技术领域
[0001] 本
发明涉及
开关电源技术领域，具体涉及一种开关电源同步整流控制电路。
背景技术
[0002] 与传统线性电源相比，开关电源具有体积小，转换效率高的特点，广泛应用于
移动电话充电器、
笔记本电脑适配器等需要交流-直流转换的
电子设备中。图1所示为
现有技术中典型的具有同步整流功能的电源转换电路，包括一个由
整流桥输出的输入直流Vin，直流Vin被接到
变压器原边绕组一端，原边绕组另一端和原边地之间接入开关管S1，变压器副边绕组接入同步整流开关S2和输出电容C，同步整流开关S2由同步整流
控制器控制导通或者关断。开关管S1和同步整流开关S2交替导通，当开关管S2导通时，同步整流开关S2关断，直流Vin提供电
力至变压器的原边绕组，原边绕组中的
电流开始增加，此时因为同步整流开关S2关断，
能量存储在原边绕组线圈中。开关管S1关断、同步整流开关导通，原边电流由最大值降，原边绕组线圈中的能量通过副边绕组传递给负载。
[0003] 为了避免造成转换效率损失，以及避免导致开关烧毁，变压器原边绕组的开关管S2和其副边绕组的同步整流开关S2需要严格控制交替导通。公告号为CN101826810B的中国
专利公开了一种用于开关电源的同步整流电路，其由控制电路根据同步整流开关(即功率管)两端的
电压状态产生用于控制同步整流开关导通或者关断的控制
信号。其中，当功率管的体
二极管由
反向偏置向
正向偏置转换时，控制电路使功率管导通；在功率管导通后，当功率管的
体二极管的正偏电压减小到低于设定
阈值时，控制电路使功率管关断一定时间；当寄生的体二极管由正向偏置变为反向偏置后，控制电路使功率管处于关断状态。该技术方案中，功率管在控制电路的控制下工作在三种状态：状态1，原边绕组开关导通、功率管关断；状态2，原边绕组开关关断、功率管导通；状态3，原边绕组开关和功率管同时关断。基于此，该技术方案只适用于电感电流非连续导通模式(DCM)，在电感电流连续导通模式(CCM)下存在原边绕组开关和功率管同时导通的情况，影响开关电源转换效率，严重时甚至烧毁功率管。另一方面，该技术方案不能精准计算功率管的导通时间和关断时间。
发明内容
[0004] 本发明要解决的技术问题是提供一种开关电源同步整流控制电路，根据一次侧开关管的导通时间精准计算出功率管的导通与
截止时间，同时适用于电感电流非连续导通模式和电感电流连续导通模式。
[0005] 为了解决上述技术问题，本发明提供了一种开关电源同步整流控制电路，包括，[0006] 功率管，连接于开关电源的变压器副边绕组和开关电源的输出电容之间；
[0007] 同步整流控制器，连接开关电源的输出级，用于产生
控制信号控制所述功率管导通或者关断；
[0008] 所述同步整流控制器包括，
[0009] 原边导通感测单元，根据所述功率管两端的电压差感测出所述变压器原边绕组开关管开关周期内的导通时间Ton和截止时间Toff；以及，根据所述功率管两端的电压差产生第一信号；其中，所述功率管两端的电压差超过阈值电压时产生第一参考电压Vref1；否则，产生地电位；
[0010] 电压平均单元，耦接于所述原边导通感测单元的输出端，产生等同于所述第一信号在开关周期内均值电压的第二参考电压Vref2；其中，
[0011] 电压转电流控制源，配置为将所述第一参考电压Vref1转换为第一电流源Iref1、将所述第二参考电压Vref2转换为第二电流源Iref2；所述第一电流源Iref1和第二电流源Iref2
串联后接地；
[0012] 第一开关，串联在所述第一电流源Iref1和第二电流源Iref2之间，且受控于所述第一信号；
[0013] 计时电容，其第一端连接所述原边导通感测单元的输出端，第二端连接所述第一开关耦接于第二电流源Iref2的一端；
[0014] 所述计时电容在所述导通时间Ton内充电，所述同步整流控制器在计时电容充电至高位时产生控制信号导通所述功率管；所述计时电容在所述截止时间Toff内放电，所述同步整流控制器在计时电容放电至低位时产生控制信号关断所述功率管。
[0015] 本发明一个较佳
实施例中，进一步包括所述同步整流控制器还包括第二开关，所述第二开关与所述计时电容并联，所述第二开关在脉冲发生器产生触发脉冲时导通；所述脉冲发生器受控于所述第一信号，其在所述第一信号由低电位转换为高电位时产生触发脉冲。
[0016] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述第二开关为晶体管，所述晶体管的控制端连接原边导通感测单元的输出端，所述第二开关在导通时间Ton内关断，在截止时间Toff内导通。
[0017] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述同步整流控制器还包括计时比较器，所述计时比较器的
反相输入端连接计时电容的第一端和原边导通感测单元的输出端，其正相输入端连接计时电容的第二端和第一开关耦接于第二电流源Iref2的一端，其输出端连接逻辑驱动单元。
[0018] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述逻辑驱动单元包括，
[0019] 第一非
门，其输入端连接原边导通感测单元的输出端；
[0020] 第二非门，其输入端连接计时比较器的输出端；
[0021] 与非门，其一端连接所述第一非门的输出端，另一端连接所述第二非门的输出端；
[0022] SR触发器，其输入端S连接所述第一非门的输出端，其输入端R连接所述与非门的输出端；
[0023]
驱动器，接收所述SR触发器的
输出信号，驱动所述功率管导通或者关断。
[0024] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述原边导通感测单元包括导通感测比较器，所述功率管两端的电压差接入导通感测比较器的正相输入端，所述导通感测比较器的负相输入端接入阈值电压VA；所述导通感测比较器的输出端产生所述第一信号；其中，所述功率管两端的电压差超过阈值电压时，所述导通感测比较器输出第一参考电压Vref1；否则，所述导通感测比较器输出地电位。
[0025] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述电压平均单元为由低通
滤波器组成的电路。
[0026] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述
低通滤波器为RC滤波器、RL滤波器或
LC滤波器。
[0027] 本发明一个较佳实施例中，进一步包括所述功率管为MOS管。
[0028] 本发明的有益效果：
[0029] 本发明开关电源同步整流控制电路，根据一次侧开关管的导通时间精准计算出功率管的导通时间与截止时间，功率管在开关周期内具有两种状态：状态一，一次侧开关管导通时，功率管关断；状态二，一次侧开关管关断时，功率管导通，实现整个开关周期内功率管与一次侧开关管交替导通，同时适用于电感电流非连续导通模式和电感电流连续导通模式。
附图说明
[0030] 图1是现有技术中带有同步整流功能的电源转换电路的结构图；
[0031] 图2是本发明优选实施例中开关电源同步整流控制电路的电路原理图；
[0032] 图3是升降压型稳压器的电路图；
[0033] 图4是图3所示升降压型稳压器相关电压电流
波形图；
[0034] 图5是稳压器操作在CCM模式下的电感电流波形图；
[0035] 图6是伏秒平衡模组的电路图；
[0036] 图7是图6所示伏秒平衡模组中计时电容充放电波形图；
[0037] 图8是图2所示同步整流控制电路的相关波形图。
[0038] 图中标号说明：
[0039] 10-原边导通感测单元，20-电压平均单元，30--伏秒平衡模组，40-逻辑驱动单元，50-脉冲发生器；
[0040] 41-第一非门，42-第二非门，43-与非门，44-SR触发器，45-驱动器。
具体实施方式
[0041] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
[0042] 实施例
[0043] 本实施例公开一种开关电源同步整流控制电路，参照图2、8所示，其包括功率管S2和同步整流控制器，上述功率管S2连接于开关电源的变压器T副边绕组和开关电源的输出电容C0之间；上述同步整流控制器连接开关电源的输出级，用于产生控制信号控制功率管S2导通或者关断。本实施例技术方案中，上述功率管S2优选使用MOS管，MOS管相较于传统技术的
整流二极管，能够提高开关电源的转换效率。
[0044] 本实施例技术方案中的同步整流控制器，其能够根据功率管S2漏源两端的电压差精准计算出功率管S2在开关周期内的导通时间和截止时间，使得功率管S2与变压器原边绕组的开关管S1交替导通，确保功率管S2在整个开关周期内仅仅工作于两种工作状态：
[0045] 状态一，开关管S1导通时，功率管S2关断；
[0046] 状态二，开关管S1关断时，功率管S2导通。
[0047] 参照图2所示，上述同步整流控制器包括原边导通感测单元10、电压平均单元20、逻辑驱动单元40和基于伏秒平衡原理设计的伏秒平衡模组30。
[0048] 上述原边导通感测单元10根据上述功率管S2漏源两端的电压差感测出上述变压器原边绕组开关管S1开关周期内的导通时间Ton和截止时间Toff；以及，根据上述功率管S2漏源两端的电压差产生第一信号；其中，上述功率管S2漏源两端的电压差超过阈值电压VA时产生第一参考电压Vref1；否则，产生地电位。即，功率管S2漏源两端的电压差超过阈值电压VA时，第一信号为第一参考电压Vref1；否则，第一信号为地电位。本实施例技术方案中，优选使用以下电路设计实现以上原边导通感测单元10的功能：上述原边导通感测单元10包括导通感测比较器COMP1，上述功率管S2漏源两端的电压差接入导通感测比较器COMP1的正相输入端，上述导通感测比较器COMP1的负相输入端接入阈值电压VA；上述导通感测比较器COMP1的输出端产生上述第一信号。当电路呈稳态，且开关管S1导通时，其漏源电压Vds1处于低电位；此时功率管S2截止，其漏源电压Vds1相较于阈值电压VA处于高电位，导通感测比较器COMP1输出第一信号的电位为第一参考电压Vref1；反之，开关管S1截止、功率管S2导通时，功率管S2的漏源电压Vds1相较于阈值电压VA处于低电位，导通感测比较器COMP1输出第一信号的电压为零(即地电位)。以上，设置第一参考电压Vref1能够抵消电压偏差。
[0049] 以上，导通感测比较器COMP1输出第一参考电压Vref1的时间为开关管S1开关周期内的导通时间Ton，导通感测比较器COMP1
输出电压为零的时间为开关管S1开关周期内的截止时间Toff。
[0050] 上述电压平均单元20耦接于上述原边导通感测单元10的输出端，产生等同于上述第一信号在开关周期内均值电压的第二参考电压Vref2；其中， 本实施例技术方案中，通过设计低通滤波器来实现电压平均单元20的以上功能，该低通滤波器为RC滤波器、RL滤波器或LC滤波器中的一种，参照图2所示，作为本实施的其中一种技术方案，由
电阻器和电容器串并联偶成RC滤波器实现电压平均单元20的功能。当然，在其它的技术方案中，还可以通过数字电路实现电压平均单元20的功能，接收第一信号，并将第一信号转换成等同于其在开关周期内均值电压的第二参考电压Vref2，满足
[0051] 本
申请基于伏秒平衡原理设计伏秒平衡模组30，公知技术中，伏秒平衡原理为：处于稳定状态的电感，开关导通时间(电流上升段)的伏秒数须与开关关断(电流下降段)时的伏秒数在数值上相等，这也表示，绘出电感电压对时间的曲线，导通时段曲线的面积必须等于关断时段曲线的面积。
[0052] 基于伏秒平衡原理设计的伏秒平衡模组30，针对伏秒平衡原理介绍如下：参照图3示出升降压型稳压器的基本电路架构图，其元件包含功率开关元件S、功率二极管D、滤波电感L、滤波电容C和负载RL，图4中，TS是切换周期，Ton是导通時間，责任周期D定义為：
[0053]
[0054] 由电感器的伏特-秒或磁通链平衡的原理可知，在一个稳态的週期下，电感电压VL波形之有效面积(图4VL倾斜部分)为0。
[0055]
[0056]
[0057] 参照图5所示，电感器的纹波电流为：
[0058]
[0059]
[0060] 电感器的纹波电流在0～dTs区间的斜率为m1，在dTs～Ts区间的斜率为m2，斜率m1和m2可分別表示為：
[0061]
[0063]
[0064] 设Vref1＝(m1-m2),Vref2＝-m2，在0～dTs区间电感电流的斜率为Vref1-Vref2，在dTs～Ts区间电感电流的斜率为-Vref2，並且由式(7)可得知Vref2＝D·Vref1。
[0065] 由电感器的伏特-秒或磁通链平衡的原理式(2)可得知，
[0066]
[0067] 本申请基于以上伏秒平衡原理设计的伏秒平衡模组30，考虑到电感器较难在
半导体芯片中集成，本申请由计时电容C1替代电感器：
[0068] 由电容器定义可得知：
[0069]
[0070] 如图7～8所示， 与 又Δv(+)＝Δv(-)，并且令Iref1＝K1·Vref1和Iref2＝K2·Vref2可得 若K1＝K2，则
[0071]
[0072] 因此，可得知式(10)与式(8)是相同的。
[0073] 本申请的伏秒平衡模组30通过以下结构设计来实现由计时电容实现的伏秒平衡过程：上述伏秒平衡模组30包括电压转电流控制源、第一开关SW1、计时电容C1和计时比较器COMP2。
[0074] 上述电压转电流控制源配置为将上述第一参考电压Vref1转换为第一电流源Iref1、将上述第二参考电压Vref2转换为第二电流源Iref2；上述第一电流源Iref1和第二电流源Iref2串联后接地。
[0075] 上述第一开关SW1串联在上述第一电流源Iref1和第二电流源Iref2之间，且受控于上述第一信号。
[0076] 上述计时电容C1的第一端连接上述导通感测比较器COMP1的输出端，第二端连接上述第一开关SW1耦接于第二电流源Iref2的一端。
[0077] 上述计时比较器COMP2的反相输入端连接计时电容C1的第一端和导通感测比较器COMP1的输出端，其正相输入端连接计时电容C1的第二端和第一开关SW1耦接于第二电流源Iref2的一端，其输出端连接逻辑驱动单元40。
[0078] 上述计时电容C1在上述导通时间Ton内充电，上述同步整流控制器在计时电容C1充电至高位(Vref1-Vref2)时产生控制信号导通上述功率管S2；上述计时电容C1在上述截止时间Toff内放电，上述同步整流控制器在计时电容C1放电至低位(Vref2)时产生控制信号关断上述功率管S2。
[0079] 上述逻辑驱动单元40包括第一非门41、第二非门42、与非门43、SR触发器44和驱动器45。
[0080] 上述第一非门41的输入端连接导通感测比较器COMP1的输出端；
[0081] 上述第二非门42的输入端连接计时比较器COMP2的输出端；
[0082] 上述与非门43的一端连接上述第一非门41的输出端，另一端连接上述第二非门42的输出端；
[0083] 上述SR触发器44的输入端S连接上述第一非门41的输出端，其输入端R连接上述与非门43的输出端；
[0084] 上述驱动器45接收上述SR触发器44的输出信号，驱动上述功率管S2导通或者关断。
[0085] 上述同步整流控制器还包括第二开关SW2，上述第二开关SW2与上述计时电容C1并联，上述第二开关SW2在脉冲发生器50产生触发脉冲时导通；上述脉冲发生器50受控于上述第一信号，其在上述第一信号由低电位(0)转换为高电位(Vref1)时产生触发脉冲，即，脉冲发生器50在开关管S1导通的瞬间产生触发脉冲，确保完全清除计时电容C1上的积分电荷。
[0086] 优选的，上述第二开关SW2为晶体管，上述晶体管的控制端连接导通感测比较器COMP1的输出端，上述第二开关SW2在导通时间Ton内关断，在截止时间Toff内导通。
[0087] 考虑到计时比较器COMP2的输入端若操作在接近0V时，其增益变低，反应速度变慢。为了解决该技术问题，本实施例技术方案中，上述第一电流源Iref1和第二电流源Iref2串联，且上述第一电流源Iref1接地。以此设计，使得计时比较器COMP2的输入端能够操作在高电位。
[0088] 以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。
本技术领域的技术人员在本发明
基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以
权利要求书为准。
