本发明涉及DC/DC变换器领域，特别涉及一个包含有一高度绝缘电荷 传送反馈网络的DC/DC变换器。

DC/DC变换器的工作原理，正如许多根据这些原理的数字电路结构一 样，长期以来为人们所已知。例如，在劳埃德·狄克逊Jr(Lloyd Dixon Jr)的 题为“开关电源拓扑结构回顾”(“Switching Power Supply Topology Review”) 一书中，关于这一主题已经有完备的论述，此书继1985年在Lexington(美国) 举行的电源设计研讨会之后，由UNITRODE公司出版。

由于能够执行变换器的所有主要控制功能的专用集成电路很常见，因此 一个DC/DC变换器的设计在今天变得特别容易。所述的电路主要包括，(a) 一个可预先设定频率的振荡器，由其产生用于控制电子开关的波形，(b)一个 不随温度变化的恒定参考电压产生器，(c)一个运算放大器，用于计算恒定参 考电压和负载电压的差值并得到一个误差信号，以及(d)一个反馈网络，根据 该误差信号，反馈网络对振荡器脉冲宽度进行修正，从而稳定负载电压。

通常，由于人以及由DC/DC变换器供电的设备的安全原因，还需要在 变换器初级电源和负载之间进行电流(galvanic)绝缘。为此目的，几乎总是使 用一个变压器。然而，只是变压器不足以保证电流绝缘，因为通过反馈网络， 有可能在初级电路和次级电路间产生一个直接连接通路。因此，必须在反馈 网络中采取适当的措施以保护上文提到的绝缘。

第一个已知的方法是在变压器上用一个辅助的初级线圈连接一个电桥 和一个低通滤波器。在滤波器的输出端是一直流电压，它的电压值变化正比 于次级电压。因此，它可用来产生误差信号。第一种绝缘的主要缺陷是，对 次级电流进行整流的二极管的结电压如果发生变化，或者与负载串联的任何 元件的端点电压发生变化，那么负载电压也要改变，而反馈网络检测不到这 个变化，这是因为反馈网络仅对这些电压的和敏感。

第二个已知的方法是用一个光耦合器把电压误差传送到反馈网络的其 余部分。第二种方法的主要缺陷是，光耦合器在闭合环路响应中引入了一个 低频极点(pole)，它与这些元件的低工作速度(一般低于10kHz)相联系。由于 已知的稳定性标准，具有变换器的环路增益频率响应特性是可行的，这一特 性类似于单极点函数。因此，有必要通过引入一个主零点(dominant-zero) 网络反馈环路来抵消由光耦合器引入的这个极点，但它很难实现，原因如下： (a)在光耦合器的批量产品中，其物理参数变化范围很大，(b)光耦合器的极点 频率对温度有很强的依赖性。

对上述的(a)类变化进行补偿的一个切实可行的方法是在光耦合器的上 游产生一误差信号，迫使反馈环路自动地激活上文提到的补偿。但是，这样 一来，在控制变换器的集成电路中，就不再可能使用差动比较器和参考电压 产生器，结果又必须使用另外的电子元件。与为上述(a)所做的一切相反，很 难对上述(b)所提到的热效应进行补偿，在任何情况下，所引入的补偿仅仅是 局部的且不能重复。

采用光耦合器以及采用任何替代它的器件或电路所必须解决的基本问 题是，在两个相互去耦的节点之间传送一个缓慢变化着的电压，如误差电压。

在国际专利申请PCT WO-A-86/01653中，描述了在初步分析中可 以解决这个问题的电路。实际上，在这篇文献中，在说明书和权利要求中有 两个不同的电路，第一个命名为“电容性电压变压器”(见附图4)，第二个(与 本发明中使用的电荷传送网络相近)是用一个“去耦级”把负载设备同主线路 或一个直流电压分开(见图2)。采用一个开关电路，该电路中包含两个在输入 点和输出点之间的反相工作的双掷电子开关。这些开关用一个方波频率发生 器来控制，该发生器可通过将主线路上的交流电压波形整形为方形来实现。 在说明书中也提到交流电压周期为50或60周，其中还提到为了控制电子开 关，可有选择地使用一个光耦合器。

在该PCT专利指导下，一个本领域的技术人员可消除在DC/DC变换器 的反馈网络中由光耦合器所造成的缺陷，并充分地考虑用去耦级来取代光耦 合器的可能性，正如说明书中所描述的。但这其中涉及两个严重的缺陷，不 是仅仅依靠替代就能行得通的。第一个缺陷是缺乏电流绝缘，第二个缺陷是 所产生的误差信号不足。第一个缺陷可以照文中的建议进行纠正，即采用至 少一个光耦合器来控制电子开关。但这再次引入了上文所试图消除的缺陷， 这些缺陷本质上归于低频极点的抵消作用和它的温度补偿。在这种情况下， 环路增益的极点由负载电压的变化快于光耦合器的开关时间引起，而这一变 化只能部分地被感觉到或根本感觉不到。

关于再次引入光耦合器，不应该考虑这一可能性，但又需要在两个将要 去耦点之间实现绝缘。为了提供方波发生器Gf(仅在图2中示出)，需要有一 个形成方波的电路，随之必须通过一个反相器连到主线路，在这之后，两个 双掷开关分别由正相波或反相波形来控制。少了一个光耦合器，对构成两个 双掷开关的晶体管的控制极上的电压，就必须有一个公共参考点，这样，它 们之间的电流绝缘就会丧失。通过使用一个用于控制连到负载的双掷开关的 光耦合器来作为替代，并用负载电压给光耦合器晶体管供电，就不必再把两 个地线连到一起，电流绝缘就可以得到保护。

关于第二个缺陷，即误差信号不足，该PCT专利中描述的去耦级以一个 实际上不连续的方式传送一个电压，这一点就变得显而易见了。的确，当一 个双掷开关闭合到主线路时，另一个就打开，负载在半波周期就被断电。这 种工作方式在慢速应用中不受限制，例如在点亮一盏灯的情况下，但如果开 关的闭合时间相对于打开时间非常短时，这种工作方式就不能被接受了，正 如本专利的上下文中所述的。在这些情况下，如下面将要看到的，有两个电 容，当第一个电容被断开时第二个电容给需要电压的位置提供电压，将第一 个电容中积累的一部分电荷传送到第二个电容的能力就变得很重要了。即由 于第二个电容的存在可以把上述的去耦级看作电荷传送网络。

最后，再次参考上文提到的去耦级，有另一个经分析可能导致电流绝缘 丧失的原因。这依赖于这样的事实：用一个方波，当波的前沿到来时控制电 子开关，其中包括同步对两个双掷开关进行开关。如已知的，形成上述的开 关时，在一个给定的时间段里把一个工作的器件从连通转换到切断，在此时 间段这两个被去耦的点之间保持一个直接通路。

因此，本发明的目的是解决所有上面的缺陷，并指出一个包含有高度绝 缘电荷传送反馈网络的DC/DC变换器。

为实现这些目的，本发明的目的是一个DC/DC变换器，它用一个变压 器把负载和初级电源在电流上绝缘开，同时，由于沿上述的通路而插入电荷 传送网络，从而沿上述的反馈通路也保证了所述的绝缘。网络中必须包括两 个电容和两对采用固体器件的电子开关。当第一对电子开关闭合时，第一个 电容与负载并联。第二对开关把第一个电容和第二个电容并联，第二个电容 的其中一端已经连到初级地线。用两个各自的周期信号来控制两对电子开 关，通过变压器和相应的信号来使两个周期信号相互去耦，该信号用于以推 挽结构对转换器的两个功率晶体管进行开关。在控制信号的各自周期内，有 四个相继的步骤：第一步：第一个电容以负载的端电压进行充电；第二步： 两对开关都打开；第三步：第一个电容的电荷部分传送到第二个；第四步： 两对开关仍都打开。虽然如权利要求1中所解释的，电容同负载已经电流绝 缘，但在第二个电容的端部仍能产生负载电压的一个部分。

DC/DC变换器是本发明的主题，它有一个基本优点，即在负载和初级电 源间总是保证完全的电流绝缘。由于在电荷传送网络中使用了增强型金属氧 化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，当切断时，绝缘就可实现。在工作期 间，由于电荷传送网络的特殊电路结构，还由于使用的通过变压器相互被去 耦合的控制信号，就可实现绝缘。这样，使用光耦合器来控制电子开关是完 全多余的。此外，在控制信号相位每半周期相互转换并且占空比小于O.5的 情况下，两对开关同时闭合的所有可能性都被消除了，这是由于限定了工作 器件从导通改变到断开所发生的时间。特别是，闭合一个开关对前后的步骤 都是两个开关对同时打开。

本发明的主题是变换器，其第二个优点在于它内在的稳定性，原因是电 荷控制网络的工作频率是120kHz左右，不会在环路频带中引入明显的相位 滞后，环路频带一般为12kHz。因此，不存在低频极点需要抵消和热补偿。 如果电荷传送网络的物理参数不变，也有可能在控制变换器的集成电路中使 用参考电压和差动比较器。

第三个优点是，由于每个开关都通过两个MOSFET来构成，而每个 MOSFET的电源，连到各自的衬底上。同一沟道电流在两个晶体管中流动， 一个正向导电，另一个反相导电。结果在漏极-衬底连接外形成的二极管背 靠背地连接。这样甚至直到衬底，都确保进行了绝缘。

对本发明其它目的和优点通过一个具体非限定性实施例来进行详细阐 述。其中：

唯一的一个图(图1)示出了作为本发明主题的DC/DC变换器说明性电路 图，其中清楚地示出了包含在反馈通路中的电荷传送网络TRFC。

图1中的DC/DC变换器包括两个功率晶体管TR1和TR2，在变压器 TRS的初级线圈的两端和一个初级公共地线间，这两个晶体管分别连到电池 的负极(图中未画出)，该电池提供连续的电压+Vbat。电池的正极连到电感 线圈Li的一端，电感线圈的另一端连到变压器初级线圈的中心抽头上。后者 把初级线圈分成两个半线圈P1和P2。初级线圈的中心抽头也连到电容器Ci 的一端，电容器的另一端连到初级公共地线。变压器的次级线圈也被中心抽 头分成两个半线圈S1和S2，其中心抽头连到次级地线，在该次级地线与初 级地线间进行了电流绝缘。S1和S2的两端分别连到两个二极管D1和D2 的阳极，它们的阴极都被连到电感线圈Lo的一端，Lo的另一端连到DC/DC 变换器的输出端。一个电容Co连在输出端和次级地线间，可看到一个负载 电阻与Co并联，该负载电阻的两端有一个连续的输出电压Vout。

变压器TRS还有另一个初级线圈P3，它为整流器电路RD供电，整流 器电路RD为集成电路PWM提供一个直流电压+V，集成电路PWM产生 分别用Q(t)和Q(t＋T/2)表示的两个信号，该信号用于晶体管TR1和TR2的 控制极。电压+V也用于变换器保护电路，为简单起见，该变换器保护电路 在图中没有画出，变换器保护电路和PWM一样与初级地线相连。

在集成电路PWM中有一个运算放大器OP，它的同相输入端连到齐纳 二极管Z的阴极(用图表示出参考电压产生器)，它的反相输入端有选择地通 过一个测定电位的电压分配器接到电荷传送网络TRFC的输出端，图中未示 出测定电位的电压分配器。齐纳二极管Z的阳极在内部也连到初级地线，它 的阴极通过图中用一个电阻表示的电路连到电源+V。在运算放大器OP的 输出端有一个误差信号e，该误差信号e在集成电路PWM中用于产生信号 Q(t)和Q(t＋T/2)。

电荷传送网络TRFC包括两个集成电路IC1和IC2，两个电容C1和C2 以及两个电阻R1和R2。集成电路IC1和IC2都包括四个相同的N沟道增强 型MOSFET分别表示为1，2，3，4和5，6，7，8。用P沟道MOSFET 代替N沟道MOSFET并不改变网络的工作。所有晶体管的衬底(P型)都连到 各自的电源。在IC1和IC2中也可以看到二极管(1′，......8′)，分别对应地存在 于各个晶体管的漏极和衬底间。MOSFET1、2、3和4的栅极连到一起并 接到次级线圈S2的一端，S2连到二极管D2。MOSFET5、6、7和8的 栅极连到一起并接到初级线圈P3的一端。在集成电路IC1中，MOSFET1 和2的源极连到一起，MOSFET3和4的漏极连到一起。在集成电路IC2中， MOSFET5和6的源极连到一起，7和8的源极也连到一起。

电阻R1连到变换器的输出端和MOSFET1的漏极之间。电容C1的一端 连到MOSFET2和5的漏极，电容C1的另一端连到8的漏极和3的源极。 MOSFET4的源极连到次级地线。电容C2的一端连到MOSFET6的漏极，电 容C2的另一端连到MOSFET7的漏极和初级地线。电阻R2与C2以及集成 电路PWM中的运算放大器OP的反相输入端并联。

关于图1中的DC/DC变换器以推挽式结构工作的解释，参考在介绍中 提到的文集，需注意是，文集中集成电路PWM是UNITRODE的UC1846为 例，但到今天有许多电路可完成相同的功能。正如上文提到的，其中包括一 个振荡器，它以预先设定的频率产生一个周期性的信号，其中产生两个相同 的周期为T的周期性的脉冲波形，相位每T/2改变一次，它们对应信号Q(t) 和Q(t＋T/2)。脉冲宽度根据误差信号在负反馈中进行控制，应总是限制在 小于T/2。为满足最后的要求，因此UC1846有一个管脚按申请书中描述的 方式起作用。误差放大器OP计算参考电压和C2端口上电压Vout的一部分 之间的差值，参考电压取自反相极化的齐纳二极管的两端。

不用破坏初级边的电路和次级边的电路间的电流绝缘，以及各自的地线 之间的电流绝缘，反馈网络TRFC就可以得到上述的Vout的一部分。这是可 以实现的，即通过一定的TRFC电路结构和信号形式以及选择应用控制信号 的适当点，其中信号控制IC1和IC2的MOSFET。

关于上面的第一点，提到MOSFET1、2和3、4能完全断开C1和R0 两个端的接触，MOSFET5、6和7、8能完全断开C1的两个端和C2的两 个端之间的接触。实际上，IC1包括第一对同步电子开关，其中一个由 MOSFET1和2组成，另一个由3和4组成。类似地，IC2包括第二对同步 电子开关，其中一个由MOSFET5和6组成，另一个由7和8组成。因此， 从电路角度来看不考虑C2上的电荷而以电压Vout给C1充电是可行的，以 相同的方式，不考虑电压Vout而传送C1和C2的电荷也是可能的。正如下 文将要提到的，正是以上工作的独立性保护了电流绝缘。所用的MOSFET， 在断开状态，能够承受大约400V的电压，因为它们是增强型的，甚至，在 源极上没有电压时它们仍能保持断开。在导通状态，MOSFET完全可以忽略 导通电阻，注意：用作一般的电子开关的串联的两个MOSFET，其中一个总 是正向极化，另一个总是反相极化。在这种方式下，漏极和衬底间形成的二 极管是背靠背连接，这样就消除了通过衬底的各种可能的导通和电流绝缘的 失败。如果晶体管的型号选错，特别是仅用一个晶体管作为电子开关，则有 可能导致与电子开关的断开或闭合状态无关的衬底击穿而形成永久性的导 通。

关于IC1和IC2的控制信号的产生点，可以看出这些相互电流绝缘，因 为其中一个属于变压器TRS的初级线圈P3，另一个属于变压器TRS的次级 线圈S2。控制信号间的电流绝缘在TRFC网络中得到保持，因为次级线圈 S2中产生的控制信号仅控制IC1，如下文所述，IC1总是同初级边的电路相 绝缘。类似地，初级线圈P3中产生的控制信号仅控制IC2，IC2总是同次级 边的电路相绝缘。

一个有效的和更一般的变化形式包括：不改变IC1的控制输入和提供适 当信号的次级线圈S2的端之间的连接，而连接IC2的控制输入和集成电路 PWM的一个输出端。

IC1和IC2的控制信号的形式，是在变压器的初级和次级线圈的端部， 由于TR1和TR2的开关效应所产生的。P1、P2、P3、Sl和S2的端部电 压是脉冲式，这些脉冲和信号Q(t)和Q(t＋T/2)有相同的宽度，但每半个周 期T/2内Q(t)和Q(t＋T/2)的极性总相反。为达到用它们控制TRFC的目的， 就必须以相反的极性在初级线圈P3和次级线圈S2上拾取电压，然后，把它 们进行整流成半波，用正半波分别控制IC2和IC1。实际上，由MOSFET完 成整流，这样足以把P3和S2分别连接到IC2和IC1的控制点。

仍需注意，在由上述信号控制的TRFC的输入和输出间传送电压Vout 时，绝缘是否会被破坏。这些控制信号把电荷传送网络TRFC的工作细分成 四个相继的步骤，这四个步骤在每个周期T内重复一次，不用考虑开始的次 序。假设，例如从初始的状态开始，此时变换器关闭，对应Q(t)的控制信号 用于IC1，对应Q(t＋T/2)的控制信号作用于IC2，上面提到的信号被限制 在各自的地电位。在此初始状态两对开关IC1和IC2都断开，由此得出，C1 和C2释放电荷且C1同Ro和C2相绝缘。

在第一个工作步骤中，一个工作的控制脉冲到达IC1，使得闭合相应的 开关对，并且把C1的一个端连接到变换器的输出端，C1的另外一个端连接 到次级地线。通过电阻R1、C1以电压Vout进行充电。此时，控制IC2的 信号无效，打开IC2开关对把IC1同连到RTS的初级线圈的电路绝缘开。充 电时间常数R1C1足够小，以致即使控制脉冲的周期极小，仍允许C1完全充 电。

在第二个工作步骤中两个控制信号都无效，这种情况下，C1被充电且 同R0和C2相绝缘。因为控制信号的周期仍小于T/2，所以这第二步总是存 在。

在第三个步骤中，一个工作控制脉冲到达IC2，使得闭合相应的开关对， 并且把C1和C2并联，并允许C1和C2问的电荷传送。与此同时，控制IC1 的信号无效，IC1开关对打开并且把C1和C2同变压器的次级电路绝缘开。 电荷传送几乎瞬间发生，持续的时间仅受MOSFET5、6、7和8的很低的 沟道电阻限制。整个工作脉冲持续的时间内，两个电容间保持并联，在此期 间，两个电容上积累的电荷以R2与C1＋C2的乘积为时间常数通过R2放 电。

在第四个也就是最后一个步骤中，两个控制信号又均为效，这种情况 下，C1和C2间的并联被断开，在这种情况下，与第二个步骤一样。

鉴于以上的讨论，绝对排斥了同步操作两个开关对IC1和IC2，并且可 以避免在它们之间形成一个可能破坏电流绝缘的通路，简单地说，甚至在开/ 闭的过渡中也不可能形成一个破坏电流绝缘的通路。

在这里，对于R1、C1、R2和C2的值做些附加的说明是有用的。首 先要求，时间常数R1C1和R2C2足够小，以使系统频率响应中引入的各自 的极点远高于环路频带的上边界，在本例中，环路频带大概为12kHz。在这 种方式下，它们的存在并不影响变换器的稳定性。实际上，考虑环路增益的 Bode图，这些极点至少高出频带边界10倍就足够了。第二个要求是当C1 和C2并联时，C1上的电压Vout不能削减得太多，这就限制了C2的值。然 而，这个值应该总大于C1的值，以便使传送完成后电荷主要积累在C2上。 以这种方式，在完成放电之前把与C1的连接断开，此时C2充当一个“存储 器”，这发生在IC2的控制信号持续时间极短时。一个好的选择是如C2＝ 4C1。如此，R2的值应该不允许C1和C2并联时的等效电容太快地放电， 或C2在周期T内太快地放电，因为，否则会从中得到一个由窄脉冲组成的 误差信号。在这种情况下，能量主要落在环路频带以外的元件上。

对DC/DC变换器该例的说明同样适用于其它非推挽结构的电路，只要 这些电路包括一个变压器来把负载与初级电源绝缘就行。由单个功率晶体管 组成的结构有初级和次级电压，其中，脉冲在半周期内衰减。关于TRFC的 控制，不存在特殊的问题，因为，它仅仅需要把IC2的控制输入直接连到PWM 的控制输出，PWM并不控制功率晶体管，同时，跟本例一样，用来控制IC1 的信号在次级中产生。