一种定频同步整流双向DC/DC变换器和应用其的电力电子
设备
技术领域
[0001] 本
发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及定频同步整流双向DC/DC变换器以及应用其的电力电子设备。
背景技术
[0002] 目前大部分直流变换器应用只需要实现
能量的单方向变换，即能量由高压向低压降压的转换，或者能量由低压向高压升压的转换。储能介质可以随时将能量存储或释放，随着储能介质的快速发展，迫切需要电力电子设备对储能介质进行充放电，也就是一个设备实现能量的双向流动。
[0003] 由此可见，应用于储能系统的电力电子设备需要集成两个单方向的直流变换器才能实现能量的双向流动，这样电力电子设备就需要使用更多的元器件。而少部分可以实现能量双向转换的直流变换器，通常能量往其中一个方向流动时，只控制单方向的
半导体器件
开关，
变压器另一侧的开关器件只是做被动整流作用。只控制单边开关器件进行调制的方式虽然简单，但并未真正发挥能量双向流动的特点和优势，导致能量转换效率较低。
[0004] LLC谐振变换器作为比较优势的变
双向变换器，使用变压器的漏感Lk作为谐振电感Lr可以节省元器件。但是变压器漏感是同时存在于变压器原副边且原副边的漏感是会通过变压器反射的。因此在能量正向和反向流动时，变换器的谐振
频率是不一样的。对于该LLC谐振变换器，其工作频率fs可能会大于等于谐振频率fr，也可能小于谐振频率fr。而当fs＜fr的情况下，同步整流的器件要在LLC谐振结束前关闭驱动，否则会造成能量反灌，甚至谐振出错而炸机。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种能够提高转换效率且能够避免出现能量反灌的定频同步整流双向DC/DC变换器。
[0006] 为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：
[0007] 一种定频同步整流双向DC/DC变换器，包括：变压器、设置于所述变压器一侧而用作调制
电路或同步整流电路的第一功率架构、设置于所述变压器另一侧而用作同步整流电路或调制电路的第二功率架构、设置于所述第一功率架构和所述变压器之间而与所述变压器的漏感谐振的第一谐振电容、设置于所述变压器和所述第二功率架构之间而与所述变压器的漏感谐振的第二谐振电容；所述第一功率架构、所述第二功率架构均为包括多个可控
半导体开关器件的桥式结构；
[0008] 所述第一谐振电容与所述变压器的漏感谐振的谐振频率和所述第二谐振电容与所述变压器的漏感谐振的谐振频率相同，用作调制电路的所述第一功率架构的工作频率和用作调制电路的所述第二功率架构的工作频率固定，且大于或等于所述第一谐振电容与所述变压器的漏感谐振的谐振频率的最大值或所述第二谐振电容与所述变压器的漏感谐振的谐振频率的最大值。
[0009] 优选的，所述第一功率架构包括采用第一驱动
信号控制的第一组所述可控半导体开关器件、采用第二驱动信号控制的第二组所述可控半导体开关器件；所述第二功率架构包括采用第三驱动信号控制的第三组所述可控半导体开关器件、采用第四驱动信号控制的第四组所述可控半导体开关器件；
[0010] 当所述第一功率架构用作调制电路、所述第二功率架构用作同步整流电路时，所述第一驱动信号与所述第二驱动信号互补，所述第一驱动信号开通并经过预设的辅助延迟时间后，所述第三驱动信号开通；所述第三驱动信号关断后并经过预设的所述辅助延迟时间后，所述第一驱动信号关断；所述第二驱动信号开通并经过预设的辅助延迟时间后，所述第四驱动信号开通；所述第四驱动信号关断后并经过预设的所述辅助延迟时间后，所述第二驱动信号关断；
[0011] 当所述第二功率架构用作调制电路、所述第一功率架构用作同步整流电路时，所述第三驱动信号与所述第四驱动信号互补；所述第三驱动信号开通并经过预设的辅助延迟时间后，所述第一驱动信号开通；所述第一驱动信号关断后并经过预设的所述辅助延迟时间后，所述第三驱动信号关断；所述第四驱动信号开通并经过预设的辅助延迟时间后，所述第二驱动信号开通；所述第二驱动信号关断后并经过预设的所述辅助延迟时间后，所述第四驱动信号关断。
[0012] 优选的，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号基于预设的死区时间而互补，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号基于预设的死区时间而互补。
[0013] 优选的，所述第一功率架构、所述第二功率架构均采用全桥架构或半桥架构。
[0014] 优选的，当所述第一功率架构采用全桥架构时，所述第一功率架构包括第一可控半导体开关器件、第二可控半导体开关器件、第三可控半导体开关器件、第四可控半导体开关器件，所述第一可控半导体开关器件和所述第三可控半导体开关器件
串联构成所述第一功率架构的第一桥臂，所述第二可控半导体开关器件和所述第四可控半导体开关器件串联构成所述第一功率架构的第二桥臂，所述第一可控半导体开关器件和所述第四可控半导体开关器件采用所述第一驱动信号控制，所述第三可控半导体开关器件和所述第二可控半导体开关器件采用所述第二驱动信号控制；
[0015] 当所述第二功率架构采用全桥架构时，所述第二功率架构包括第五可控半导体开关器件、第六可控半导体开关器件、第七可控半导体开关器件、第八可控半导体开关器件，所述第五可控半导体开关器件和所述第七可控半导体开关器件串联构成所述第二功率架构的第一桥臂，所述第六可控半导体开关器件和所述第八可控半导体开关器件串联构成所述第二功率架构的第二桥臂，所述第五可控半导体开关器件和所述第八可控半导体开关器件采用所述第三驱动信号控制，所述第七可控半导体开关器件和所述第六可控半导体开关器件采用所述第四驱动信号控制。
[0016] 优选的，所述可控半导体开关器件采用MOSFET。
[0017] 本发明还提供一种需要能量双向流动的电力电子设备，所述电力电子设备包括前述的定频同步整流双向DC/DC变换器。
[0018] 由于上述技术方案运用，本发明与
现有技术相比具有下列优点：本发明通过对变压器双侧的可控半导体开关器件的控制，可以提高能量变换效率；通过工作频率的设置可以避免出现能量反灌，从而具有简单可靠和高效率的优点。
附图说明
[0019] 附图1为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器的电路架构图。
[0020] 附图2为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量正向传递时的电路模型图。
[0021] 附图3为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量正向传递且fs＝fr时的
波形图。
[0022] 附图4为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量正向传递且fs＞fr时的波形图。
[0023] 附图5为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量反向传递时的电路模型图。
[0024] 附图6为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量反向传递且fs＝fr时的波形图。
[0025] 附图7为本发明的定频同步整流双向DC/DC变换器在能量反向传递且fs＞fr时的波形图。
具体实施方式
[0026] 下面结合附图所示的
实施例对本发明作进一步描述。
[0027] 实施例一：如附图1所示，一种定频同步整流双向DC/DC变换器，包括变压器Transformer、第一功率架构、第二功率架构、第一谐振电容Cr和第二谐振电容Crs。第一功率架构设置于变压器Transformer的一侧，第二功率架构设置于变压器Transformer的另一侧。第一功率架构能够用作调制电路或同步整流电路，第二功率架构能够用作同步整流电路或调制电路。第一谐振电容Cr设置于第一功率架构和变压器Transformer之间，其能够与变压器Transformer的漏感Lr谐振。第二谐振电容Crs设置于变压器Transformer和第二功率架构之间，其也能够与变压器的漏感Lrs谐振。
[0028] 第一功率架构、第二功率架构均为包括多个可控半导体开关器件的桥式结构。第一功率架构包括采用第一驱动信号PWM1控制的第一组可控半导体开关器件、采用第二驱动信号PWM2控制的第二组可控半导体开关器件。第二功率架构包括采用第三驱动信号PWM3控制的第三组可控半导体开关器件、采用第四驱动信号PWM4控制的第四组可控半导体开关器件。第一功率架构、第二功率架构均采用全桥架构或半桥架构。本实施例中第一功率架构和第二功率架构都采用全桥架构，则第一功率架构包括第一可控半导体开关器件M1、第二可控半导体开关器件M2、第三可控半导体开关器件M3、第四可控半导体开关器件M4，第一可控半导体开关器件M1和第三可控半导体开关器件M3串联构成第一功率架构的第一桥臂，第二可控半导体开关器件M2和第四可控半导体开关器件M4串联构成第一功率架构的第二桥臂，第一可控半导体开关器件M1和第四可控半导体开关器件M4采用第一驱动信号PWM1控制，构成第一组可控半导体开关器件，第三可控半导体开关器件M3和第二可控半导体开关器件M2采用第二驱动信号PWM2控制，构成第二组半导体可控开关器件。第二功率架构包括第五可控半导体开关器件M5、第六可控半导体开关器件M6、第七可控半导体开关器件M7、第八可控半导体开关器件M8，第五可控半导体开关器件M5和第七可控半导体开关器件M7串联构成第二功率架构的第一桥臂，第六可控半导体开关器件M6和第八可控半导体开关器件M8串联构成第二功率架构的第二桥臂，第五可控半导体开关器件M5和第八可控半导体开关器件M8采用第三驱动信号PWM3控制，构成第三组可控半导体开关器件，第七可控半导体开关器件M7和第六可控半导体开关器件M6采用第四驱动信号PWM4控制，构成第四组可控半导体开关器件。第一功率架构的第一桥臂和第二桥臂的两端均连接在第一电源V1的两端，第一功率架构的第一桥臂的中点经第一谐振电容Cr而连接至变压器Transformer原边的一端，第一功率架构的第二桥臂的中点连接至变压器Transformer原边的另一端。第二功率架构的第一桥臂和第二桥臂的两端均连接在第二电源V2的两端，变压器Transformer副边的一端经第二谐振电容Crs连接至第二功率架构的第一桥臂的中点，变压器Transformer副边的另一端连接至第二功率架构的第二桥臂的中点。
[0029] 上述方案中，各可控半导体开关器件，包括第一可控半导体开关器件M1至第八可控半导体开关器件M8，均采用MOSFET。
[0030] 以上方案中，在第一功率架构和第二功率架构中均采用可控半导体开关器件，并在整个能量变换过程中对所有的可控半导体开关器件进行控制，具体如下：
[0031] 该定频同步整流双向DC/DC变换器的电路工作于正向能量传递模式时，即第一功率架构用作调制电路、第二功率架构用作同步整流电路时，第一可控半导体开关器件M1至第四可控半导体开关器件M4作为调制管，第五可控半导体开关器件M5至第八可控半导体开关器件M8作为同步整
流管，电路的工作状态如附图2所示。第一驱动信号PWM1和第二驱动信号PWM2基于预设的死区时间Td而互补，且开关频率为第一功率架构的工作频率fs。再设置一个辅助延迟时间Ta，则第一驱动信号PWM1开通并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第三驱动信号PWM3开通；第三驱动信号PWM3关断后并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第一驱动信号PWM1关断；第二驱动信号PWM2开通并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第四驱动信号PWM4开通；第四驱动信号PWM4关断后并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第二驱动信号PWM2关断。
[0032] 电路工作于正向能量传递模式时，第一谐振电容Cr与变压器漏感Lr的谐振频率实际应用中，Lr和Cr非理想器件，会有一定的偏差，因此选取fs时需要考虑Lr和Cr均为最小值时谐振频率最大的情况，保证fs大于最大谐振频率，即用作调制电路的第一架构的工作频率fs大于或等于第一谐振电容Cr与变压器Transformer的漏感Lr谐振的谐振频率的最大值。因此在实际工作过程中，可以满足fs≥fr。当fs＝fr时，电路工作波形如图3所示。当fs＞fr时，电路工作波形如图4所示。调制管驱动PWM1和PWM2的死区时间Td＝(t5-t4)或Td＝(t9-t8)；同步整流管驱动PWM3和调制管驱动PWM1之间的辅助延迟时间Ta＝(t2-t1)或Ta＝(t4-t3)；同步整流管驱动PWM4和调制管驱动PWM2之间的辅助延迟时间Ta＝(t6-t5)或Ta＝(t8-t7)。由图3和图4可以看出，在fs＝fr和fs＞fr两种情况下，同步整流管关断时，Ir都是大于Im的，也就是说同步整流管不会出现能量反灌。
[0033] 该定频同步整流双向DC/DC变换器的电路工作于反向能量传递模式时，即第二功率架构用作调制电路、第一功率架构用作同步整流电路时，第五可控半导体开关器件M5至第八可控半导体开关器件M8作为调制管，第一可控半导体开关器件M1至第四可控半导体开关器件M4作为同步整流管，电路的工作状态如附图5所示。第三驱动信号PWM3和第四驱动信号PWM4基于预设的死区时间Td而互补，且开关频率为第二功率架构的工作频率fs。第三驱动信号PWM3开通并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第一驱动信号PWM1开通；第一驱动信号PWM1关断后并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第三驱动信号PWM3关断；第四驱动信号PWM4开通并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第二驱动信号PWM2开通；第二驱动信号PWM2关断后并经过预设的辅助延迟时间Ta后，第四驱动信号PWM4关断。
[0034] 电路工作于反向能量传递模式时，谐振频率 根据正向工作时的谐振频率计算公式可以得出 而Lr和Lrs都是变压器Transformer本身的漏感，就是变压器Transformer原边和副边的
匝比。因此可以设计得到Crs的取值，保证双向能量传递时的谐振频率fr一致，即第一谐振电容Cr与变压器Transformer的漏感Lr谐振的谐振频率和第二谐振电容Crs与变压器Transformer的漏感Lrs谐振的谐振频率相同。因此，电路工作于反向能量传递模式时，可以保证fs≥fr，即用作调制电路的第二架构的工作频率大于或等于第二谐振电容Crs与变压器Transformer的漏感Lrs谐振的谐振频率的最大值。当fs＝fr时，电路工作波形如图6所示。当fs＞fr时，电路工作波形如图7所示。调制管驱动PWM3和PWM4的死区时间Td＝(t5-t4)或Td＝(t9-t8)；同步整流管驱动PWM1和调制管驱动PWM3之间的辅助延迟时间Ta＝(t2-t1)或Ta＝(t4-t3)；同步整流管驱动PWM2和调制管驱动PWM4之间的辅助延迟时间Ta＝(t6-t5)或Ta＝(t8-t7)。由图6和图7可以看出，在fs＝fr和fs＞fr两种情况下，同步整流管关断时，Ir都是大于Im的，也就是同步整流管不会出现能量反灌。
[0035] 上述方案中由于第一谐振电容Cr与变压器Transformer的漏感Lr谐振的谐振频率和第二谐振电容Crs与变压器的漏感Lrs谐振的谐振频率fr相同，因此用作调制电路的第一架构的工作频率或用作调制电路的第二架构的工作频率可以固定为一个定值fs，保证工作频率fs大于或等于谐振频率fr即可。
[0036] 以上定频同步整流双向DC/DC变换器适用于需要能量双向流动的电力电子设备中，如储能变流器、电动
汽车充电桩等。
[0037] 采用本发明的方案，可以使用同一个变换器实现能量双向流动，提升元器件的利用率。本发明方案提出了如何计算设计Crs的取值，使得使用变压器漏感作为谐振电感的方案，也能保证在能量正向或反向传递时，谐振频率一致，进而可以在能量正向反向传递工作模式下，使用同一个固定的开关频率fs也能达到最佳的
软开关效果，大大简化系统的设计，提升转换器效率。采用本发明方案，可以避免出现同步整流关断太晚而导致的能量反灌，甚至谐振出错而炸机的
风险。简单可靠的实现双向能量流动时的同步整流，提升变换器的可靠性和转换效率。
[0038] 以上方案中，在变换器任一方向进行能量转换的时候，控制变压器原副边的功率器件都进行对应的导通关断，充分利用半导体场效应管的双向导通Rdson较小的优点，达到降低整流管损耗的目的，使得转换器工作于任一方向都能达到高效率。
[0039] 对于固定频率的LLC谐振变换器，必然在变换器某个方向能量转换时，无法达到最优的工作状态。为了尽量节省元件及空间，本发明使用变压器的漏感Lk作为谐振电感Lr，并考虑到变压器漏感同时存在于原副边，因此副边的漏感Lk也会作为谐振电感Lrs。在实际的工作过程，Lr和Lrs会相互耦合影响，本发明特意设定了Crs以匹配Lrs以及Lr，Cr，使得变换器在正向和反向工作时的谐振频率均为fr，正向反向工作都能达到最优的软开关效果和可靠的同步整流，进一步提升变换效率。
[0040] 上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
