使用开关变换器比如逆向变换器和前向变换器的开关电源电路是 十分公知的。这些开关变换器在开关操作中形成了矩形波形，因此， 限制了对开关噪声的抑制。大家还公知的是，由于它们的操作特性的 缘故，限制了功率转换效率的提高。
因此，本申请人先前已经提出了使用各种谐振型变换器的各种开 关电源电路。谐振型变换器能够很容易实现高功率转换效率，并且实 现了低噪声，因为谐振型变换器在开关操作中形成了正弦波。谐振型 变换器具有另一优点在于它能够以相对较小数量的部件形成。
附图18所示为基于本申请人先前提出的日本专利出版物 No.2955582的发明形成的开关电源电路的结构的实例。这种电源电路 使用自激励电流谐振型变换器。
在该附图中所示的开关电源电路具有通过整流二极管Di1和Di2 和滤波电容器Ci1和Ci2形成的倍压整流电路作为整流和滤波电路以 接收交流输入VAC。倍压整流电路产生等于在串联连接的滤波电容器 Ci1和Ci2上的交流输入电压VAC两倍的被整流和滤波的电压Ei。
连接电源电路的开关变换器以使两个开关器件Q1和Q2通过半桥 耦合连接，并插入在滤波电容器Ci1的正电极侧上的结点和地端之间， 如附图18所示。在这种情况下，使用双极性晶体管(BJT；结型晶体 管)作为开关器件Q1和Q2。
应用正交型控制变压器PRT(功率调节变压器)来驱动开关器件 Q1和Q2并实现如下文所描述的恒压控制。
正交型控制变压器PRT形成为正交型可饱和电抗器，在这种电抗 器中驱动绕组NB1和NB2和检测谐振电流的谐振电流检测绕组ND 如附图22所示地缠绕，并且在与这些绕组垂直的方向上缠绕控制绕组 NC。
隔离变流变压器PIT1(功率隔离变压器)将开关器件Q1和Q2的 开关输出发送给次级侧。
如附图20所示，隔离变流变压器PIT1具有通过组合例如铁磁材 料的E-形芯CR1和CR2而形成的E-E形芯，以使芯CR1的磁性支 路对着芯CR2的磁性支路，并具有绕在E-E形磁芯的中央磁芯支路上 的初级绕组N1和次级绕组N2(N3)，这些绕组处于通过分离线轴B 彼此分割的状态。在这种情况下，初级绕组N1和次级绕组N2和N3 每个都是通过绕在分离线轴B上的大约60mmφ的绞合线绕制而成。
在这种情况下，0.5mm至1.0mm的间隙G形成在E-E形芯的中 央磁性支路中，由此在初级绕组N1和次级绕组N2和N3之间实现了 耦合系数k≈0.85的松耦合的状态。
隔离变流变压器PIT1的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕 组ND连接到开关器件Q1的发射极和开关器件Q2的集电极的节点 (开关输出点)，由此获得了开关输出。初级绕组N1的另一端通过 例如由薄膜电容器形成的初级侧串联谐振电容器Cr1连接到初级侧地 端。
用于初级侧部分电压谐振的初级侧并联谐振电容器Cr2与开关器 件Q2的集电极和发射极并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr2用于 开关器件Q1和Q2的ZVS(零电压开关)操作和ZCS(零电流开关) 操作。
在附图18中次级绕组N2和N3分别独立地绕在隔离变流变压器 PIT1的次级侧上。次级绕组N2与桥式整流二极管DBR和滤波电容 器C01连接，由此产生了直流输出电压E01。次级绕组N3具有中心 抽头。如该附图所示，次级绕组N3与整流二极管D01和D02和滤波 电容器C02连接，由此通过整流二极管D01和D02和滤波电容器C02 形成的全波整流电路产生了直流输出电压E02。
在这种情况下，直流输出电压E01也从支点输入到控制电路1。
控制电路1例如将其电平根据次级侧直流输出电压E01的电平变 化的直流作为控制电流输送给正交型控制变压器PRT的控制绕组 NC，由此实现了恒压控制。
附图19所示为基于本申请人先前所提出的发明形成的另一电源 电路的结构的实例。通过相同的参考标号表示与附图18所示的电源电 路中的相同部件，在此省略对它们的描述。
在附图19中所示的电源电路也具有其中通过半桥耦合连接两个 开关器件Q11和Q12的电流谐振型变换器。然而，该电流谐振型变换 器的驱动系统是外部激励系统。在这种情况下，MOS-FET或IGBT(绝 缘栅双极型晶体管)用作开关器件Q11和Q12。
在这种情况下，通过桥式整流电路Di和滤波电容器Ci形成的整 流和滤波电路对商用交流电源AC的交流输入电压VAC进行整流和滤 波，由此产生了例如等于交流输入电压VAC的峰值乘以单位的直流输 入电压。
开关器件Q11和Q12的栅极连接到振荡和驱动电路11。开关器 件Q11具有连接到滤波电容器Ci的正极的漏极和通过初级绕组N1和 初级侧串联谐振电容器Cr1连接到初级侧地端的源极。开关器件Q12 具有连接到开关器件Q11的源极的漏极和连接到初级侧地端的源极。
此外，在这种情况下，用于初级侧部分电压谐振的初级侧并联谐 振电容器Cr2与开关器件Q12的漏极和源极并联。
此外，钳位二极管DD1与开关器件Q11的漏极和源极并联连接， 而钳位二极管DD2与开关器件Q12的漏极和源极并联连接。
开关器件Q11和Q12由振荡和驱动电路11驱动以进行如前文参 考附图18所描述的开关操作。
具体地说，在这种情况下控制电路2通过光电耦合器PC将电平 根据在直流输出电压E01的变化而变化的电流或电压输送到在初级侧 上的振荡和驱动电路11。为了稳定直流输出电压E01，振荡和驱动电 路11将根据从控制电路2输出的电平周期变化的开关驱动信号(电压) 交替地输出到开关器件Q11和Q12的栅极。因此，改变了开关器件 Q11和Q12的开关频率fs。
在这种情况下，通过启动电阻RS给振荡和驱动电路11输送启动 电压，并输送通过电容器C1对在隔离变流变压器PIT2的初级侧上附 加地缠绕的绕组N4的输出滤波而获得的滤波输出作为它的驱动电压。
作为在附图18中所示的电源电路的特性的实例，附图21所示为 在次级侧直流输出电压E01的负载功率Po从0W变化到200W时 AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC、开关频率fs、开关器件Q2的周 期TON的变化特性。
附图21所示为在选择隔离变流变压器PIT1的初级绕组N1和次 级绕组N2每个匝数为45T(匝)、选择初级侧串联谐振电容器Cr1 为0.056μF和选择初级侧并联谐振电容器Cr2为330pF以对应于AC 200V系统的条件时的特性。
如附图21所示，随着负载功率Po的增加控制在附图18中所示的 电源电路的开关频率fs以降低它。此外，随着负载功率Po增加，控 制开关器件Q2接通的周期TON以加长它。
在这种情况下功率转换效率ηAC→DC在200W的负载功率Po 下大约是91.8％，在150W的负载功率Po下大约是92.4％。因此，在 150W的负载功率下获得了最好的效率。
在如附图18所示的倍压整流器电路对商用交流电压进行整流时 在附图18中所示的电源电路的AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC大 约为92％，而在如附图19所示的全波整流器电路对商用交流电压进 行整流时在附图19中所示的电源电路的AC-to-DC功率转换效率η AC→DC大约为90％。理想的是，AC-to-DC功率转换所造成的损失 尽可能小。
作为提高AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC的一种手段，将其 设计为在形成隔离变流变压器PIT1或PIT2的E-E形芯的中央磁性支 路中不形成间隙G。
然而，在例如附图18所示的电源电路的情况下，开关器件Q1和 Q2的开关频率的范围需要设定以使即使在交流输入电压VAC是最小 的交流输入电压(例如90V)并且负载功率Po是最大负载功率(例如 200W)时仍然能够获得预定的次级侧直流输出电压E01(例如135V)。 即，需要考虑交流输入电压VAC是最小的交流输入电压的情况确定通 过隔离变流变压器PIT1的初级绕组N1的漏电感和初级侧串联谐振电 容器Cr1的电容所确定的串联谐振频率fo的范围。
因此，在附图18所示的电源电路中，必须选择较小的电容值作为 初级侧串联谐振电容器Cr1的电容值，除非在隔离变流变压器PIT1 的中央磁性支路中形成大约0.5mm至1.0mm的间隙G，否则开关器 件Q1和Q2不能通过ZVS和ZCS稳定地运行。
此外，在如附图20中所示的隔离变流变压器PIT1或PIT2的中 央磁性支路中的间隙G由铁磁芯磨光而形成。因此需要磨光处理，相 应地增加了成本。
此外，由于由边缘磁通量引起的涡流损失的缘故，造成隔离变流 变压器PIT1或PIT2的间隙附近的初级绕组N1和次级绕组N2的温 度增加。此外，由于隔离变流变压器PIT1和PIT2是松耦合变压器， 因此要求针对漏磁通而采取的屏蔽措施，例如在变压器的周边通过铜 板形成短路环。

因此，考虑到上述的问题，根据本发明的开关电源电路包括如下 特征。
根据本发明的开关电源电路包括：由两个开关器件的半桥耦合形 成的用于对直流输入电压执行开关操作的开关装置；具有在磁芯周围 形成的初级绕组和次级绕组的用于将在初级绕组中获得的开关装置的 输出传送到次级绕组的隔离变流变压器，在该磁芯中没有形成间隙； 以及初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路至少由包括隔离变 流变压器的初级绕组的漏感分量和与初级绕组串联的初级侧串联谐振 电容器的电容形成，并用于将开关器件的开关操作转换为电流谐振型 操作。该开关电源电路进一步包括：与两个开关器件中的一个并联连 接的初级侧部分谐振电容器，其用于在对应于两个开关器件的切断时 间的时序中实现部分谐振；将开关驱动信号施加到两个开关器件以进 行开关操作的开关驱动装置；与初级侧串联谐振电容器并联连接的串 联电路，该串联电路至少由用于执行开关操作以便具有与连接了初级 侧部分谐振电容器的开关器件的切断时序相对应的周期的辅助开关器 件和选择了大于预定电容值的电容器串联连接而形成；以及接收在隔 离变流变压器的次级绕组上获得的交流电压作为输入并产生预定的次 级侧直流输出电压的直流输出电压产生装置。
应用这种结构，由于在隔离变流变压器中没有形成间隙，因此提 高了AC-to-DC功率转换效率，并且降低了漏磁通量。在这种情况下， 与初级侧串联谐振电容器并联连接的串联电路的辅助开关器件仅在与 初级侧部分谐振电容器并联连接的开关器件接通时的周期中运行。在 这种周期中，串联电路的电容器与初级侧串联谐振电容器并联连接。 因此，即使将隔离变流变压器的间隙降低为零，通过零电压开关和零 电流开关仍然可以稳定地运行开关器件。

附图1所示为根据本发明的第一实施例的电源电路的结构实例的 电路图；
附图2所示为根据第一实施例在电源电路中提供的隔离变流变压 器的结构实例的剖面图；
附图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G和3H所示为根据第一实施 例在重负载下的电源电路的操作的波形图；
附图4A、4B、4C、4D和4E所示为根据第一实施例在轻负载下 的电源电路的操作的波形图；
附图5所示为根据第一实施例功率转换效率、开关频率和周期 TON相对于电源电路的负载功率的特性的特性图；
附图6所示为根据本发明的第二实施例的电源电路的结构实例的 电路图；
附图7A、7B、7C、7D和7E所示为根据第二实施例在轻负载下 电源电路的操作的波形图；
附图8所示为根据第二实施例功率转换效率、开关频率和周期 TON相对于电源电路的负载功率的特性的特性图；
附图9所示为根据本发明的第三实施例的电源电路的结构实例的 电路图；
附图10所示为根据本发明的第四实施例的电源电路的结构实例 的电路图；
附图11A、11B、11C、11D、11E、11F、11G和11H所示为根据 第四实施例电源电路的操作的波形图；
附图12所示为根据第四实施例功率转换效率、开关频率和周期 TON相对于电源电路的负载功率的特性的特性图；
附图13A和13B所示为根据本发明的第四实施例的电源电路的次 级侧整流电路的结构其它的实例图；
附图14所示为根据本发明的第五实施例的电源电路的结构实例 的电路图；
附图15A、15B、15C、15D、15E、15F、15G和15H所示为根据 第五实施例电源电路的操作的波形图；
附图16所示为根据第五实施例功率转换效率、开关频率和周期 TON相对于电源电路的负载功率的特性的特性图；
附图17所示为根据第一至第五实施例应用于电源电路的隔离变 流变压器的结构的另一实例的剖面图；
附图18所示为已有技术的电源电路的结构的电路图；
附图19所示为已有技术的电源电路的另一结构的电路图；
附图20所示为在已有技术的电源电路中提供的隔离变流变压器 的结构实例的剖面图；
附图21所示为相对于已有技术的电源电路的负载功率功率转换 效率、开关频率和周期TON的特性的特性图；
附图22所示为在已有技术的电源电路中提供的正交型变压器的 结构实例的剖视图。

附图1所示为根据本发明的第一实施例的电源电路的结构。
在附图1中所示的电源电路使用在初级侧具有电流谐振型变换器 的谐振型开关变换器的结构。
在该图中所示的开关电源电路具有由整流二极管Di1和Di2和滤 波电容器Ci1和Ci2所形成的倍压整流电路作为整流和滤波电路以接 收交流输入电压VAC。倍压整流器电路产生整流并滤波的电压Ei，该 电压Ei等于在串联连接的滤波电容器Ci1和Ci2上的交流输入电压 VAC的两倍。
连接电源电路的开关变换器以使两个开关器件Q1和Q2通过半桥 耦合连接并插入在滤波电容器Ci的正电极侧上的节点和地端之间，如 附图1所示。在这种情况下，双极性晶体管(BJT；结型晶体管)用 作开关器件Q1和Q2。
启动电阻RS1插入在开关器件Q1的集电极和基极之间，启动电 阻RS2插入在开关器件Q2的集电极和基极之间。
钳位二极管DD1插入在开关器件Q1的基极和发射极之间，钳位 二极管DD2插入在开关器件Q2的基极和发射极之间。在这种情况下， 钳位二极管DD1的阴极连接到开关器件Q1的基极，而钳位二极管 DD1的阳极连接到开关器件Q1的发射极。类似地，钳位二极管DD2 的阴极连接到开关器件Q2的基极，而钳位二极管DD2的阳极连接到 开关器件Q2的发射极。
基极电流限制电阻RB1、谐振电容器CB1和驱动绕组NB1的串 联连接电路插入在开关器件Q1的基极和开关器件Q2的集电极之间。 谐振电容器CB1的电容和驱动绕组NB1的电感LB1一起形成了串联 谐振电路。
类似地，基极电流限制电阻RB2、谐振电容器CB2和驱动绕组 NB2的串联连接电路插入在开关器件Q2的基极和初级侧地端之间。 谐振电容器CB2的电容和驱动绕组NB2的电感LB2一起形成了串联 谐振电路以用于自振荡。
提供正交型控制变压器PRT(功率调节变压器)以驱动开关器件 Q1和Q2并实现如下的恒压控制。
正交型控制变压器PRT形成为正交型可饱和电抗器，在这种电抗 器中绕制驱动绕组NB1和NB2和检测谐振电流的谐振电流检测绕组 ND，并且在与这些绕组正交的方向上缠绕控制绕组NC。
通过谐振电容器CB1和电阻RB1的串联连接将驱动绕组NB1的 一端连接到开关器件Q1的基极，另一端连接到开关器件Q2的集电极。 驱动绕组NB2的一端连接到地端，另一端通过谐振电容器CB2和电 阻RB2的串联连接来连接到开关器件Q2的基极。驱动绕组NB1和驱 动绕组NB2被绕制成产生彼此极性相反的电压。
谐振电流检测绕组ND的一端连接到开关器件Q1的发射极和开关 器件Q2的集电极的节点(开关输出点)，谐振电流检测绕组ND的 另一端连接到如下文描述的隔离变流变压器PIT的初级绕组N1的一 端。顺便指出，谐振电流检测绕组ND的匝数大约是例如1T(匝)。
如附图22所示，正交型控制变压器PRT的结构是通过连接两个 磁芯41和42形成的立方磁芯，每个磁芯具有四个磁性支路，在磁性 支路的端部上彼此连接。谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB都以 相同的绕制方向缠绕在立方磁芯的两个给定的磁性支路41C和41D周 围，控制绕组NC缠绕在与谐振电流检测绕组ND和初级绕组N1和 NB2正交的方向上放置的两个磁性支路42A和42C的周围。
在根据第一实施例的电源电路中，将开关器件Q1和Q2的开关输 出发送给次级侧的隔离变流变压器PIT的结构不同于已有技术的隔离 变流变压器PIT1的结构。
与在附图20中所示的隔离变流变压器PIT1一样，在附图2中所 示的隔离变流变压器PIT具有通过组合铁磁材料的E-形芯CR1和 CR2而形成的E-E形芯，以使芯CR1的磁性支路对着芯CR2的磁性 支路，并具有绕在E-E形磁芯的中央磁芯支路上的初级绕组N1和次 级绕组N2，这些绕组处于通过分离线轴B彼此分割的状态。在附图2 中所示的隔离变流变压器PIT与在附图20中所示的隔离变流变压器 PIT1不同之处在于在隔离变流变压器PIT的E-E形磁芯的中央磁芯 支路上不形成间隙G。
在这种情况下，初级绕组N1和次级绕组N2每个都是通过绕在分 离线轴B上的大约60mmφ的绞合线绕制而成。因此，在初级绕组N1 和次级绕组N2之间实现大约0.90的耦合系数的状态。
隔离变流变压器PIT1的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕 组ND连接到开关器件Q2的集电极和开关器件Q1的发射极的节点 (开关输出点)上，由此实现了开关输出。初级绕组N1的另一端通 过例如由薄膜电容器形成的初级侧串联谐振电容器Cr1连接到初级侧 地端。
在这种情况下，初级侧串联谐振电容器Cr1和初级绕组N1都彼 此串联连接。初级侧串联谐振电容器Cr1的电容和包括初级绕组N1 的隔离变流变压器PIT的漏感L1形成了将开关变换器的操作转换为 电流谐振型操作的串联谐振电路。
用于初级侧部分电压谐振的初级侧并联谐振电容器Cr2与开关器 件Q2的集电极和发射极并联连接。
初级侧并联谐振电容器Cr2用于开关器件Q1和Q2的ZVS操作 和ZCS(零电流开关)操作。
因此在附图1中所示的电源电路使用了“复谐振型开关变换器” 的结构。
在根据第一实施例的电源电路中，用于控制初级侧串联谐振电容 器Cr1和辅助开关器件Q3的电容电压的电容器Cr3的串联电路与初 级侧串联谐振电容器Cr1并联连接。
辅助开关器件Q3具有连接到电容器Cr3的漏极，钳位二极管DD3 与辅助开关器件Q3的漏极和源极并联连接。辅助开关器件Q3的源极 连接到初级侧地端。
在这种情况下，选择初级侧串联谐振电容器Cr1的电容值的3倍 或更大的电容作为电容器Cr3的电容值。使用MOS-FET或IGBT(绝 缘栅双极型晶体管)作为辅助开关器件Q3。
如附图1所示，作为驱动辅助开关器件Q3的驱动电路系统，电 容器Cg、电阻Rg1和驱动绕组Ng的串联连接电路连接到辅助开关器 件Q3的栅极。此外，电阻Rg2连接在该栅极和初级侧之间。这种串 联连接电路形成了驱动辅助开关器件Q3的自振荡驱动电路。
驱动绕组Ng独立地形成在隔离变流变压器PIT1的初级侧上。注 意，在驱动绕组Ng的匝数为1T时，能够确保驱动绕组Ng的操作， 然而，驱动绕组Ng的匝数并不限于1T。
次级绕组N2和N3缠绕在附图1中的隔离变流变压器PIT的次级 侧上。次级绕组N2与桥式整流二极管DBR和滤波电容器C01连接， 由此产生了直流输出电压E01。如该附图所示，次级绕组N3具有中心 抽头，并与整流二极管D01和D02和滤波电容器C02连接，由此通过 [整流二极管D01和D02和滤波电容器C02]形成的全波整流电路产生 了直流输出电压E02。
在这种情况下，直流输出电压E01也从支点输入到控制电路1中。
控制电路1例如将其电平根据次级侧直流输出电压E01的电平改 变的直流作为控制电流输送给正交型控制变压器PRT的控制绕组 NC，由此实现了如下文所描述的恒压控制。
在由此形成的电源电路的开关操作中，在第一次接通商用交流电 源时，启动电流例如通过启动电阻RS1和RS2输送给开关器件Q1和 Q2的基极。例如，在开关器件Q1第一次接通时，控制开关器件Q2 被控制为切断。然后，作为开关器件Q1的输出，谐振电流流经谐振 电流检测绕组ND、初级绕组N1，然后流经初级侧串联谐振电容器 Cr1。大约在谐振电流为零时，开关器件Q2被控制为接通，并控制开 关器件Q1为切断。然后，在与前述的谐振电流的方向相反方向的谐 振电流通过开关器件Q2流动。因此，执行自激励开关操作，在这种 操作中开关器件Q1和Q2交替地接通。
因此，使用滤波电容器Ci的端电压作为操作功率，开关器件Q1 和Q2反复地交替地打开和关闭，由此在波形上接近谐振电流的驱动 电流输送给隔离变流变压器PIT，然后在次级绕组N2和N3中获得了 交流输出。
通过正交型控制变压器PRT实现的恒压控制实现如下。
例如在次级侧直流输出电压E01通过交流输入电压或负载功率的 变化改变时，控制电路1根据在次级侧直流输出电压E01中的变化可 变地控制流经控制绕组NC的控制电流的电平。
通过在正交型控制变压器PRT中的控制电流产生的磁通量用于改 变在正交型控制变压器PRT中的饱和状态并改变驱动绕组NB1和 NB2的电感。因此，改变了自振荡电路的条件，由此改变了开关频率 fs。
在附图1中所示的电源电路中，开关频率fs设定在高于初级侧串 联谐振电容器Cr1和初级绕组N1的串联谐振电路的谐振频率范围的 频率范围。例如在开关频率fs增加时，在开关频率fs和串联谐振电路 的谐振频率之间的差变得更大。由此初级侧串联谐振电路到开关输出 的谐振阻抗变得更高。
更高的谐振阻抗控制了输送高初级侧串联谐振电路的初级绕组 N1的驱动电流，由此控制了次级侧直流输出电压E01，由此实现了对 次级侧直流输出电压E01的恒压控制。
附图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G和3H和附图4A、4B、4C、 4D和4E都是在附图1中所示的电源电路的主要部分的操作的波形图。 附图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G和3H所示为在交流输入电压 VAC＝100V和负载功率Po＝200W(重负载)下的操作波形。附图4A、 4B、4C、4D和4E所示为在交流输入电压VAC＝100V和负载功率 Po＝25W(轻负载)下的操作波形。
如附图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G和3H所示，在交流输入 电压VAC＝100V和负载功率Po＝200W(重负载)下，在接通交流电 流功率时，例如通过启动电阻RS1将启动电流输送给开关器件Q1的 基极。在开关器件Q1接通时，开关器件Q2被控制切断。然后，作为 开关器件Q1的输出，谐振电流流经初级绕组N1，然后流经初级侧串 联谐振电容器Cr1。大约在谐振电流变为零时，开关器件Q2被控制为 接通，而将开关器件Q1控制为切断。此后，将开关器件Q1和Q2控 制为交替接通。
因此，在开关器件Q2接通的周期TON和开关器件Q2切断的周 期中，开关器件Q2都具有如附图3A所示的波形的集电极到发射极电 压VQ2，并且具有如附图3B所示的波形的集电极电流IQ2流经开关 器件Q2的集电极。
在这种情况下，流经初级侧串联谐振电容器Cr1的谐振电流I1具 有如附图3C所示的波形。在谐振电流I1在负方向上流经开关器件Q1 时，谐振电流I1在正方向上流经开关器件Q2。因此，开关器件Q1 和Q2反复地交替地打开和关闭，由此在波形上将接近谐振电流的驱 动电流输送给隔离变流变压器PIT的初级绕组N1，因此在连接到次级 绕组N2的桥式整流二极管DBR中获得了具有如在附图3H中所示的 波形的桥路输出电压V2。
如在附图3D中所示，谐振电流IC2仅在开关器件Q1或Q2接通 或切断时的较短的周期中流经与开关器件Q2并联的初级侧并联谐振 电容器Cr2。这表示通过开关器件Q1和Q2和初级侧并联谐振电容器 Cr2在初级侧上获得了部分电压谐振操作。
此外，在开关器件Q2切断时，通过电阻Rg1和电容器Cg将栅极 阈值电压VGS(th)从在隔离变流变压器PIT的初级侧上的驱动绕组 Ng输送给与初级侧串联谐振电容器Cr1并联连接的辅助开关器件Q3。
在栅极阈值电压VGS(th)高于预定电压(例如3.5V)时辅助开 关器件Q3接通，而在栅极阈值电压VGS(th)等于或低于预定电压 时切断。因此，在通过从驱动绕组Ng中获得的栅极阈值电压VGS(th) 和辅助开关器件Q3的栅极输入电容Ciss的放电时间确定辅助开关器 件Q3的接通时间T′ON。
通过交流输入电压VAC的电压电平和负载功率Po改变在驱动绕 组Ng中感应的感应电压，并随着交流输入电压VAC的上升或负载功 率Po的增加而增加。因此，随着交流输入电压VAC的升高或负载功 率Po的增加而将辅助开关器件Q3的接通时间T′ON控制得更长。
结果，在交流输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝200W下辅助 开关器件Q3的漏极至源极电压VQ3和辅助开关器件Q3的漏极电流 IQ3分别具有如在附图3E和3F中所示的波形。此外，由于在辅助开 关器件Q3的接通时间T′ON中电容器Cr3与初级侧串联谐振电容器 Cr1并联连接，因此可以获得如在附图3G中所示的谐振电流波形。
在另一方面，如附图4A至4E所示，在开关器件Q2接通的周期 TON和在开关器件Q2切断的周期TOFF中，在交流输入电压 VAC＝100V和负载功率Po＝25W(轻负载)下，开关器件Q2具有如 附图4A所示的波形的集电极至发射极电压VQ2，并且具有如附图4B 所示的波形的集电极电流IQ2流经开关器件Q2的集电极。
在这种情况下，流经初级侧串联谐振电容器Cr1的谐振电流I1具 有如附图4C所示的正弦波形。
如附图4D所示，仅在开关器件Q1或Q2接通或切断的较短的周 期中谐振电流IC2流经与开关器件Q2并联连接的初级侧并联谐振电 容器Cr2。
然而，在这种情况下，从隔离变流变压器PIT1的驱动绕组Ng中 获得的栅极阈值电压VGS(th)是预定的电压(例如3.5V)或更低， 因此，辅助开关器件Q3保持切断状态。这表明辅助开关器件Q3的接 通时间T′ON被控制以便根据负载功率Po改变。
如前文所述，在附图18的电源电路中，初级侧串联谐振电容器 Cr1的电容值较小，因此即使在较低的交流输入电压VAC下也可以获 得预定的次级侧直流输出电压E01。因此，除非在隔离变流变压器PIT 的中央磁性支路中形成了大约0.5mm至1.0mm的间隙G，否则在接 通时间或切断时间上通过ZVS和ZCS不能稳定地执行开关器件Q1 和Q2的操作。
在另一方面，在附图1中所示电源电路中，虽然初级侧串联谐振 电容器Cr1的电容值较小，但是电容器Cr3和辅助开关器件Q3的串 联电路与初级侧串联谐振电容器Cr1并联连接，选择初级侧串联谐振 电容器Cr1的电容值的3倍以上的电容值作为电容器Cr3的电容值。
应用这种结构，在辅助开关器件Q3在开关器件Q1和Q2的接通 时间或切断时间中导通时，具有较大电容值的电容器Cr3与初级侧串 联谐振电容器Cr1并联连接。因此，即使在隔离变流变压器PIT的中 央磁性支路中没有形成间隙G，在接通时间或切断时间上通过ZVS和 ZCS也能稳定地执行开关器件Q1和Q2的操作。
附图5所示为在附图1中所示的电源电路中的次级侧直流电压 E01的负载功率Po从0W变化到200W时AC-to-DC功率转换效率η AC→DC、开关频率fs、开关器件Q2的周期TON和辅助开关器件 Q3的周期T′ON的变化特性。
如附图5所示，控制在附图1中所示的电源电路的开关频率fs以 随着负载功率Po的增加而降低。此外，随着负载功率Po的增加，在 开关器件Q2接通时的周期TON加长了，因此，表明执行了对次级侧 直流输出电压E01的恒压控制操作。
此外，将辅助开关器件Q3接通的周期T′ON控制得更长，因此在 开关器件Q1和Q2的接通或切断时电容器Cr3与初级侧串联谐振电 容器Cr1并联连接的周期加长了。
由于在根据附图1中所示的第一实施例的电源电路的隔离变流变 压器PIT中不形成间隙G，因此可以增加初级绕组N1的匝数，由此 减小了谐振电流I1。
此外，由于将隔离变流变压器PIT的间隙G减小为零，因此可以 防止在间隙附近的初级绕组N1和次级绕组N2由边缘磁通量引起的涡 流损失而造成的温度增加。
结果，在负载功率Po＝200W(重负载)下在附图1中所示的电源 电路能够将AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC从91.8％提高到 92.5％。此外，在负载功率Po＝150W下功率转换效率ηAC→DC可以 从大约92.4％提高到93.3％，在这种负载下可获得最佳的效率。
因此，与在附图18中所示的已有技术的电源电路相比，在附图1 中所示的电源电路可以将AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC提高大 约0.7％并降低交流输入功率大约0.7W。
此外，在负载变化(Po＝0W至200W)时在附图18中所示的电源 电路中的开关器件Q1和Q2的开关频率fs的控制范围是fs＝56.8KHz 至172.4KHz，然而在附图1所示的电源电路中开关频率fs的控制范 围是从fs＝61KHz至147KHz。因此，开关频率fs的控制范围可以降 低大约75％。
此外，在交流输入电压变化(VAC＝90V至120V)时在附图18 中所示的电源电路中的开关频率fs的控制范围是fs＝50KHz至69KHz， 然而在附图1所示的电源电路中开关频率fs的控制范围是从fs＝56KHz 至70KHz。因此，在输入电压变化时开关频率fs的控制范围可以降低 大约75％。
根据实验，由于隔离变流变压器PIT的间隙G减小为零，因此在 附图1中所示的电源电路的初级绕组N1的匝数可以从45T增加到 52T。在这种情况下，通过如下选择可以实现这种电源电路：次级绕组 N2＝45T；初级侧串联谐振电容器Cr1＝0.033μF；电容器Cr3＝0.15μF； 初级侧并联谐振电容器Cr2＝330pF；电阻Rg1＝33Ω；电容器 Cg＝0.33μF；以及驱动绕组Ng＝1T。
附图6所示为根据本发明的第二实施例的开关电源电路的电路结 构的实例的附图。与附图1中相同的部件以相同的参考标号表示，在 此省略了对它们的描述。
与在附图1中所示的电源电路一样，在附图6中所示的电源电路 被构造成，在将开关器件Q1和Q2的开关输出发送给次级侧的隔离变 流变压器PIT的E-E形磁芯的中央磁性支路中没有形成间隙G，并且 辅助开关器件Q3和电容器Cr3的串联电路与初级侧串联谐振电容器 Cr1并联连接。
然而，在附图6中所示的电源电路与在附图1中所示的电源电路 不同之处在于在附图1中所示的电源电路通过正交型控制变压器PRT 控制开关器件Q1和Q2的开关频率fs实现恒压控制，而在于在附图6 中所示的电源电路通过正交型控制变压器PRT控制辅助开关器件Q3 的导通角而不是控制开关频率来实现恒压控制。
因此在附图6中所示的电源电路具有变流变压器CTD替代在附图 1所示的电源电路中用于恒压控制的正交型控制变压器PRT。顺便指 出，变流变压器CTD具有比正交型控制变压器PRT小得多的尺寸和 轻得多的重量。
在这种情况下控制电路2例如被构造成通过光电耦合器PC将对 应于直流输出电压E01的电平的PWM控制信号(误差电压信号)输 送给辅助开关器件Q3的栅极。
因此控制电路2与光电耦合器PC的光电二极管的阳极连接。光 电耦合器PC的光电晶体管连接到辅助开关器件Q3的栅极。
在附图6中所示的电源电路中通过辅助开关器件Q3的恒压控制 如下。
在这种情况下，从控制电路2流到光电耦合器PC的光电二极管 的电流根据次级侧直流输出电压E01的电平改变。这就导致了在初级 侧光电晶体管中流动的电流的电平变化，因此可以改变辅助开关器件 Q3的栅极电压电平。
在根据次级侧直流输出电压E01的电平通过由此改变的栅极电压 控制辅助开关器件Q3的导通角时，根据次级侧直流输出电压E01的 电平可以改变辅助开关器件Q3的接通周期T′ON。由此改变了包括电 容器Cr3和初级侧串联谐振电容器Cr1的串联谐振电路的电容。因此， 改变了次级侧串联谐振电路的谐振阻抗，由此通过辅助开关器件Q3 可以实现恒压控制。
通过使用用于开关器件Q1和Q2的稳定的ZVS和ZCS的串联电 路的辅助开关器件Q3，在附图6中所示的电源电路对次级侧直流输出 电压E01实现了恒压控制。
附图7A、7B、7C、7D和7E所示为在附图6中所示的电源电路 中的主要部件的操作的波形图。
在附图6中所示的电源电路在交流输入电压VAC＝100V和负载功 率Po＝200W(重负载)下的操作波形与在附图3A至3H中所示的波 形基本相同。因此，在这种情况下，仅示出了在交流输入电压 VAC＝100V和负载功率Po＝25W(轻负载)下的操作波形。
如附图7A至7E所示，在如附图6中所示的电源电路中，在交流 输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝25W(轻负载)下，在开关器件 Q2接通的周期TON和在开关器件Q2切断的周期中，开关器件Q2 具有如在附图7A中所示波形的集电极至发射极电压VQ2，并且具有 如在附图7B中所示的波形的集电极电流流经开关器件Q2的集电极。
在这种情况下，流经初级侧串联谐振电容器Cr1的谐振电流I1具 有如在附图7C中的正弦波形。
与初级侧串联谐振电容器Cr1并联连接的串联电路的辅助开关器 件Q3的漏极至源极电压VQ3和漏极电流IQ3具有分别如在附图7D 和7E所示的波形。辅助开关器件Q3的接通周期T′ON如该附图所示。
因此，通过在附图6中所示的电源电路在轻负载下的操作波形(附 图7A至7E)与在附图1中所示的电源电路在轻负载下的操作波形(如 附图4A至4E)的比较，可以理解的是，在附图6中所示的电源电路 即使在轻负载功率Po下也具有在其中辅助开关器件Q3导通的导通周 期T′ON，通过来自控制电路2的控制电压控制辅助开关器件Q3的导 通周期T′ON，该控制电压对应于次级侧直流输出电压E01的电平。
正如从在附图3A至3H中所示的操作中可以理解的是，在附图6 中所示的电源电路中的开关器件Q1和Q2的开关操作是与在附图18 中所示的电源电路中的开关器件Q1和Q2的开关操作基本相同的ZVS 操作和ZCS操作。
具体地说，在如附图6中所示的电源电路的情况下，即使在选择 较小的值作为初级侧串联谐振电容器Cr1的电容值时，在开关器件 Q1和Q2的接通或切断的时间时辅助开关器件Q3导通以将电容器 Cr3与初级侧串联谐振电容器Cr1并联连接。因此，在例如选择超过 初级侧串联谐振电容器Cr1的电容值3倍以上的电容值作为电容器 Cr3的电容值时，通过ZVS和ZCS稳定地执行在接通或切断时的开 关器件Q1和Q2的操作，而不需要在隔离变流变压器PIT的中央磁 性支路中形成间隙G。
根据实验，将隔离变流变压器PIT的间隙G减小为零，通过如下 选择可以实现在附图6中所示的电源电路：初级绕组N1的匝数＝52T； 次级绕组N2的匝数＝45T；初级侧串联谐振电容器Cr1＝0.022μF；电 容器Cr3＝0.15μF；和初级侧并联谐振电容器Cr2＝330pF。
附图8所示为在相对于负载功率Po(0W至200W)的情况下 AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC、开关频率fs、开关器件Q2的周 期TON和辅助开关器件Q3的周期T′ON的变化特性。
如附图8所示，随着负载功率Po的增加控制在附图6中所示的电 源电路的开关频率fs使之降低。此外，随着负载功率Po的增加，在 其中开关器件Q2接通的周期TON和在其中辅助开关器件Q3接通的 周期T′ON都被控制为更长。
与在附图1中所示的电源电路一样，在附图6中所示的电源电路 的隔离变流变压器PIT的初级绕组N1的匝数从常规的45T增加到 52T。因此，作为在初级绕组N1的匝数的增加的结果，可以降低谐振 电流I1，并且由于隔离变流变压器PIT的间隙G减小为零，因此可以 防止在该间隙附近的初级绕组N1和次级绕组N2由于边缘磁通量引起 的涡流损失而造成温度升高。
因此在负载功率Po＝200W下功率转换效率ηAC→DC可以从大 约91.8％提高到92.5％。
此外，在负载功率Po＝150W下功率转换效率ηAC→DC可以从大 约92.4％提高到93.0％，在这种负载下可以获得最佳的效率。
在0W至200W的负载功率Po下辅助开关器件Q3的接通周期 T′ON是4μs至2μs，相应地开关频率fs在71.4KHz至96.2KHz的范 围内变化。因此，开关频率fs的控制范围可以降低到在附图18中的 电源电路的开关频率fs的大约21.5％。
此外，在90V至120V的交流输入电压VAC下附图18中所示的 电源电路的开关器件Q1和Q2的开关频率fs的控制范围是50KHz至 69KHz，然而在附图6中所示的电源电路的开关频率fs的控制范围是 73.5KHz至65.8KHz。因此，开关频率fs的控制范围可以降低大约 46％。
附图9所示为根据本发明的第三实施例的开关电源电路的电路结 构实例的附图。与在附图6中所示的相同部件以相同的参考标号表示， 在此省去了对它们的描述。
在附图9中所示的电源电路还具有其中通过半桥耦合连接两个开 关器件Q11和Q12的电流谐振型变换器。然而，在附图9中所示的电 源电路与在附图1中所示的电源电路的不同之处在于用于驱动在附图 9中所示的电源电路的电流谐振型变换器的驱动系统是外部激励系统。 在这种情况下，MOS-FET或IGBT(绝缘栅双极型晶体管)用作开关 器件Q11和Q12。
在这种情况下，通过桥式整流电路Di和滤波电容器Ci形成的整 流和滤波电路对商用交流电源AC的交流输入电压VAC进行整流和滤 波，由此产生了例如等于交流输入电压VAC的峰值乘以单位的直流输 入电压。
开关器件Q11和Q12的栅极连接到振荡和驱动电路11。在这种 情况下，通过启动电阻RS给振荡和驱动电路11输送启动电压，并输 送通过电容器C1对在隔离变流变压器PIT3的初级侧上附加缠绕的绕 组N4的输出进行滤波获得的滤波输出作为它的驱动电压。
开关器件Q11具有连接到滤波电容器Ci的正极的漏极和通过初 级绕组N1和初级侧串联谐振电容器Cr1连接到初级侧地端的源极。 开关器件Q12具有连接到开关器件Q11的源极的漏极和连接到初级侧 地端的源极。
此外，在这种情况下，初级侧并联谐振电容器Cr2与开关器件Q12 的漏极和源极并联连接。
此外，钳位二极管DD1与开关器件Q11的漏极和源极并联连接， 钳位二极管DD2与开关器件Q12的漏极和源极并联连接。
在这种情况下，控制电路1通过光电耦合器PC将根据直流输出 电压E01的变化而改变的电流或电压输送给在初级侧上的振荡和驱动 电路11。为了稳定直流输出电压E01，振荡和驱动电路11将根据从控 制电路1输出的电平周期地变化的开关驱动信号(电压)交替地输出 到开关器件Q11和Q12的栅极。由此改变了开关器件Q11和Q12的 开关频率fs。通过振荡和驱动电路11驱动的开关器件Q11和Q12由 此稳定了直流输出电压E01，如前文参考附图1所描述。
因此，这种结构类似于在附图1中所示的电源电路的结构。与在 附图18中所示的电源电路相比，AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC 提高了大约0.5％，交流输入电压VAC可以降低大约0.6W。因此，在 附图1中所示的电源电路通过桥式整流电路Di和滤波电容器Ci对交 流输入电压VAC进行全波整流获得直流输入电压时也可以提高 AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC。
此外，虽然没有示出，通过将在附图6中所示的自激励电源电路 变为外部激励电源电路所获得的结构提供了与在附图1中所示的电源 电路的效果类似的效果。此外，还是在这种情况中，与在附图18中所 示的电源电路相比，AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC提高了大约 0.4％，并且交流输入电压VAC可以降低大约0.5％。在附图6中所示 的电源电路通过桥式整流电路Di和滤波电容器Ci对交流输入电压 VAC进行全波整流获得直流输入电压时也可以提高AC-to-DC功率转 换效率ηAC→DC。
附图10所示为根据本发明的第四实施例的开关电源电路的电路 结构的实例的附图。与附图6中相同的部件以相同的参考标号表示， 并且省去了对它们的描述。
在附图10中所示的电源电路被构造成，在将开关器件Q1和Q2 的开关输出发送给次级侧的隔离变流变压器PIT4的E-E形磁芯的中 央磁性支路中没有形成间隙G，并且辅助开关器件Q3和电容器Cr3 的串联电路与初级侧串联谐振电容器Cr1并联连接。此外，控制电路 2通过光电耦合器PC控制辅助开关器件Q3的导通角。
然而，在附图10中所示的电源电路与在附图6中所示的电源电路 不同之处在于在附图10中所示的电源电路具有用于次级侧部分电压 谐振的次级侧并联谐振电容器C2，该电容器与隔离变流变压器PIT4 的次级绕组N2并联连接。
此外，在附图10中所示的电源电路与在附图6中所示的电源电路 不同之处在于，在选择3倍以上的初级侧串联谐振电容器Cr1的电容 值作为在附图6中所示的电源电路中的电容器Cr3的电容值的同时， 选择在附图10所示的电源电路中的初级侧串联谐振电容器Cr1和电容 器Cr3的电容值以使在重负载下初级侧谐振电路的初级侧谐振频率为 例如70KHz或更小。次级侧并联谐振电容器C2例如由薄膜电容器形 成。
因此，在附图10中所示的电源电路使用了“复谐振型开关变换 器”的结构，其中初级侧电流谐振电路具有初级侧部分电压谐振电路 和次级侧部分电压谐振电路。
在附图10中所示的电源电路的恒压控制如下。
在这种情况下，如在附图6中所示的电源电路一样，从控制电路 2流到光电耦合器PC的光电二极管的电流根据次级侧直流输出电压 E01的电平变化。这就导致了在初级侧光电晶体管中流动的电流的电 平变化，因此可以改变辅助开关器件Q3的栅极电压电平。因此，包 括电容器Cr3和初级侧串联谐振电容器Cr1的串联谐振电路的电容可 以改变。因此，改变了初级侧串联谐振电路的谐振阻抗，由此通过辅 助开关器件Q3可以实现恒压控制。
在通过由此变化的栅极电压根据次级侧直流输出电压E01的电平 控制辅助开关器件Q3的导通角时，根据次级侧直流输出电压E01的 电平可以改变辅助开关器件Q3的接通时间T′ON。因此，可以改变包 括电容器Cr3和初级侧串联谐振电容器Cr1的串联谐振电路的电容。
因此，改变了初级侧串联谐振电路的谐振阻抗，由此通过辅助开 关器件Q3可以实现恒压控制。
然而，在附图10中所示的电源电路具有在隔离变流变压器PIT4 的次级侧上的次级侧并联谐振电容器C2。由于在次级侧上的负载变得 更轻，因此在隔离变流变压器PIT4的次级侧上的并联谐振电路对初级 侧串联谐振电路的谐振阻抗产生影响，由此改变了流经谐振电流检测 绕组ND的谐振电流。因此，改变了开关器件Q1和Q2的开关频率fs。
因此，在附图10中所示的电源电路在重负载时通过控制辅助开关 器件Q3的导通角实现了恒压控制，并且在轻负载时通过复合操作实 现恒压控制，该复合操作是将开关器件Q1和Q2的开关频率fs的可 变控制与辅助开关器件Q3的导通角的控制组合。
附图11A、11B、11C、11D、11E、11F、11G和11H所示为在附 图10中所示的电源电路的主要部件的操作波形图。
附图11A至11H所示为在交流输入电压VAC＝100V和负载功率 Po＝200W(重负载)下的操作波形。
如附图11A至11H所示，也是在附图10所示的电源电路中，在 开关器件Q2接通的周期TON和开关器件Q2切断的周期中，开关器 件Q2具有如在附图11A中所示的波形的集电极至发射极电压VQ2， 并且具有如在附图11B中所示的波形的集电极电流IQ2流经开关器件 Q2的集电极。
在这种情况下，流经初级侧串联谐振电容器Cr1的谐振电流I1具 有如在附图11C中所示的波形。在谐振电流I1在负方向上流经开关器 件Q1时，该谐振电流I1在正方向上流经开关器件Q2。
在初级侧串联谐振电容器Cr1上的电压V1和辅助开关器件Q3 的漏极电流IQ3分别具有如在附图11D和11E中所示的波形。
由于次级侧并联谐振电容器C2连接在隔离变流变压器PIT4的次 级侧上，因此，在如附图11H中所示的桥式整流二极管DBR的桥路 输出电压V2的极性反向的时间中，如在附图11G中所示的谐振电流 IC3流经次级侧并联谐振电容器C2。这表明在隔离变流变压器PIT4 的次级侧上获得了部分电压谐振操作。结果，在隔离变流变压器PIT4 的次级侧上流动的次级侧电流I2具有如在附图11F中所示的波形。
从在附图11A至11H中所示的操作波形中可以理解的是，在附图 10中所示的电源电路中的开关器件Q1和Q2的开关操作是ZVS操作 和ZCS操作，这些操作与在附图18中所示的电源电路中的开关器件 Q1和Q2的开关操作基本相同。因此，还是在这种情况下，通过ZVS 和ZCS稳定地执行在接通或切断时开关器件Q1和Q2的操作，而在 隔离变流变压器PIT4的中央磁性支路中不形成间隙G。
此外，应用与隔离变流变压器PIT4的次级绕组N2并联连接的次 级侧并联谐振电容器C2，在附图10中所示的电源电路可以将谐振电 流I1的峰值(附图11C)降低到在附图18中所示的电源电路的谐振 电流I1的大约68％。
即，应用与隔离变流变压器PIT4的次级绕组N2并联连接的次级 侧并联谐振电容器C2，甚至隔离变流变压器PIT4的间隙G减小为零， 即使在交流输入电压VAC或负载功率Po变化时在附图10中所示的 电源电路中的开关器件Q1和Q2也能够稳定地执行ZVS或ZCS操作。 此外，可以降低在初级侧中流动的初级侧直流谐振电流I1和流经开关 器件Q1和Q2的电流的峰值。
附图12所示为在附图10中所示的电源电路中的次级侧直流输出 电压E01的负载功率Po从0W变化到200W时AC-to-DC功率转换效 率ηAC→DC、开关频率fs、开关器件Q2的周期TON和辅助开关器 件Q3的周期T′ON的变化特性。
如附图12所示，在附图10中所示的电源电路中在200W(重负载) 到100W的负载功率Po的范围中，开关频率fs基本恒定在72KHz， 并且控制辅助开关器件Q3的接通周期T′ON被控制为较长。
在100W到25W的负载功率Po的范围中，开关频率fs急剧变化， 相应地辅助开关器件Q3的接通周期T′ON也被控制为急剧缩短。
如前文所描述，这表明在附图10中所示的电源电路在重负载时通 过控制辅助开关器件Q3的导通角实现恒压控制，并且在轻负载时通 过可变地控制开关器件Q1和Q2的开关频率fs和控制辅助开关器件 Q3的导通角实现对次级侧直流输出电压E01的恒压控制。
因此，由于减小了初级侧直流谐振电流I1并且隔离变流变压器 PIT4的间隙减小为零，因此在附图10中所示的电源电路可以防止在 该间隙附近的初级绕组N1和次级绕组N2由边缘磁通量引起的涡流损 失而造成的温度增加。
因此，在负载功率Po＝200W下功率转换效率ηAC→DC可以从大 约91.8％提高到92.8％。
此外，在负载功率Po＝50W下功率转换效率ηAC→DC可以从大 约87.0％提高到90.0％。
因此，与在附图18中所示的已有技术的电源电路相比，在附图 10中所示的电源电路可以将AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC提高 大约1.0％并降低交流输入功率大约2.4W。
在通过如在附图19中所示的全波整流电路形成在附图10中所示 的电源电路的输入整流电路时，AC-to-DC功率转换效率ηAC→DC 可以提高大约2.0％并且交流输入功率降低大约3.0％。
在附图18中所示的电源电路中在0W至200W的负载功率P0下 控制辅助开关器件Q3的开关频率fs使之改变大约107KHz，而控制 在附图10中所示的电源电路的开关频率fs使之改变大约25KHz。因 此，开关频率fs的控制范围可以降低到附图18的电源电路的开关频 率fs的大约23.3％。
根据实验，在如附图18中所示的电源电路中，初级串联谐振频率 大约为50KHz。为了在最大交流输入电压VAC＝90V和最大负载功率 Pomax＝200W下将次级侧直流输出电压E01稳定在135V，开关频率 fs需要为53KHz。因此，除非初级侧串联谐振电容器Cr1＝0.056μF并 且隔离变流变压器PIT1的间隙G为1mm至2mm，否则在接通或切 断时通过ZVS和ZCS不能执行开关器件Q1和Q2的操作。
在另一方面，在附图10中所示的电源电路可以将隔离变流变压器 PIT4的间隙G减小为零。因此，在作如下的选择时通过ZVS和ZCS 可以执行在接通或切断时开关器件Q1和Q2的操作：初级绕组N1和 次级绕组N2＝45T；初级侧串联谐振电容器Cr1＝0.022μF；初级侧并联 谐振电容器Cr2＝680pF；电容器Cr3＝6800pF；以及次级侧并联谐振 电容器Cr4＝0.047μF。
附图13A和13B所示为在附图10中所示的电源电路的次级侧电 路的结构的另一实例。
如该图所示，在附图13A中所示的次级侧电路具有用于隔离变流 变压器PIT5的次级绕组N2的中心抽头，并且具有连接到次级绕组 N2的整流二极管D011和D012和滤波电容器C01，由此形成了全波 整流电路以产生次级侧直流输出电压E01。由此所形成的次级侧电路 可以将与隔离变流变压器PIT5的次级绕组N2并联连接的次级侧并联 谐振电容器C2的电容降低到1500pF。
如该图所示，在附图13B中所示的次级侧电路具有连接到隔离变 流变压器PIT6的次级绕组N2的整流二极管D021和D022和滤波电 容器C011和C012，由此形成了倍压整流电路以产生次级侧直流输出 电压E01。因此，在形成次级侧电路时，次级侧并联谐振电容器C2 增加到0.022μF，但次级绕组N2的匝数可以减小到23T。
此外，虽然没有示出，通过将在附图10中所示的自激励电源电路 变为外部激励电源电路而获得的结构提供了与在附图10中所示的电 源电路所具有的效果类似的效果。然而，在外部激励电源电路的情况 下，开关器件Q1和Q2的开关频率fs固定；因此即使在轻负载下， 通过控制辅助开关器件Q3的导通角也可以实现恒压控制。
附图14所示为根据本发明第五实施例的开关电源电路的电路结 构的实例。以相同的标号表示与根据所描述的实施例的电源电路中的 部件相同的部件并在此省去对它们的描述。
与在附图10中所示的电源电路一样，根据在附图14中所示的第 五实施例的开关电源电路使用“复谐振型开关变换器”的结构，在这 种结构中初级侧电流谐振电路具有初级侧部分电压谐振电路和次级侧 部分电压谐振电路。此外，与在附图10中所示的电源电路也一样，选 择在附图14中所示的电源电路的初级侧串联谐振电容器Cr1和电容器 Cr3的电容值以使在重负载下初级侧谐振电路的初级侧谐振频率为例 如70KHz或更小。
然而，与在附图1中所示的电源电路一样，在附图14中所示的电 源电路具有如在该附图中所示的控制电路1和正交型控制变压器PRT (功率调整变压器)作为用于次级侧直流输出电压E01的恒压控制电 路系统。
具体地说，与在附图1的情况一样，根据次级侧直流输出电压E01 的电平的变化，通过改变流经控制绕组NC的控制电流(直流)的电 平，在附图14中所示的电源电路的恒压控制操作可变地控制绕在正交 型控制变压器PRT上的驱动绕组NB1的电感LB1。这改变了包括用 于主开关器件Q1的自振荡驱动电路内的驱动绕组NB1的电感LB1的 串联谐振电路的谐振条件，由此改变了主开关器件Q1的开关频率。
在这种情况下，与在附图1的情况一样，根据第五实施例的电源 电路具有绕在隔离变流变压器PIT的次级侧上的次级绕组N3。次级绕 组N3具有中心抽头。如该附图所示，整流二极管D01和D02和滤波 电容器C02连接到次级绕组N3，由此形成了[整流二极管D01和D02 和滤波电容器C02]的全波整流电路以产生直流输出电压E02。
附图15A、15B、15C、15D、15E、15F、15G和15H所示为根据 第五实施例由此所形成的电源电路的主要部件的操作波形图。与前述 的实施例的波形图一样，在附图15A至15H中所示的波形显示了在交 流输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝200W下的实验结果。
附图16所示为在根据第五实施例的电源电路负载功率Po在0W 至200W的范围中变化时AC-to-DC功率转换效率(ηAC→DC)、开 关频率fs和开关器件Q2(或Q1)的接通周期TON的变化特性。
在获得如附图15A至15H和附图16中所示的实验结果的过程中， 例如如下选择形成该电源电路的部件。
    初级绕组N1＝45T
    次级绕组N2＝50T
    初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μf
    部分谐振电容器Cp＝470pF
    次级侧并联谐振电容器C2＝2200pF
    电容器C4＝0.033μF
如在附图15A至15H的波形图中所示，开关器件Q2的集电极电 流IQ2为2.2Ap-p，由此流经初级绕组N1的初级绕组电流I1为 4.4Ap-p。在另一方面，在附图18中所示的已有技术的电源电路中的 初级绕组电流I1是6.0Ap-p。因此，与附图18的已有技术的电源电路 相比，在根据第五实施例的电源电路中的初级绕组电流I1也降低了。
还是在附图15A至15H中，在次级侧上的快速恢复型整流二极管 接通或切断时谐振电流IC3流经小电容的次级侧并联谐振电容器C2。 这表明在次级侧上获得了部分电压谐振操作。对应于在谐振电流IC3 流过的周期中，在施加给形成桥式整流电路DBR的快速恢复型二极管 的电压(V2)反向时给波形提供梯度。
根据附图16的特性图，虽然在例如最大负载功率Pomax＝200W 下在附图18中所示的已有技术的电源电路的AC-to-DC功率转换效率 (ηAC→DC)是ηAC→DC＝91.8％，根据第五实施例的电源电路的 AC-to-DC功率转换效率(ηAC→DC)提高到ηAC→DC＝93.6％。所 获得的实验结果还显示，与在附图18中所示的电源电路相比，根据第 五实施例的电源电路的交流输入功率降低了4.2W。
正如前述实施例中所描述，因为在隔离变流变压器PIT中没有形 成间隙，消除了在隔离变流变压器PIT中的涡流损失等，并且降低了 初级绕组电流I1，由此提高了在第五实施例中的功率转换效率，如在 附图15A至15H的波形图中所示。这就是说，因为由于消除了由涡流 损失引起的功率损失并降低了开关损失，所以提高了在第五实施例中 的功率转换效率。
此外，在这种情况下，因为通过用于部分电压谐振的与次级绕组 N2并联的次级侧并联谐振电容器C2和由快速恢复型整流二极管形成 的桥式整流电路DBR组合减小了在次级侧上全波整流电路(DBR， C01)执行整流操作时在快速恢复型整流二极管上的开关损失，因此 提高了功率转换效率。
随着负载变得越重，控制开关频率fs使之进一步降低。由于控制 开关频率降低，所以控制开关器件Q2的接通周期TON使之延长。
如在第四实施例中的情况一样，根据第五实施例的电源电路可以 利用在附图13A和13B中所示的电路结构作为它的次级侧结构。在使 用在附图13A中所示的全波整流电路的结构时，中心抽头具有设定为 50T+50T的次级绕组N2的匝数，并且选择次级侧并联谐振电容器C2 为470pF。
在使用在附图13B中所示的倍压整流电路的结构时，进行选择以 使次级绕组N2＝25T和次级侧并联谐振电容器C2＝8200pF。
注意，虽然通过以E-E形芯形成隔离变流变压器PIT的情况作为 实例已经描述了实施例，但是它仅仅是一种实例。例如，它当然还可 以使用U-U形芯CR形成隔离变流变压器PIT，其中在U-形芯CR1 的磁性支路的端部与U-形芯CR2的磁性支路的端部相对的部分上没 有形成间隙G，如附图17所示。在这种情况下，将分离线轴B连接到 U-U形芯CR的一个磁性支路上，并且初级绕组N1和次级绕组N2在 彼此分离的状态下缠绕在分离线轴B的周围。
此外，本发明并不限于在附图中作为实施例的结构。例如，次级 侧结构可以具有除了在附图中所示的电路结构以外的整流电路。