技术领域
[0001] 本
发明涉及一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路，属于单
光子探测的技术领域。
背景技术
[0002]
雪崩光电
二极管(APD)具有重量小、功耗低、
量子效率高、对
磁场和
辐射不敏感、便于集成等优点，工作在盖革模式下的高性能APD具备单光子探测能
力，被称为单光子雪崩
光电二极管(SPAD)。因此基于APD的单光子探测系统成为重要研究方向，可用于
激光雷达三维成像、环境探测、国防安全、医疗检测等相关领域。
[0003] 目前，单光子探测器正在向集成化、微型化、阵列化的方向发展，尤其是随着阵列式探测应用的规模不断扩展，对探测器的均匀性提出了更高的要求。对于阵列SPAD，由于工艺离散性的影响，很难保证探测器性能参数的均匀一致性，使得在相同的反向
偏压条件下，因SPAD反向击穿
电压的不同，各个SPAD过驱动电压分布并不均匀，导致SPAD雪崩电流的离散变化，即阵列SPAD在相同反偏电压条件下增益存在差异。对于增益较低的SPAD
像素单元，其雪崩电流感应的电压脉冲难以和噪声电压有效区分而无法检测，给阵列SPAD探测带来较大的误差。因此在阵列应用中需要解决阵列SPAD增益非一致性问题。
[0004] 传统的解决方法是使用电压模方式，直接控制SPAD的反偏电压，从而实现探测器的过偏压一致，以此确保增益一致。然而在阵列应用中，这些方法需要为每个像素单元的探测器提供可调的反偏电压，还需提前了解每个探测器的
击穿电压大小。这类控制方法会增大前期准备的工作量、增加控制端的个数和电路结构的复杂程度，随着阵列规模的扩展和像素单元面积的缩小，这种增益控制方法难以实现。
发明内容
[0005] 本发明所要解决的技术问题在于，为了克服工艺的离散性导致的SPAD探测灵敏度的非线性问题，弱化探测器性能参数的非均匀性带来的影响，同时避免传统电压模式反偏电压控制导致的电路复杂的问题，提供一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路，引入了电流模式反偏电压控制思想，实现了阵列SPAD增益的自适应控制。
[0006] 本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：
[0007] 一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路，包括：
[0008] 公共电流偏置模
块，由恒流源和
电流镜电路构成，用于通过电流镜电路为阵列SPAD的各个SPAD像素单元提供相同的恒流源电流；
[0009] 与阵列SPAD中的SPAD像素单元数量对应的若干单像素电路，其中每个单像素电路均包括电流监测模块和主动淬灭模块；所述电流监测模块由
运算放大器及电流镜构成，用于检测阵列SPAD中SPAD像素单元工作状态，并产生不同的电压
信号对阵列SPAD中的SPAD像素单元进行增益自适应控制，同时将
输出电压信号作为主动淬灭模块的
输入信号；所述主动淬灭模块，由比较器和淬灭管构成，用于根据电流监测模块的输出电压信号触发工作，控制淬灭管产生雪崩淬灭信号；
[0010] 其中，所述电流监测模块由
运算放大器及电流镜构成，具体为：由运算放大器OPi、由PMOS管M4_i和PMOS管M5_i构成的共源共栅电流镜、由NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R构成的电流镜组成，所述PMOS管M4_i的栅极、PMOS管M5_i的栅极分别短接至公共电流偏置模块，及PMOS管M4_i的源极连接电源VDD且PMOS管M4_i的漏极连接PMOS管M5_i的源极；所述NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R的栅极短接，及NMOS管Mi_L的漏极连接PMOS管M5_i的漏极，NMOS管Mi_R的漏极连接SPAD的
阳极且NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R的源极接地；所述运算放大器OPi的同相输入端和
反相输入端分别连接NMOS管Mi_L的漏极和SPAD的阳极，且运算放大器OPi的输出端同时连接至NMOS管Mi_L和Mi_R的栅极；及将SPAD的阳极作为电流监测模块的输出端。
[0011] 进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述公共电流偏置模块由恒流源和电流镜电路构成，具体为：由恒流源IDC、NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M6、PMOS管M3、PMOS管M4和PMOS管M5构成，其中恒流源IDC连接NMOS管M1的漏极，NMOS管M1栅漏极短接同时接NMOS管M2的栅极；所述NMOS管M2的漏极连接PMOS管M3的漏极，及PMOS管M3的栅漏短接同时连接PMOS管M5的栅极；所述PMOS管M5的源极连接PMOS管M4的漏极，且PMOS管M4的栅极连接PMOS管M5的漏极；所述NMOS管M6的漏极连接PMOS管M5的漏极；所述NMOS管M1、M2、M6的源极均接地，及PMOS管M3、PMOS管M4的源极均连接电源VDD。
[0012] 进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述主动淬灭模块由比较器和PMOS淬灭管Mq_i构成，具体为：比较器cmpi的输入端连接电流监测模块，及比较器cmpi的输出端接PMOS淬灭管Mq_i的栅极，且PMOS淬灭管Mq_i的源极接电源VDD及其漏极连接至SPAD的阳极。
[0013] 进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述运算放大器和比较器共享的差分输入结构，具体为：由PMOS管M7_i、PMOS管M8_i、PMOS管M9_i、PMOS管M16_i、PMOS管M17_i、NMOS管M10_i、NMOS管M11_i、NMOS管M12_i、NMOS管M13_i、NMOS管M14_i、NMOS管M15_i构成运算放大器OPi，及由PMOS管M7_i、PMOS管M8_i、PMOS管M9_i、PMOS管M16_i、PMOS管Mp_i、NMOS管M10_i、NMOS管M11_i、NMOS管M12_i、NMOS管M13_i、NMOS管M14_i、NMOS管Mn_i和
反相器INVi构成比较器cmpi。
[0014] 进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：还包括用于控制整个电路的工作状态的使能PMOS管Men_i，其中PMOS管Men_i的源极连接电源VDD，及其栅极连接使能
控制信号EN且漏极接SPAD的阳极。
[0015] 本发明采用上述技术方案，能产生如下技术效果：
[0016] 本发明使用电流模偏置，通过OP控制型电流监测模块可自适应控制SPAD反偏电压，相比于传统电压控制的方式极大的简化了阵列控制的工作，能够有效的实现阵列型SPAD增益一致性检测。本发明与传统电路相比，存在的优点有：
[0017] (1)本发明采用了一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路，通过公共电流偏置模块利用电流镜为阵列中的SPAD统一提供电流，及通过检测SPAD的电流大小来判断SPAD的工作状态，并对SPAD的反偏电压进行自适应反馈控制，以此实现对阵列SPAD的增益一致性检测和控制，在抑制非线性误差的同时简化了电路的设计，减小了功耗和面积的开销。
[0018] (2)本发明采用OP控制型电流监测模块，根据SPAD工作状态的不同产生不同的电压信号，完成对SPAD增益的自适应控制。检测模块中的运算放大器可解决
沟道长度调制效应对电流镜的匹配性带来的影响，同时可以大幅度扩展SPAD阳极电位的可调下限范围。
[0019] (3)本发明在检测雪崩时不需要额外的参考电压，比较器的同相输入端和反相输入端分别连接OP控制型电流监测模块中运算放大器的同相和反相输入端，同时比较器与运算放大器共享差分输入结构，以此减少电路面积消耗。OP控制型电流监测模块中的运算放大器和主动淬灭模块中的比较器共享差分输入结构，运算放大器可以增加非线性以提高增益、带宽和摆率，同时有利于提高比较器的速度。
附图说明
[0020] 图1是
现有技术中
雪崩光电二极管的V-I特性曲线图。
[0021] 图2是现有技术中SPAD电压模偏置原理图。
[0022] 图3是本发明的SPAD电流模偏置原理图。
[0023] 图4是本发明提出的电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路结构图。
[0024] 图5是本发明中OP控制型电流监测模块原理图。
[0025] 图6是本发明中运算放大器和比较器共享结构电路图。
具体实施方式
[0026] 下面结合
说明书附图对本发明的实施方式进行描述。
[0027] 雪崩光电二极管的V-I特性曲线如图1所示，其电压与电流为非线性关系，二极管的工作区域可以分为截止区、线性区、低增益盖革区和高增益雪崩区，通过二极管的电流来反映其增益特性，本发明中基于电流模的增益校准电路通过检测SPAD探测器的电流变化实现增益的自适应控制。
[0028] 雪崩光电二极管的V-I特性曲线在盖革模式下很陡峭，如图2所示，在此模式下反偏电压发生微小变化，反偏电流就会随之产生剧烈变化。由于工艺的离散性影响，如果简单的令SPAD阵列工作在相同的反向偏压下，实际各个SPAD的过偏压并不一致，进而令每个SPAD的电流及增益不同，导致阵列SPAD的增益非均匀性问题，其雪崩电流感应的电压脉冲难以和噪声电压有效区分而无法检测，给阵列SPAD探测带来较大的非线性误差。
[0029] 解决这类问题的传统方法是在电压模式
偏置电路中设置反偏电压控制电路，通过控制SPAD反向偏压来保证各个像素单元过偏压一致，进而确保阵列SPAD的增益均匀性。在阵列应用中，随着阵列规模的扩展和像素单元面积的缩小，这种控制方法逐渐变得不可行。
[0030] 为了避免电压模式中反偏电压控制电路过于复杂的缺点，本发明提出一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路。不同于传统方法中逐个像素反偏电压控制的思想，本发明采用一种基于电流模的控制思路，通过电路控制使阵列中各像素SPAD产生同样的静态电流，从而使SPAD的过偏压一致，以达到增益一致的目的。SPAD在应用过程中电流随着动态偏置条件变化而产生较大变化，而电流与增益密切相关，在电流偏置模式下，直接控制稳态电流，反偏电压会自适应配合稳态电流的需求，即稳态存在的话，反偏电压是固定的，但各个像素各自不同。如图3所示，本发明中SPAD被偏置于盖革模式下时，其V-I特性曲线很陡峭，如果此时令阵列中每个SPAD像素单元的反偏电流相同，则可确保各个SPAD像素单元的过偏压和增益近似一致。因此，采用电流偏置的最大优点是：各个像素最终调节的目标偏置电流是一致的，而电流偏置可通过电流镜方便的传递。
[0031] 如图4所示，本发明提出一种电流模式阵列SPAD增益均匀性自适应控制电路，主要包括公共电流偏置模块、与阵列SPAD中的SPAD像素单元数量对应的若干单像素电路，即单像素电路的数量i＝1,2,3…，具体值由对应的SPAD像素单元的数量决定，其中每个单像素电路均包括电流监测模块和主动淬灭模块，以及使能管Men_i。所述公共电流偏置模块由恒流源和电流镜电路构成，用于通过电流镜电路为阵列SPAD的各个SPAD像素单元提供相同的恒流源电流；所述若干单像素电路中，每个单像素电路均包括电流监测模块和主动淬灭模块，所述电流监测模块由运算放大器及电流镜构成，用于检测阵列SPAD中SPAD像素单元的工作状态，并产生不同的电压信号对阵列SPAD中的SPAD像素单元进行增益自适应控制，同时将输出电压信号作为主动淬灭模块的输入信号；所述主动淬灭模块，由比较器和淬灭管构成，用于根据电流监测模块的输出电压信号触发工作，控制淬灭管产生雪崩淬灭信号。
[0032] 具体地，如图4所示，所述公共电流偏置模块由恒流源和电流镜电路构成，为阵列SPAD的每个像素单元提供相同的电流，主要由恒流源IDC、NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M6、PMOS管M3、PMOS管M4和PMOS管M5构成，其中恒流源IDC连接NMOS管M1的漏极，NMOS管M1栅漏极短接同时接NMOS管M2的栅极；所述NMOS管M2的漏极连接PMOS管M3的漏极，及PMOS管M3的栅漏短接同时连接PMOS管M5的栅极；所述PMOS管M5的源极连接PMOS管M4的漏极，且PMOS管M4的栅极连接PMOS管M5的漏极；所述NMOS管M6的漏极连接PMOS管M5的漏极；所述NMOS管M1、M2、M6的源极均接地，及PMOS管M3、PMOS管M4的源极均连接电源VDD。其中，NMOS管M1、M2、M6构成多路电流镜，PMOS管M3、M4、M5构成宽摆幅共源共栅电流镜传输电路，将恒流源IDC的电流传输给各个像素单元，使用PMOS管M4和M5构成宽摆幅共源共栅电流镜可以减少沟道长度调制效应对电流镜匹配特性产生的影响，同时宽摆幅可以增加SPAD阳极的调节范围。使用公共电流偏置模块可以保证各个像素单元最终调节的目标偏置电流是一致的，同时极大的简化了大阵列。
[0033] 所述各个电流监测模块均由运算放大器及电流镜构成，主要由运算放大器OPi、由PMOS管M4_i和PMOS管M5_i构成的共源共栅电流镜、由NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R构成的电流镜组成，其中i＝1,2,3…，具体值由对应的像素单元的编号决定。所述PMOS管M4_i的栅极与公共电流偏置模块中PMOS管M4的栅极短接，且PMOS管M5_i的栅极短接至公共电流偏置模块中PMOS管M5的栅极，及PMOS管M4_i的源极连接电源VDD且PMOS管M4_i的漏极连接PMOS管M5_i的源极；所述NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R的栅极短接，及NMOS管Mi_L的漏极连接PMOS管M5_i的漏极，NMOS管Mi_R的漏极连接SPAD的阳极且NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R的源极接地；所述运算放大器OPi的同相输入端和反相输入端分别连接NMOS管Mi_L的漏极和SPAD的阳极，且运算放大器OPi的输出端同时连接至NMOS管Mi_L和Mi_R的栅极；及将SPAD的阳极作为电流监测模块的输出端。
[0034] 所述主动淬灭模块由比较器和PMOS淬灭管Mq_i构成，具体为：比较器cmpi的输入端连接电流监测模块，比较器cmpi的同相输入端和反相输入端与运算放大器OPi的同相输入端和反相输入端接法完全一致，因此两者可以共用差分输入结构；及比较器cmpi的输出端接PMOS淬灭管Mq_i的栅极，且PMOS淬灭管Mq_i的源极接电源VDD及其漏极连接至SPAD的阳极。
[0035] 所述使能PMOS管Men_i，用于控制整个电路的工作状态，其中PMOS管Men_i的源极连接电源VDD，及其栅极连接使能控制信号EN且漏极连接SPAD的阳极。该控制电路通过使能PMOS管Men_i决定整个电路的工作状态。在每个像素中只有当EN使能信号为高电平时SPAD才能正常工作，当EN使能信号为低电平时，使能管导通，SPAD的阳极被拉到了VDD，像素单元处于淬灭状态。
[0036] 所述OP控制型电流监测模块原理图如图5所示。利用运算放大器开环增益可实现近似的虚短特性，即始终有共享差分输入结构的输入电压VAi＝VBi，电流传输匹配好，Ai、Bi点电位根据SPAD反偏击穿电压的变化可在宽范围内变化。设SPAD反偏击穿电压的最大值和最小值分别为VBR,max和VBR,min，中位值(平均值)为VBR0，击穿电压相对于中位值的变化范围为±ΔVBR。因此，对于固定的电流偏置，当SPAD的反偏电压较大时，Bi点电位下降以自适应增大反偏电压，Ai点电位同步跟随下降，Ai和Bi点电位的最低点理论上可以趋近0，NMOS管Mi_L和NMOS管Mi_R构成的电流镜进入线性区，但仍保持线性电流镜关系。进入线性电流镜区域后，OPi的输出必然明显提高，增大电流镜的栅压电位，保持电流不变，因此Ai、Bi两点电位越低，OPi的输出越高。类似的，当SPAD的反偏击穿电压越小，经自适应控制，Ai、Bi两点的电位也越高，在Ai、Bi点电位较高的前提下，电流镜MOS管的栅压较低并达到饱和(近似恒定不变)。Ai、Bi点的最高电位下输入恒流源应保持足够的VDS电压而维持输入电流不变。
[0037] 此OP控制型电流监测模块会检测SPAD像素单元的电流以判断其工作状态，并产生不同的电压信号对SPAD像素单元进行增益自适应控制同时作为主动淬灭模块的输入信号。记SPAD像素单元上的电流为IQ，如果IQ趋近于0，则表示SPAD像素单元处于线性模式，此时Bi点电位在0V附近。如果IQ为几微安，则表示SPAD像素单元处于低增益盖革区，若检测电路输出电流大于SPAD像素单元上的电流，此时VBi会自动降低，使得SPAD像素单元上的电流升高，但同时VBi的微小变化对检测电路的电流影响很小。上述过程实现了SPAD反偏电压的自适应控制，经过该自适应控制过程，SPAD像素单元上的电流等于电流检测电路的输出电流。在此过程中，阵列SPAD的反偏电压根据公共电流偏置模块预设的电流而自适应变化，以此保证阵列中各个SPAD像素单元的过偏压一致，进而保证增益的一致性。
[0038] 所述主动淬灭模块由比较器cmpi和淬灭管Mq_i构成。Bi点电位在宽范围内变化，无法采用固定参考电位驱动的比较器，Bi点接入SPAD的阳极，后接比较器cmpi，比较器的反相输入端接Bi点电位，同相输入端接Ai点电位，静态下(无光子感应)Ai、Bi两点电位相同，但通过引入的等效输入失调电压的作用，使得比较器输出高电平。当SPAD像素单元处于高增益雪崩区时，其产生的大量雪崩电流会使OP控制型电流监测模块的电流迅速增大，此时Bi点电位迅速抬升，超出Ai点电位，导致比较器cmpi输出翻转到低电平。在此过程中，运算放大器OPi控制的电流镜在瞬态下为非平衡状态，运算放大器OPi输出电位降低，导致NMOS管Mi_L和Mi_R关断，Iin输入电流对Ai点电容充电，Ai点电位上升，当Ai点电容与Bi点电容相当时(Bi点电容近似为SPAD结电容)，因Iin小于SPAD雪崩电流约两个数量级，所以Ai点电位上升速度小于Bi点电位上升速度约两个数量级。即使Ai点电容小于Bi点电容一个数量级，Ai点电位上升速度仍然较慢。由此，Ai、Bi两点形成差分电压，能够用比较器做电压比较，比较器产生的脉冲信号满足淬灭管及后续电路的检测需求。
[0039] 当比较器cmpi输出一个负脉冲时，淬灭管Mq_i导通，Bi点电位被上拉到VDD，经控制Ai点也自适应上升到
电源电压VDD，Iin＝0，运算放大器OPi输出低电平，NMOS管Mi_L和Mi_R管截止，偏置电路电流为0，电路处于关断模式。复位信号到来后，Bi点下拉到0，运算放大器OPi输出变高，NMOS管Mi_L和Mi_R管导通，电流镜又重新开始调节，经过一定的控制时间延迟后，Ai、Bi两点又恢复到原来待测模式下的静态点。该恢复过程受运算放大器OPi的带宽和摆幅控制，因此运算放大器OPi的带宽和SR需要尽可能大。同时根据运算放大器OPi在电路中的功能要求，输入需要采用P型差分对，以适应Ai、Bi较低的共模点，运算放大器OPi的输出共模范围应尽可能的宽，以满足对，NMOS管Mi_L和Mi_R管导通关断的各种需求。
[0040] 运算放大器OPi和比较器cmpi的输入部分是完全相同的，因此两者可以共享差分输入结构。如图6所示，为运算放大器OPi和比较器cmpi的具体电路结构。采用OTA电路，差分输入+负载构成OP结构，同时相同的差分输入+另一路负载+INV构成比较器结构，差分对共享。
[0041] 具体的，所述运算放大器和比较器共享的差分输入结构，如图6所示，具体为：由PMOS管M7_i、PMOS管M8_i、PMOS管M9_i、PMOS管M16_i、PMOS管M17_i、PMOS管Mp_i、NMOS管M10_i、NMOS管M11_i、NMOS管M12_i、NMOS管M13_i、NMOS管M14_i、NMOS管M15_i、NMOS管Mn_i和反相器INVi构成。其中，由PMOS管M7_i、PMOS管M8_i、PMOS管M9_i、PMOS管M16_i、PMOS管M17_i、NMOS管M10_i、NMOS管M11_i、NMOS管M12_i、NMOS管M13_i、NMOS管M14_i、NMOS管M15_i构成运算放大器OPi，及其PMOS管M7_i为恒定电流偏置管，PMOS管M8_i、M9_i为差分输入管，NMOS管M10_i、M11_i、M14_i、M15_i为负载电流镜的传输输出级管，PMOS管M16_i、M17_i构成电流镜，NMOS管M12_i、M13_i构成交叉耦合对。及由PMOS管M7_i、PMOS管M8_i、PMOS管M9_i、PMOS管M16_i、PMOS管Mp_i、NMOS管M10_i、NMOS管M11_i、NMOS管M12_i、NMOS管M13_i、NMOS管M14_i、NMOS管Mn_i和反相器INVi构成比较器cmpi。
[0042] 其电路连接具体为：所述PMOS管M7_i的源极均连接电源VDD，及PMOS管M7_i的栅极连接公共电流偏置模块的输出，且PMOS管M7_i的漏极同时连接PMOS管M8_i、PMOS管M9_i的源极，所述PMOS管M8_i、PMOS管M9_i的栅极分别接共享差分对输入电压VAi和VBi；所述NMOS管M10_i的栅漏极短接，同时连接PMOS管M9_i的漏极和NMOS管M14_i的栅极；所述NMOS管M11_i的栅漏极短接，同时连接PMOS管M8_i的漏极和NMOS管M15_i的栅极；所述NMOS管M12_i的栅极与NMOS管M13_i的漏极短接，同时NMOS管M12_i的栅极连接PMOS管M8_i的漏极和NMOS管M11_i、M15_i、Mn_i的栅极；所述NMOS管M13_i的栅极与NMOS管M12_i的漏极短接，同时NMOS管M13_i的栅极连接PMOS管M9_i的漏极和NMOS管M10_i、M14_i的栅极；所述PMOS管M16_i的栅漏极短接，同时连接NMOS管M14_i的漏极，及PMOS管M16_i的栅极与PMOS管M17_i、Mp_i的栅极短接；所述运算放大器OPi的输出同时连接PMOS管M17_i和NMOS管M15_i的漏极，及反相器INVi的输入同时连接PMOS管Mp_i和NMOS管Mn_i的漏极，以及PMOS管M16_i、M17_i、Mp_i的源极均连接电源VDD；所述NMOS管M10_i、M11_i、M12_i、M13_i、M14_i、M15_i、Mn_i的源极均接地；以及，将反相器INVi的输出作为比较器cmpi的输出。
[0043] 在比较器的负载中引入人为失配和失调，相当于在比较器中引入输入失调电压，但因为在运放中不能有失调，所以在共享差分对结构中不引入失调。在图6中，PMOS管Mp_i和NMOS管Mn_i的输出构成比较器的输出，可再接反相器INVi整形或调整极性。PMOS管Mp_i和NMOS管Mn_i两管的宽长比需要合理设置，相对于运放中相同
位置的MOS管的比例关系会有变化。在输入电压VAi＝VBi的静态下，比较器因存在失调使得输出为高电平，感应到雪崩电流时VBi>VAi，输出低电平。在图6所示结构中，需要对PMOS管M7_i另行提供偏置以确定其所在支路的电流IBi，运算放大器OPi部分还可以增加非线性以提高增益、带宽和摆率，同有利于提高比较器的速率。
[0044] 综上，本发明采用电流模的控制方法自适应控制SPAD的反偏电压，抑制阵列SPAD的增益非均匀性问题，同时克服了传统电压模方式电路复杂的缺点，减少了面积和功耗，更加适合阵列应用，实现了阵列SPAD增益均匀性自适应控制。
[0045] 上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
