对称软开关情况中相似。图61显示了以450V的DC输入电压工作的隔离DC变压器变流器的软开关性能。该图中的上方痕迹表示输入开关S1的漏极到源极电压，中间痕迹表示输出开关S2的漏极到源极电压，下方痕迹表示互补输出开关S’2的漏极到源极电压。图61显示了两个转换边缘，输入开关S1的快速电压上升标志着D到D’转换。输入开关和输出开关上的电压的总体外部特征类似于具有某些小差别的非隔离变流器中不对称软开关中的同一波形。例如请注意，与图59a、b不对称软开关中D到D’转换的两个截然不同的斜率相比，D到D’转换减小到一个单斜率。变压器的漏电感保持了图59b输入开关上电压的初始快速上升(由于峰值输入开关电流)，使D到D’转换更短。请注意，根据图61的下方痕迹，在D到D’转换期间互补输出开关电压减小到零且开关在零电压指向ON，如图62a该转换的放大显示所示。同样，互补输入开关电压在输入开关电压达到峰值电压时下降到零电平，也以零开关损耗在零电压指向ON。图62b显示了图61的D’到D转换的放大显示。请注意，根据图61和图62b，由于只倚靠AC脉动电流，输入开关电压波形的后沿下降缓慢。输入开关电压减小到零且开关在零电压指向ON，使D’到D转换的开关损耗为零。还请注意，根据(26)，当Vg＝450V和n＝27时，输出开关上的电压峰值为大约负16.7V。这个性能也是通过对任何工作点的试验证实的，如图63a-b的软开关波形所示，这些波形是由300V输入DC电压获得的，明显实现了初级端高电压器件和互补输出开关S’2的完全软开关。请注意，根据等式(26)V2＝300V时输出开关上的电压峰值为负11V。该开关是惟一一个在D’到D转换期间指向ON、带有硬开关损耗的开关。但是如图61和图62所示，如果在Vg＝450V的初级端保持硬开关，则该负电压峰值与450V相比只有大约16.7V。低电压输出器件(在这种情况下阻塞电压为30V)的寄生电容为CS2＝2950pF。因为硬开关电压也非常低(16.7V)，所以功率损耗实际上可忽略不计，等于PLOSS＝CS2VB2fs＝82mW。这再次证实高电压初级端上高电压开关器件完全软开关的重要性，且由于低电压次级端上低电压输出开关器件而产生相当小的开关损耗。

如果在Vg＝450V的高电压初级端上进行硬开关，且开关的实际电容为：CQ1＝350pF且CQ’1＝95pF，因此Ceq＝445pF则计算的总开关损耗为P＝9W，比次级低电压端上是硬开关损耗时大9/0.082＝110倍。因此，对于100W变流器，当硬开关转移到低电压次级端时，高电压初级端上减少了9％效率的部分软开关产生可忽略不计的开关损耗。

与硬开关工作比较在如上所述的软开关模式中使用四象限VBS开关的效率的测量值是95.15％。为了说明实际上非常困难的D’到D转换的关键重要性，改变开关的驱动顺序和定时，使得只有D’到D转换的硬开关，根据对原型的测量，这导致效率大幅减小到87.9％。请注意，在软开关模式中仍然留下了D到D’转换。该转换的硬开关不但由于漏电感上存储的能量而产生额外的大损耗，而且电路不能承受产生的大电压尖峰噪声，需要输入开关的额定电压比在原型中实现的更高。

输入和输出电感器脉动电流测量首先测量两个工作点上的脉动电流性能。波形以下列顺序显示。上方痕迹是主开关S1的漏极到源极电压。第二痕迹是隔离变压器初级电流，第三痕迹是输入电感器脉动电流，单位0.5A/div，下方痕迹是输出电感器脉动电流，单位0.2A/div。图64显示了这些在DC输入电压为270V时获得的波形。输入电感器脉动电流大约只有100mA峰峰值，因此它实际上是零脉动电流。输出电感器脉动电流也非常小，测量值大约为3A峰峰值。考虑到额定DC负载电流为20A，这是15％、十分低的脉动电流。

效率测量在从210V到450V DC的工作范围上进行效率测量，图65中显示了得到的数据。为了突出显示变流器自身的性能，效率测量没有包括驱动损耗，而只有功率级损耗。虽然是对100W输出功率进行的测量，但由于其固有的高DC过载能力，变流器能够连续工作在150W，而效率只有大约1％的轻微下降。请注意，效率实际上是一个常数，在Vg＝240到Vg＝450V的宽电压范围内非常高。该效率测量证实了新型软开关技术的两个最重要性质：软开关与工作点无关，在全工作范围内都是等效的；由高的总效率证实，实际上消除了软开关损耗。

这种极为有效的软开关第一次使得额外增加开关频率只轻微减小了效率。这又使得可以更显著的减少变流器的体积和重量，而保持总效率和低温度上升。

负载电流测试——不对称软开关对于DC负载电流测试，使用了具有正确的开关驱动顺序和定时的不对称软开关。为了测试大过载能力，首先构造在UU型磁芯结构的电感器臂中有6mil气隙的DC变压器。调整变流器使其工作在额定负荷比D＝0.8，10V时输出电流为5A，因此输入电压大约为13V。图66a以2μs/div时间刻度显示了这些额定条件下三个电感器的脉动电流(上方痕迹是输出电感器电流，第二痕迹是输入电感器电流，第三痕迹是中间电感器电流)。请注意，输出电感器脉动电流由于仍然存在AC电压适配，是2A峰峰值，而脉动电流i1和im分别都小于3A峰峰值。

在这些额定条件和5A负载电流下测量的效率是95.45％。请注意，试验板原型设计是为了测试负载电流能力而构造的，因为现有技术状态的元件，没有对效率进行优化，例如没有使用最低ON阻抗的器件。

然后原型设计承受脉冲频率为1Hz、脉冲持续时间(负载持续时间)为2ms的大脉冲负载电流，来测试负载电流能力。如图66b(2μs/div时间刻度)所示，证实122A的过载能力超过有效过载能力24倍。图66c显示输出开关电压后缘的特性负电压，证实变流器对于该负载电流测试工作在软开关模式。

为了正确估计该负载的幅度，让我们将这个设计与另一个没有使用DC变压器，而是使用两个独立的磁芯的设计进行比较：一个将输入电感器和中间电感器组合成图24a的单磁芯，另一个是具有如图24c的相应气隙、用于具有DC偏压的输出电感器的独立磁芯。两个独立磁芯中每一个都必须支持120A的5倍或600安培匝数，因此为了避免饱和，每个磁芯根据每10DC安培匝数2mil的气隙准则，必须有120mil或3cm(！)的总气隙，得到0.25T(特斯拉)的DC磁通密度。对于这样的气隙，由于铁磁材料实际上对于将电感等级提高到空心线圈之上没有任何作用，所以可以完全忽略它。结果，所有绕组中的AC脉动电流很大且不实用。但是本发明的DC变压器能够支持24倍以上的输出DC电流负载，而所有脉动电流仍然保持在与5A额定负载电流相同的级别上。

结束语即使是粗略的看一下当前最新的开关DC-DC变流器，不管它们的功率，也能发现磁性元件支配着变流器的总体积和重量，造成了超过一半的总损耗。

过去几乎所有对减小磁性元件的体积，从而减小变流器的体积和重量的努力导致过度增加开关频率。虽然增加开关频率最初使磁性元件体积缩小，但大大增加的磁性元件功率损耗(磁芯损耗、集肤效应和邻近效应)以及半导体器件的开关和驱动损耗，很快减小了回报：增加的损耗需要更大体积和重量的散热片来散热，使元件温度上升减小到可接受的水平。最后，尽管磁性元件较小，但几乎没有减小变流器的总体积。因此，成功的解决方案必须既能够大大减小磁性元件的体积，也能够充分提高中高开关频率的效率。

本发明满足这两个要求。新的DC变压器磁性元件结合特殊的开关电路，使变流器所有另外单独的磁性元件以从未有过的方式组合成一个单共用磁芯。在各个磁绕组中存在非常有害的大DC偏压电流，因此以这样的方式来处理它们对应的大DC磁通，即将共用磁芯中的总DC磁通对于任意工作负荷比D都减小到零。到现在为止认为是开关变流器磁性元件一个必不可免部分的大气隙在新型DC变压器中完全去掉了。在过去看来是不可避免的事物，即以前一直存在与气隙中的DC能量存储也完全去掉了。得到的磁性结构工作类似一个根本没有DC磁通偏压的AC变压器，因此工作的开关变流器相应的减小了体积，提高了效率。此外，由于DC安培匝数自抵消，已经证明新的DC变压器可以轻松的以巨大的DC过载能力工作，比额定负载电流大一个幅度等级。

本发明的另一个方面是实现特殊的软开关技术，使除一个开关器件之外的所有开关器件都在零电压指向ON，因此没有开关损耗，而只有一个在低电压次级端上的开关器件进行硬开关，但是在非常低的电压上，因此产生可忽略不计的开关损耗。这种非常有效的软开关使变流器的效率进一步提高，体积进一步减小，并大大减小辐射EMI噪声和降低半导体开关器件上的应力，从而增加变流器可靠性。能够通过在不降低已经实现的非常高效率的情况下增加开关频率来进一步减小变流器的体积和重量是第一次。此外，尽管其简单实现只使用了四个开关器件的正确驱动顺序和定时，但在隔离变流器中实际消除了所有开关器件的寄生漏极到源极电容的开关损耗，并在整个工作范围上保持高效率性能。

具有独特DC变压器结构和特殊软开关工作的新型变流器得到了意料不到、令人惊讶的结果，即大大减小了磁性元件的体积和重量，同时有惊人的效率提高和过载能力增加，如效率为94.5％的隔离450V到5V、100W变流器所说明的。相比之下，当前现有技术状态的变流器的工作效率低于88％且具有功率损耗，功率损耗比本发明的功率损耗高200％到300％。

最后，本发明提供了额外的性能提高，例如输入在宽工作范围内脉动电流为零以及输出在有限的工作范围内脉动电流为零，这有助于减少传导EMI噪声。

虽然在这里已经描述和说明了本发明的特定实施方案，但要认识到，那些本领域中的熟练技术人员可以容易的进行修改。因此，意图是将权利要求解释成涵盖这样的修改及其等效形式。