一种含干扰和电流约束的直流升压变换器控制方法
阅读：484发布：2020-05-13
专利汇可以提供一种含干扰和电流约束的直流升压变换器控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种应用于含干扰和 电流 约束的直流升压变换器的复合控制方法。首先，基于直流升压变换器的标称模型，设计了一种新的电流约束 控制器 ，同时兼顾直流升压变换器的动态性能和电流约束性能。其次，为减小输入 电压 摄动以及负载干扰对系统的影响，构造了干扰观测器，来实时估计输入电压干扰和负载干扰。最后，在基准的电流约束控制器的设计中引入干扰前馈补偿项，实现对于干扰的实时精确补偿，从而得到复合控制器。本发明所提出的含干扰和电流约束的直流升压变换器的复合控制方法，不仅使直流升压变换器 输出电压 能够准确 跟踪 参考电压，而且使 闭环系统 在动态响应、过流保护和抗干扰性能之间保持了良好的平衡。，下面是一种含干扰和电流约束的直流升压变换器控制方法专利的具体信息内容。
1.一种含干扰和电流约束的直流升压变换器的复合控制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：
步骤1：分别以直流升压变换器的输出电压和电感电流为状态量，采用状态空间平均法，建立直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型；
步骤2：基于无源性控制的设计方法以及动态增益的设计思想，建立电流约束控制器；
步骤3：根据直流升压变换器系统受到的输入电压干扰和负载干扰，建立直流升压变换器受扰状态平均模型，根据上述模型构造干扰观测器，以得到输入电压干扰和负载干扰的估计值；
步骤4：根据步骤3得到的干扰估计值构造干扰前馈补偿项，并将其引入所述电流约束控制器，从而得到复合控制器；
步骤5：利用步骤4得到的复合控制器对由传感器实时采集的输出电压和电感电流计算，从而得到控制量，以实现升压变换器的输出电压控制。
2.根据权利要求1所述的一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，其特征在于，步骤1所述的直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型为：
其中，vo为电容两端的输出电压，iL为电感电流，R0、C0、L0和E0分别为直流升压变换器系统中电阻、电容、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间。
3.根据权利要求1所述的一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，其特征在于，步骤2所述的电流约束控制器为：
其中，k>0和l>0是控制器参数，M是预先设定好的电流约束值， 是参考输出电压， 是参考电流信号，u*是参考控制量信号。
4.根据权利要求1所述的一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，其特在于，步骤3所述的干扰观测器为：
其中，β1>0和β2>0是上述两个观测器的增益， 和 分别为集总扰动d1(t)和d2(t)的估计值，w1和w2分别为两个观测器的内部动态。
5.根据权利要求1所述的一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，其特征在于，步骤4的复合控制器为：
式中，k>0为控制器参数，l>0为使电流满足约束的参数。
6.根据权利要求1叙述的一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，其特征在于，所述步骤5的具体过程为：实时采集直流升压变换器的电感电流和输出电压的反馈信息，干扰观测器利用上述信息实时估计外部干扰，复合控制器根据实时采集的反馈信息以及干扰估计信息能计算出相应的控制量u来控制直流升压变换器的开关管，不断修正输出电压和参考电压之间的偏差，从而实现输出电压精确跟踪参考电压的控制任务,此外，在电流约束控制的作用下，直流升压变换器的电感电流在系统运行过程中被严格限制在约束以下；根据干扰估计信息，复合控制器也能对外部干扰进行前馈补偿。
一种含干扰和电流约束的直流升压变换器控制方法
技术领域
背景技术
[0002] 随着控制理论、电力电子技术、集成电路工艺的快速发展，各种电力电子设备层出不穷，而电源是这些设备必不可少的组成部分。在各式各样的电源产品中，直流升压变换器由于具有转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点而具有广泛的适用性。直流升压变换器系统是一种典型的非线性系统，存在着难以测量的干扰和参数摄动，这些非线性以及干扰因素都直接影响着系统的控制性能。此外，在实际应用中，许多控制算法在追求快速的输出电压动态响应的过程中，并没有考虑瞬态电流过大的问题，这不仅会使系统的稳态精度变低，还会增加硬件损坏的风险。因此，迫切需要针对含干扰和电流约束的直流升压变换器系统研究相应的控制算法，使其能够在动态响应、过流保护和抗干扰三者之间保持良好的平衡。
[0003] 在前面的相关工作中，针对直流升压变换器的电流保护，主要是从硬件的角度来实现。例如文献(F.F.Ma，W.Z.Chen，and J.C.Wu.A monolithic current-mode buck converter with advanced control and protection circuits[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2007：1836-1846.)采用将保护电路加入到变换器电路中的方式来约束电流。但是，这样会增加整个系统的成本，同时能量转换的效率也会降低。另一种方案是通过设计数字控制器来解决这个问题。由于标称控制器模型通常不考虑电流约束问题，所以一个自然的想法是减小它们的控制增益。但这在一定程度上牺牲了闭环系统的动态和稳态性能。
[0004] 在之前的相关工作中，针对如何使变换器系统在瞬态电流约束下获得更好的动态和静态性能这一问题，主要有两类控制方案。
[0005] 第一类是采用传统的级联控制结构，分别设计内环电流控制器和外环电压控制器。根据硬件条件，设置软极限值来限制电感电流。但是，这存在着一些不足之处。首先，电感电流的限制没有得到严格的保证。电流仍有可能突破软极限值，特别是在存在不恰当的内环控制器增益的情况下。此外，整个控制系统需要两个控制器，这导致了需要调节更多的控制器参数。从而在为了获得满意的闭环性能的情况下增加了参数整定的难度。
[0006] 第二类是建立控制动作中的电流惩罚机制。通常，它是通过一些约束处理工具来实现的。基于模型预测控制(Model Predictive Control，MPC)和基于障碍李雅普诺夫方程(Barrier Lyapunov Function，BLF)的反步设计法是其中两种典型的方法。
[0007] MPC的思想是将控制问题转化为优化问题，例如文献(Y.S.Lai and C.A.Yeh.Predictive digital-controlled converter with peak current-mode control and leading-edge modulation[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009：1854-1863.)。但是，在处理变换器电路中的模型不确定性和干扰方面，MPC存在一定的缺陷。此外，这个控制算法在运行时还需要进行大量的运算，这往往会占用很多的硬件资源。
[0008] 基于BLF的反步设计法提供了一种应用于非线性状态约束系统的控制器设计方法，例如：文献(D.Won，W.Kim，D.Shin，and C.C.Chung.High-gain disturbance observer-based back-stepping control with output tracking error constraint for electro-hydraulic systems[J].IEEE Transactions on ControlSystem Technology，2015：787-795.)。然而，为了保证状态约束，每一步设计的虚拟控制器也必须被限制在约束域中。这一缺点导致了控制参数的选择困难。
[0009] 除电流约束问题之外，直流升压变换器控制精度还受到许多干扰的影响，其中最主要的干扰包括输入电压干扰和负载电阻干扰。现有的抗干扰控制方法通常分为两大类：(1)依靠控制器自身鲁棒性的被动抗干扰控制；(2)依靠干扰测量或估计信息对干扰进行补偿的主动抗干扰控制。当干扰突加到被控系统时，传统的反馈抗干扰控制方法基于参考信号和输出信号之间的偏差来调整控制量，从而实现抑制干扰的控制目标。但是，当系统存在时延环节或大惯性环节时，传统的反馈抗干扰控制方法无法快速抑制干扰对控制对象的影响。而主动抗干扰控制能够有效地弥补这个缺陷，实现干扰的快速抑制。
发明内容
[0010] 发明目的：本发明解决的技术问题是：考虑到现有技术在控制含干扰和电流约束的直流升压变换器时存在的缺陷，设计了一种基于动态增益约束算法和干扰观测器的复合控制方法，使直流升压变换器输出电压能够准确跟踪参考电压，并在动态响应、过流保护和抗干扰性能三者之间保持良好的平衡。
[0011] 技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种含干扰和电流约束的直流升压变换器复合控制方法，具体包括以下五个步骤：
[0012] 步骤1：分别以直流升压变换器的输出电压和电感电流为状态量，采用状态空间平均法，建立直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型；
[0013] 步骤2：基于无源性控制的设计方法以及动态增益的设计思想，建立电流约束控制器；
[0014] 步骤3：根据直流升压变换器系统受到的输入电压干扰和负载干扰，建立直流升压变换器受扰状态平均模型。根据上述模型构造干扰观测器，以得到输入电压干扰和负载干扰的估计值；
[0015] 步骤4：根据步骤3得到的干扰估计值构造干扰前馈补偿项，并将其引入所述电流约束控制器，从而得到复合控制器；
[0017] 具体地，步骤1中直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型为：
[0018]
[0019] 其中，vo为电容两端的输出电压，iL为电感电流，R0、C0、L0和E0分别为直流升压变换器系统中电阻、电容、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间。
[0020] 步骤2构造电流约束控制器，具体过程为：
[0021] 在步骤1建立的直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型中u即为待设计的控制量。记 和u*分别为vo，iL和u的参考信号。不失一般性，假设参考电压信号在跟踪常值电压信号时，有以下条件成立：
[0022]
[0023] 结合直流升压变换器的平均模型，可以得到：
[0024]
[0025] 定义电流约束为|iL|＜M(M是预先设定好的电流约束值)，结合 直流升压变换器系统中状态变量iL和vo的约束域为：
[0026]
[0027] 为了满足电流约束的条件，参考电流信号 也应满足如下约束条件：
[0028]
[0029] 定义输出电压vo、电感电流iL和控制量u的偏差为：
[0030]
[0031] 则可以得到直流升压变换器的误差系统：
[0032]
[0033] 针对上述误差控制系统，构造的电流约束控制器为：
[0034]
[0035] 其中，k＞0和l＞0是控制器参数，特别注意的是l即为使电流满足约束的参数。
[0036] 步骤3构造干扰观测器，具体包括以下内容：
[0037] 根据直流升压变换器系统受到的输入电压干扰和负载干扰，建立直流升压变换器受扰状态平均模型为：
[0038]
[0039] 其中，d1(t)和d2(t)对应为输入电压和负载的集总扰动，它们的具体形式为：
[0040]
[0041] 式中，Vin(t)和R(t)分别为输入电压和负载电阻的实际值。
[0042] 分别对上述集总扰动d1(t)和d2(t)构造干扰观测器：
[0043]
[0044]
[0045] 其中， 和 分别为集总扰动d1(t)和d2(t)的估计值；β1＞0和β2＞0是上述两个观测器的增益。
[0046] 通过上述干扰观测器就能够得到d1(t)和d2(t)的估计值，实际系统中实际输入电压Vin和负载R的估计值即为：
[0047]
[0048] 步骤4构造加入干扰前馈补偿的电流约束控制器，具体过程为：
[0049] 通过步骤3构造的干扰观测器可以得到受扰后输入电压和负载的估计值，利用上述估计值，可以计算出受扰后电感电流和控制量的参考信号为：
[0050]
[0051] 将上述受扰后电感电流 和控制量u*代入到步骤2设计的电流约束控制器中，就可以前馈补偿掉输入电压干扰和负载干扰对系统输出电压的影响，具体的控制器为：
[0052]
[0053] 将实际输入电压Vin和负载R的估计值代入上式，复合控制器即为：
[0054]
[0055] 式中，k＞0为控制器参数，l＞0为使电流满足约束的参数。上述所设计的复合控制器可以实现对直流升压变换器电流保护的同时，满足闭环系统的动态性能和抗干扰性能的要求。
[0056] 所述步骤5的具体过程为：实时采集直流升压变换器的电感电流和输出电压的反馈信息，干扰观测器利用上述信息实时估计外部干扰，复合控制器根据实时采集的反馈信息以及干扰估计信息能计算出相应的控制量u来控制直流升压变换器的开关管，不断修正输出电压和参考电压之间的偏差，从而实现输出电压精确跟踪参考电压的控制任务，此外，在电流约束控制的作用下，直流升压变换器的电感电流在系统运行过程中被严格限制在约束以下；根据干扰估计信息，复合控制器也能对外部干扰进行前馈补偿。
[0057] 有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：
[0058] 1、本发明基于无源性控制方法以及动态增益的思想设计了电流约束控制器，能够使直流升压变换器输出电压快速准确地跟踪上参考电压，同时严格保证电流约束，使直流升压变换器系统在动态响应和过流保护之间保持良好平衡。同时该电流约束控制器结构简单易于实现。
[0059] 2、本发明设计了干扰观测器对输入电压干扰和负载电阻干扰进行实时估计，并在电流约束控制器上添加了基于干扰估计量构造的干扰前馈补偿项，以构成复合控制器。所设计的复合控制器能有效补偿和抵消因输入电压干扰和负载电阻干扰引起的输出误差。
[0061] 图1为在本发明控制下直流升压变换器闭环系统控制框图；
[0062] 图2为本发明的硬件平台结构示意图；
[0063] 图3-5分别为本发明在直流升压变换器系统无干扰的情况下的输出电压跟踪响应曲线图、电感电流响应曲线图和控制量曲线图；
[0064] 图6-8分别为本发明在闭环系统运行的1s处突加输入电压干扰(输入电压由6V突变到8V)以及在1.5s处突加负载电阻干扰(电阻值从50Ω突变到40Ω)情况下的输出电压跟踪响应曲线图、电感电流响应曲线图和控制量曲线图。
具体实施方式
[0065] 下面结合附图对技术方案作详细说明：
[0066] 步骤1：分别以直流升压变换器的输出电压和电感电流为状态量，采用状态空间平均法，建立直流升压变换器标称系统的状态空间平均模型：
[0067]
[0068] 其中，vo为电容两端的输出电压，iL为电感电流，R0、C0、L0和E0分别为直流升压变换器系统中电阻、电容、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间。
[0069] 步骤2：基于无源性控制的设计方法以及动态增益的设计思想，建立电流约束控制器。具体过程如下：
[0070] I、记 和u*分别为vo，iL和u的参考信号。不失一般性，假设参考电压信号在跟踪常值电压信号时，有以下条件成立：
[0071]
[0072] 结合直流升压变换器的平均模型(1)，可以得到电感电流和控制量的参考信号：
[0073]
[0074] II、定义电流约束为|iL|＜M(M是预先设定好的电流约束值)，结合 直流升压变换器系统中状态变量iL和vo的约束域为：
[0075]
[0076] 为了满足电流约束的条件，参考电流信号 也应满足如下约束条件：
[0077]
[0078] III、定义输出电压vo、电感电流iL和控制量u的偏差为：
[0079]
[0080] 则可以得到直流升压变换器的误差系统：
[0081]
[0082] IV、针对上述误差控制系统(5)，构造的电流约束控制器为：
[0083]
[0084] 其中k＞0和l＞0是控制器参数，特别注意的是l即为使电流满足约束的参数。
[0085] 说明：为了使控制动作能够在电流接近约束边界时做出及时地调整，在电流约束控制器(6)中设计了一个非线性动态增益项 以此作为惩罚项来约束电流：当电感电流iL接近电流约束值±M时，动态增益项 就会趋向于无穷。在这种情况下，控制器的微分增益会变得很大，控制器将产生相应的控制动作来将电感电流拽回，以远离约束边界。
[0086] 步骤3：根据直流升压变换器系统受到的输入电压干扰和负载干扰，建立直流升压变换器受扰状态平均模型。根据上述模型构造干扰观测器，以得到输入电压干扰和负载干扰的估计值。具体过程如下：
[0087] I、根据直流升压变换器系统受到的输入电压干扰和负载干扰，建立直流升压变换器受扰状态平均模型为：
[0088]
[0089] 其中，d1(t)和d2(t)对应为输入电压和负载的集总扰动，它们的具体形式为：
[0090]
[0091] 式中Vin(t)和R(t)分别为输入电压和负载电阻的实际值。
[0092] II、分别对上述集总扰动d1(t)和d2(t)构造干扰观测器：
[0093]
[0094]
[0095] 其中， 和 分别为集总扰动d1(t)和d2(t)的估计值；β1＞0和β2＞0是上述两个观测器的增益。
[0096] III、通过上述干扰观测器(9)-(10)就能够得到d1(t)和d2(t)的估计值，实际系统中实际输入电压Vin和负载R的估计值即为：
[0097]
[0098] 步骤4：根据步骤3得到的干扰估计值可以进行干扰前馈补偿，从而得到复合控制器：
[0099] I、通过步骤3构造的干扰观测器(9)-(10)可以得到受扰后输入电压和负载的估计值(11)，利用上述估计值，可以计算出受扰后电感电流和控制量的参考信号为：
[0100]
[0101] II、将上述受扰后电感电流 和控制量u*代入到步骤2设计的电流约束控制器(6)中，就可以前馈补偿掉输入电压干扰和负载干扰对系统输出电压的影响，具体的控制器为：
[0102]
[0103] 将实际输入电压Vin和负载R的估计值代入上式，复合控制器即为：
[0104]
[0105] 式中，k＞0为控制器参数，l＞0为使电流满足约束的参数。上述所设计的负荷电流约束控制器可以实现对直流升压变换器电流保护的同时，满足闭环系统的动态性能和抗干扰性能的要求。
[0106] 步骤5：利用步骤4得到的复合控制器(14)对传感器实时采集的直流升压变换器的输出电压和电感电流计算得到控制量，以实现升压变换器的输出电压控制，具体步骤为：
[0107] 实时采集直流升压变换器的电感电流和输出电压的反馈信息，干扰观测器利用上述信息实时估计外部干扰，复合控制器根据实时采集的反馈信息以及干扰估计信息能计算出相应的控制量u来控制直流升压变换器的开关管，不断修正输出电压和参考电压之间的偏差，从而实现输出电压精确跟踪参考电压的控制任务，此外，在电流约束控制的作用下，直流升压变换器的电感电流在系统运行过程中被严格限制在约束以下；根据干扰估计信息，复合控制器也能对外部干扰进行前馈补偿。
[0108] 为了验证本发明所提出的含干扰和电流约束的直流升压变换器控制方法的有效性，在MATLAB上进行了数值仿真。仿真将分为以下两步进行：首先在未加干扰的情况下，在启动段用电流约束控制器(简记为CC)和基于无源性设计的控制器(简记为PBC)以及基于精确反馈线性化设计的控制器(简记为PFLBC)进行对比，来突显出电流约束控制器在瞬态电流约束方面的性能；然后在抗干扰方面，将本发明提出的复合控制器(简记为CC+DOB)和电流约束控制器加积分环节构成的控制器(简记为CC+I)进行对比，从而突出本发明在抗干扰方面的性能。
[0109] I、启动段的对比：
[0110] 基于无源性设计的控制器，具体形式为：
[0111]
[0112] 式中，k＞0是控制器增益；vo为输出电压；iL为电感电流；u为控制量占空比信号；是电感电流参考信号； 是输出电压的参考信号。
[0113] 基于精确反馈线性化的控制器，具体形式为：
[0114]
[0115] 其中：
[0116]
[0117] u0＝kp(Z1ref-Z1)+kd(Z2ref-Z2)
[0118] 其中：
[0119]
[0120] 上述控制器中，kp＞0和kd＞0是控制器增益(对应分别为比例项的增益和微分项的增益)；vo为输出电压；iL为电感电流；u为控制量占空比信号；R、C、L和Vin分别为直流升压变换器系统中电阻、电容、电感和输入电压的标称值。
[0121] 对比时，基于无源性设计的控制器和基于精确反馈线性化的控制器分别取了两组控制参数，一组用来使直流升压变换器系统的动态响应较快(对应图中PBC-1和PFLBC-1)；另一组用来使直流升压变换器系统的电感电流满足电流约束条件(对应图中PBC-2和PFLBC-2)。
[0122] 具体的电路参数如下表1所示：
[0123] 表1电路参数
[0124]
[0125] 电流约束值取M＝0.96A。
[0126] 控制参数的选取如表2所示：
[0127] 表2控制参数(启动段)
[0128]
[0129] 输出电压、电感电流和控制量占空比的响应曲线如图3所示。其中黑色实线代表电流约束控制器(CC)下的曲线，黑色点状虚线是基于无源性设计的控制器(PBC)下的曲线(其中较细的是控制器PBC-1下的曲线，较粗的是控制器PBC-2下的曲线)，黑色虚线则是基于精确反馈线性化设计的控制器(PFLBC-1)下的曲线，黑色点虚线是控制器PFLBC-2下的曲线。
[0130] 从图3中可以看出，电流约束控制器下的电感电流被严格限制在了约束0.96A以下。同时，就调节时间反映的系统动态性能而言，电流约束控制器和另外两种控制方法中动态响应较快的两种控制器(PBC-1和PFLBC-1)基本一致。然而，PBC-1和PFLBC-1控制器下的瞬态电感电流要大得多，远远大于了约束值0.96A。如果将瞬态电感电流调整到与电流约束控制器相同的水平，如PBC-2和PFLBC-2控制器，则闭环系统的动态性能会差很多。通过这组仿真，验证了本发明提出的电流约束控制器能够在闭环系统动态性能和过流保护方面取得良好的平衡。
[0131] II、突加干扰时的对比：
[0132] 用本发明提出的复合电流约束控制器(简记为CC+DOB)和电流约束控制器加积分环节构成的控制器(简记为CC+I)进行对比，电流约束控制器加积分环节构成的控制器具体形式为：
[0133]
[0134] 式中，k＞0、l＞0和ki＞0是控制器增益；vo为输出电压；iL为电感电流；u为控制量占空比信号； 是电感电流参考信号； 是输出电压的参考信号。
[0135] 控制参数的选取如表3所示：
[0136] 表3控制参数(突加干扰阶段)
[0137]
[0138] 图4为本发明在闭环系统运行的1s处突加输入电压干扰，输入电压由6V突变到8V以及在1.5s处突加负载电阻干扰(电阻值从50Ω突变到40Ω)情况下的输出电压跟踪响应曲线图、电感电流响应曲线图和控制量曲线图；其中黑色实线为本发明提出的复合电流约束控制器(即CC+DOB)、黑色虚线为电流约束控制器加积分环节构成的控制器(即CC+I)。
[0139] 从图4中可以看出，为了得到较好的抗干扰性能，电流约束控制器加积分环节构成的控制器选择了较大的积分项系数，但是这导致了在启动阶段输出电压存在较大的超调量，调节时间也远远落后于本发明提出的复合控制器。此外，从两个干扰处的电压波动和恢复时间中可以看出，即使给了较大的积分增益，加积分环节的电流约束控制器的抗干扰性能仍然不如本发明提出的复合控制器。同时，因为有电流约束控制器的控制作用，在这两个系统的运行过程中电流始终在约束值0.96A以下。
[0140] 结合上述仿真结果，可以看出本发明提出的由电流约束控制器加干扰前馈补偿构成的复合控制器，不仅能使直流升压变换器系统的输出电压快速准确地跟踪上参考电压，而且将电感电流约束在限制以下，同时还能提升系统的抗干扰性能。因此，可以验证本发明提出的复合控制器对解决含干扰和电流约束的直流升压变换器的控制问题有很好的可行性和有效性。
[0141] 以上实施只为阐释本发明的技术思想，不可因此限定本发明的保护范围。值得注意的是，在本发明的技术思想上对技术方案做出的任何改进，均属于本发明的保护范围。
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