技术领域
[0001] 本
发明涉及矩阵变换器控制技术领域，具体涉及一种多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制方法、装置及系统。
背景技术
[0002] 矩阵变换器是一种新型的交交电源变换器，可以实现交流电诸参数(相数、
相位、幅值、
频率)的变换。目前多模块矩阵变换器的控制策略主要存在以下几种：
[0003] 1)多模块矩阵变换器的线电压开环控制策略。该策略理论上可以根据功率守恒原则计算出输出调制系数来控制
输出电压或
电流的幅值，但由于系统损耗很难准确计算，因此该方法无法实现对输出电压或电流的无静差控制。
[0004] 2)采用对输出电压的幅值或输出电流与设定值做PI闭环来控制输出调制系数，连续调节输出调制系数就可以达到对输出电压/电流幅值的控制，但该方法没有考虑
变压器的漏感与滤波电容构成的二阶
滤波器的谐振问题。直接采用该方法对输出电流或电压作闭环控制，输入电流和输出负载电压或电流中将会有明显的谐振电流，动态切换过程中易出现不稳定的情况，影响了系统的输入与输出性能。
[0005] 3)文献“基于滤波器状态反馈的矩阵变换器网侧电流闭环策略”，《电工技术学报》，第31卷第7期，中公开了一种
输入侧状态反馈谐振抑制方法，若将该方法用到多模块矩阵变换器中，至少需要6个电流
传感器，提高了
硬件成本。
[0006] 4)由于输入电流是由输出电流合成的，输入电流中若有谐振电流，则该谐振电流可以通过对输出电流中谐振点附近的谐波电流提取获得，若采用
高通滤波器的方法来提取谐波电流，在实际编程实现中需要对该滤波器进行离散化，造成控制上的一定延时，同时增加了控制方法的复杂性。
发明内容
[0007] 因此，本发明
实施例提供了一种降低了控制策略的复杂性和成本且网侧电流谐振抑制效果好的多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制方法、装置及系统。
[0008] 为此，本发明实施例的一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制方法，包括以下步骤：
[0009] 将矩阵变换器输入侧电压转换成αβ
坐标系的电压uα和uβ；
[0010] 根据电压uα和uβ计算获得直流量Udc；
[0011] 将矩阵变换器负载电流转换成dq坐标系的电流id；
[0012] 提取电流id中的谐波电流并将其反馈到PI闭环控制的前端进行PI闭环控制，获得调节后的调制系数mo；
[0013] 根据调制系数mo计算获得矩阵变换器
输出侧调制函数ξoi，i＝1,2,3；
[0014] 根据矩阵变换器输出侧调制函数ξoi、矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，采用双线电压合成调制，计算获得占空比，用于根据占空比对
开关周期进行划分获得单边分布方式下开关周期的各个作用时间段。
[0015] 优选地，所述矩阵变换器输出侧调制函数ξoi的计算公式为：
[0016]
[0017] 其中，ωo为输出
角频率； 为多模块矩阵变换器中的一个模块的初始相角。
[0018] 优选地，所述占空比的计算公式为：
[0019]
[0020] 本发明实施例的一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制装置，包括：
[0021] 第一转换单元，用于将矩阵变换器输入侧电压转换成αβ坐标系的电压uα和uβ；
[0022] 第一计算单元，用于根据电压uα和uβ计算获得直流量Udc；
[0023] 第二转换单元，用于将矩阵变换器负载电流转换成dq坐标系的电流id；
[0024] 谐波提取及PI闭环控制单元，用于提取电流id中的谐波电流并将其反馈到PI闭环控制的前端进行PI闭环控制，获得调节后的调制系数mo；
[0025] 第二计算单元，用于根据调制系数mo计算获得矩阵变换器输出侧调制函数ξoi，i＝1,2,3；
[0026] 第三计算单元，用于根据矩阵变换器输出侧调制函数ξoi、矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，采用双线电压合成调制，计算获得占空比，用于根据占空比对开关周期进行划分获得单边分布方式下开关周期的各个作用时间段。
[0027] 优选地，所述第二计算单元中的矩阵变换器输出侧调制函数ξoi的计算公式为：
[0028]
[0029] 其中，ωo为输出角频率； 为多模块矩阵变换器中的一个模块的初始相角。
[0030] 优选地，所述第三计算单元中的占空比的计算公式为：
[0031]
[0032] 本发明实施例的一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制系统，包括：
[0033] 多脉波隔离变压器，输入端与三相电源连接，第一组输出端与第一3-1MC模块的输入端连接，第二组输出端与第二3-1MC模块的输入端连接，第三组输出端与第三3-1MC模块的输入端连接；
[0034] 第一3-1MC模块，第一输出端与三相阻感负载连接，第二输出端分别与第二3-1MC模块的第二输出端和第三3-1MC模块的第二输出端连接，用于作为开关矩阵；
[0035] 第二3-1MC模块，第一输出端与三相阻感负载连接，用于作为开关矩阵；
[0036] 第三3-1MC模块，第一输出端与三相阻感负载连接，用于作为开关矩阵；
[0037] 三相阻感负载，用于作为负载；
[0038] 电压采集器，输入端分别与第一3-1MC模块、第二3-1MC模块和第三3-1MC模块连接，输出端与线电压合成闭环控制装置连接，用于采集矩阵变换器输入侧电压并根据输入侧电压计算获得矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，并将其输出给线电压合成闭环控制装置；
[0039] 电流采集器，输入端分别与第一3-1MC模块、第二3-1MC模块和第三3-1MC模块连接，输出端与线电压合成闭环控制装置连接，用于采集矩阵变换器负载电流，并将其输出给线电压合成闭环控制装置；以及
[0040] 上述的多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制装置。
[0041] 优选地，所述第一3-1MC模块、第二3-1MC模块和第三3-1MC模块均包括：第一电容、第二电容、第三电容、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关；
[0042] 第一电容、第二电容和第三电容的一端分别与多脉波隔离变压器的一组输出端中a相线、b相线和c相线对应连接，另一端互相连接；第一开关的一端、第三开关的一端和第五开关的一端互相连接，作为模块的第二输出端；第一开关的另一端与a相线连接，第三开关的另一端与b相线连接，第五开关的另一端与c相线连接；第二开关的一端与a相线连接，第四开关的一端与b相线连接，第六开关的一端与c相线连接；第二开关的另一端、第四开关的另一端和第六开关的另一端互相连接，作为模块的第一输出端。
[0043] 优选地，所述三相阻感负载包括：第一
电阻、第二电阻、第三电阻、第一电感、第二电感和第三电感；
[0044] 第一电阻的一端与第一3-1MC模块的第一输出端连接，第一电阻的另一端与第一电感的一端连接；第二电阻的一端与第二3-1MC模块的第一输出端连接，第二电阻的另一端与第二电感的一端连接；第三电阻的一端与第三3-1MC模块的第一输出端连接，第三电阻的另一端与第三电感的一端连接；第一电感、第二电感和第三电感的另一端互相连接。
[0045] 本发明实施例的技术方案，具有如下优点：
[0046] 本发明实施例提供的多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制方法、装置及系统，在对调制系数mo闭环控制
基础上，简化输出电流中谐波量的提取方法，并将该方法引入到输出侧闭环控制策略中，不仅实现了输出电流幅值的闭环控制，而且有效抑制了输入
LC滤波器引起的网侧电流谐振，网侧与输出侧性能均得到了改善；同时所用的电流传感器较常规的主动阻尼抑制方法少，降低了控制
算法的复杂性和系统的成本，有利于实际场合的应用。
附图说明
[0047] 为了更清楚地说明本发明具体实施方式或
现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0048] 图1为多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制系统的一个具体示例的原理
框图；
[0049] 图2为输入侧扇区的划分图；
[0050] 图3为多模块矩阵变换器的一个具体示例的原理框图；
[0051] 图4为一个3-1MC模块的一个具体示例的原理框图；
[0052] 图5为输出侧扇区的划分图；
[0053] 图6为单边分布开关序列顺序图；
[0054] 图7(a)为闭环控制方式I下网侧电压ua与电流ia仿真结果图；
[0055] 图7(b)为闭环控制方式I下网侧电流ia的FFT分析结果图；
[0056] 图8(a)为闭环控制方式I下输出
三相电流仿真
波形图；
[0057] 图8(b)为闭环控制方式I下输出电流iu的FFT分析结果图；
[0058] 图9(a)为闭环控制方式Ⅱ下网侧电压ua与电流ia仿真结果图；
[0059] 图9(b)为闭环控制方式Ⅱ下网侧电流ia的FFT分析结果图；
[0060] 图10(a)为闭环控制方式Ⅱ下输出三相电流仿真波形图；
[0061] 图10(b)为闭环控制方式Ⅱ下输出电流iu的FFT分析结果图；
[0062] 图11为多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制方法的一个具体实例的
流程图。
[0063] 附图标记：1-多脉波隔离变压器，2-第一3-1MC模块，3-第二3-1MC模块，4-第三3-1MC模块，5-三相阻感负载，6-电压采集器，7-电流采集器，8-线电压合成闭环控制装置，81-第一转换单元，82-第一计算单元，83-第二转换单元，84-谐波提取及PI闭环控制单元，85-第二计算单元，86-第三计算单元。
具体实施方式
[0064] 下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0065] 在本发明的描述中，需要说明的是，本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并非旨在限制本发明。除非上下文明确指出，否则如本文中所使用的单数形式“一”、“一个”和“该”等意图也包括复数形式。使用“包括”和/或“包含”等术语时，是意图说明存在该特征、整数、步骤、操作、元素和/或组件，而不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元素、组件、和/或其他组合的存在或增加。术语“和/或”包括一个或多个相关列出项目的任何和所有组合。术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0066] 尽管示例性实施例被描述为使用多个单元来执行示例性过程，然而可以理解的是，该示例性过程还可以由一个或多个模块来执行。另外，可以理解的是，术语
控制器/控制单元指的是包括
存储器和处理器的硬件设备。存储器被配置成存储模块，处理器被专
门配置成执行上述存储模块中存储的过程，从而执行一个或多个过程。
[0067] 此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
[0068] 实施例1
[0069] 本实施例提供一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制方法，应用于如图1所示的多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制系统，图中Kd为阻尼系数。
[0070] 该方法为改进型电压合成策略，是在实现负载电压或电流闭环控制的基础上，通过简单的计算将负载电流中的谐波量提取出来后，反馈到闭环控制中，改善了直接对输出调制系数控制中由于没有对滤波器谐振抑制造成的输入与负载电流中含有丰富的谐振电流。如图11所示，该方法包括以下步骤：
[0071] S1、将矩阵变换器输入侧电压转换成αβ坐标系的电压uα和uβ；
[0072] S2、根据电压uα和uβ计算获得直流量Udc；
[0073] S3、将矩阵变换器负载电流转换成dq坐标系的电流id；
[0074] S4、提取电流id中的谐波电流并将其反馈到PI闭环控制的前端进行PI闭环控制，获得调节后的调制系数mo；优选地，如图1所示，提取电流id中的谐波电流的方法具体为：将电流id与预设定的电流id*作差运算，获得第一值id*-id，用于滤除基波，主要提取会引起谐*振的谐振点附近的谐波量；将第一值和阻尼系数Kd相乘，获得第二值Kd(id-id)，用于根据实际情况设置权重比例Kd，提高算法
精度，优选地，阻尼系数Kd一般为一个小于1的值；将第二值与电流id作差运算，获得第三值id-Kd(id*-id)，用于将提取的矩阵变换器输入侧的谐波电流反馈到电流id中；将第三值与电流id*作差运算，获得第四值id*-(id-Kd(id*-id))，用于反馈到PI闭环控制的前端。可见，较采用滤波器来提取谐波电流时由于在编程实现时需要对滤波器进行离散化，会造成算法的延时和响应的滞后，该谐波电流的提取方法具有算法简单、响应快的优点。
[0075] S5、根据调制系数mo计算获得矩阵变换器输出侧调制函数ξoi，i＝1,2,3；
[0076] S6、根据矩阵变换器输出侧调制函数ξoi、矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，采用双线电压合成调制，计算获得占空比，用于根据占空比对开关周期进行划分获得单边分布方式下开关周期的各个作用时间段。
[0077] 下面举例说明。
[0078] 假设网侧
三相电压uabc为理想电压，其表达式分别为：
[0079]
[0080] 式中Ui为输入电压的幅值；ωi为输入电压的角频率。
[0081] 输入虚拟整流侧共划分6个大扇区，每个大扇区中进一步划分成2个小扇区(见图2)。若输入虚拟整流侧处于I-2扇区中，此时a相的电压幅值最大且ua>0，b相和c相的电压关系为：ub0，此时的输出电压是由输入线电压uab、uac以及uaa三个线电压合成，在整个开关周期Ts内，如图4所示，第二开关Saw始终导通，其余两个第三开关Sbn、第五开关Scn处于调制状态，则占空比表达式为：
[0082]
[0083] 式中umid和umin分别为三相输入相电压绝对值的中间值和最小值；Udc为直流量。公式(2)适用于所有扇区的各个状态中。
[0084] 由式(2)可得输入矢量处于I-2扇区时，虚拟
母线电压平均值Upn的表达式为：
[0085]
[0086] 假设第一3-1MC模块2的输出侧调制函数表达式为：
[0087]
[0088] 式中mo为调制系数；ωo为输出角频率； 为初始相角。三个3-1MC模块输出侧调制函数ξoi的计算公式为：
[0089]
[0090] 其中，ωo为输出角频率； 为多模块矩阵变换器中的一个模块的初始相角。三个3-1MC模块的初始相角相差120度。
[0091] 多模块矩阵变换器拓扑结构上是三个3-1MC模块2、3、4的连接，以第一3-1MC模块2为例，将输出调制函数ξo1的过零点作为输出扇区划分的依据，输出侧扇区划分见图5所示。
[0092] 由式(3)和式(4)可得第一3-1MC模块2的输出侧电压表达式uo1为：
[0093]
[0094] 由上式可得多模块矩阵变换器系统电压增益的表达式G为：
[0095]
[0096] 式中mo为调制系数，mo≤1； 为变压器
匝比。
[0097] 由式(6)可知，在变压器匝比一定时，输出电压的幅值是由输出调制系数mo来决定的，连续调节调制系数就可以达到对输出电压/电流幅值的控制。由此得到闭环控制方法I：以多模块矩阵变换器负载电流中d轴分量id为控制对象，通过PI闭环控制实现了对控制量mo的调节进而实现输出电流的闭环控制。
[0098] 输入虚拟整流侧划分为12个小扇区，输出虚拟逆变侧划分为2个扇区，多模块矩阵变换器拓扑中任意一个模块均存在24种开关组合状态，若采用双线电压合成调制策略，该调制方法下存在2个有效矢量(其占空比为d1、d2)和1个零矢量(其占空比为d0)，其占空比与作用时间表达式如式7和式8所示：
[0099]
[0100]
[0101] 各矢量的分布采用单边分布方式，即有效矢量分布在零矢量一侧，开关周期时间Ts由三个时间片构成，具体开关矢量序列作用时间分布如图6所示。公式(7)、(8)适用于第二、第三3-1MC模块。
[0102] 以第一3-1MC模块2为例，当输入虚拟整流侧处于I-2扇区，输出虚拟逆变侧处于II扇区，此时不同作用时间下的开关管组合如下表1所示。
[0103] 表1第一3-1MC模块输入I-2扇区-输出II扇区对应的开关管状态
[0104]
[0105] 由式(5)可知，控制输出调制函数中的调制系数mo，理论上可以实现对输出电压或电流幅值的控制。但由于变压器副边侧有等效电感和滤波电容的存在，此时矩阵变换器输入侧存在一个二阶无阻尼滤波环节，若不对该滤波器进行谐振抑制，变压器原边中将会有较明显的谐振电流，容易降低系统的效率，并对
电网产生污染，因此需要在上述闭环控制中增加谐振抑制环节，采用网侧主动阻尼的方式能有效抑制谐振，同时不会降低系统的效率，但所需的传感器数量较多，该方法增加了成本，提高了算法的复杂性。由于多模块矩阵变换器输出电流仍然是由输入电流调制而成的，因此本实施例通过简单的数学运算将输出阻感负载上的高频电流分量反馈到控制算法中用以抑制输入谐振，并将该方法与前述的闭环控制方法(闭环控制方法Ⅰ)相结合(如图1所示)，获得本实施例的改进型线电压合成闭环控制方法，即闭环控制方法II。
[0106] 采用Matlab/Simulink对模型进行仿真，仿真包括闭环控制方式I和闭环控制方式II两种方法的实现与仿真结果的对比，并对网侧与输出电流进行了分析。具体仿真参数如下：三相输入相电压有效值380V/50Hz，变压器副边滤波电容Cfa(Cfb、Cfc)＝13.2μF，变压器匝比No/Ni＝1:2，逆变侧输出频率fo＝70Hz，开关频率fs＝10kHz，负载电阻R1(R2、R3)＝50Ω，负载电感L1(L2、L3)＝7mH。
[0107] 图7(a)、(b)为采用闭环控制方式I的网侧电压与变压器原边网侧电流静态仿真结果，由图7(a)可知，输入电流中含有明显的毛刺，经快速
傅立叶变换(FFT)分析得网侧电流ia的总谐波畸变率(THD)为5.48％，造成该现象的原因是变换器输入侧变压器漏感和滤波电容构成了LC滤波器引起的谐振，而采用滤波电容上线电压合成方法的阻尼抑制效果有限。图8(a)、(b)是输出负载电流仿真波形和FFT分析结果，由于输出电流是由输入电流合成的，因此输入电流中谐振电流将通过双向开关作用到输出侧，由图8(a)、(b)可知，输出电流中含有明显的谐波分量，FFT分析得其THD值为4.64％，且输出电流与网侧电流的主要谐波频率一致。由此可得：采用闭环控制方式I的方法，变换器的网侧电流的谐振不仅降低了输入性能，同时也影响了输出电流的
质量。
[0108] 图9(a)、(b)为采用闭环控制方式II在0.2s处输出负载电流由7.5A切换到5A的网侧电压与变压器原边网侧电流的动态仿真结果，由图9(a)可知，网侧电流中谐振电流被明显抑制，且动态切换过程时间短，由图9(b)的FFT分析得稳态条件下网侧电流的THD值被抑制到了2.28％，即采用本实施例的改进型闭环控制策略阻尼抑制效果明显。图10(a)、(b)为输出负载电流仿真波形和FFT分析结果，输出负载电流切换前后的电流波形均具有较高的质量，网侧电流THD值下降了58.4％，输出电流THD值下降了62.7％，由此可知，原有输出电流中含有的明显谐波分量被抑制，动态切换过程时间短，且无明显振荡。
[0109] 本实施例的改进型多模块矩阵变换器线电压合成闭环控制方法，在对调制系数mo闭环控制基础上，简化输出电流中谐波量的提取方法，并将该方法引入到输出侧闭环控制策略中，不仅实现了输出电流幅值的闭环控制，而且有效抑制了输入LC滤波器引起的网侧电流谐振，网侧与输出侧性能均得到了改善；同时所用的传感器较常规的主动阻尼抑制方法少，降低了控制算法的复杂性和系统的成本，有利于实际场合的应用。
[0110] 实施例2
[0111] 本施例提供一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制装置，对应于实施例1的多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制方法，如图1所示，该装置8包括：
[0112] 第一转换单元81，用于将矩阵变换器输入侧电压转换成αβ坐标系的电压uα和uβ；
[0113] 第一计算单元82，用于根据电压uα和uβ计算获得直流量Udc；
[0114] 第二转换单元83，用于将矩阵变换器负载电流转换成dq坐标系的电流id；
[0115] 谐波提取及PI闭环控制单元84，用于提取电流id中的谐波电流并将其反馈到PI闭环控制的前端进行PI闭环控制，获得调节后的调制系数mo；
[0116] 第二计算单元85，用于根据调制系数mo计算获得矩阵变换器输出侧调制函数ξoi，i＝1,2,3；
[0117] 第三计算单元86，用于根据矩阵变换器输出侧调制函数ξoi、矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，采用双线电压合成调制，计算获得占空比，用于根据占空比对开关周期进行划分获得单边分布方式下开关周期的各个作用时间段。
[0118] 通过在对调制系数mo闭环控制基础上，简化输出电流中谐波量的提取方法，并将该方法引入到输出侧闭环控制策略中，不仅实现了输出电流幅值的闭环控制，而且有效抑制了输入LC滤波器引起的网侧电流谐振，网侧与输出侧性能均得到了改善；同时所用的传感器较常规的主动阻尼抑制方法少，降低了控制算法的复杂性和系统的成本，有利于实际场合的应用。
[0119] 实施例3
[0120] 本施例提供一种多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制系统，如图1、3和4所示，包括：多脉波隔离变压器1、第一3-1MC模块2、第二3-1MC模块3、第三3-1MC模块4、三相阻感负载5、电压采集器6、电流采集器7和多模块矩阵变换器的线电压合成闭环控制装置8。
[0121] 多脉波隔离变压器1的输入端与三相电源连接，第一组输出端与第一3-1MC模块2的输入端连接，第二组输出端与第二3-1MC模块3的输入端连接，第三组输出端与第三3-1MC模块4的输入端连接；第一3-1MC模块2的第一输出端与三相阻感负载5连接，第二输出端分别与第二3-1MC模块3的第二输出端和第三3-1MC模块4的第二输出端连接，用于作为开关矩阵；第二3-1MC模块3的第一输出端与三相阻感负载5连接，用于作为开关矩阵；第三3-1MC模块4的第一输出端与三相阻感负载5连接，用于作为开关矩阵；三相阻感负载5用于作为负载。多模块矩阵变换器结构主要由三个3-1MC模块2、3、4、一个多脉波隔离变压器1和三相阻感负载5三部分组成。如图4所示，3-1MC模块中的六个开关为双向开关，分别采用两个IGBT反向
串联构成，变压器副边等效电感和滤波电容Cfa、Cfb、Cfc构成了LC滤波器用以滤除输入电流中的高频谐波以提高输入性能，3-1MC模块的一个输出
端子与负载相连，另一个输出端子与其它模块的另一个输出端子相连。
[0122] 电压采集器6的输入端分别与第一3-1MC模块2、第二3-1MC模块3和第三3-1MC模块4连接，输出端与线电压合成闭环控制装置8连接，用于采集矩阵变换器输入侧电压并根据输入侧电压计算获得矩阵变换器输入侧三相相电压绝对值的中间值umid和最小值umin、以及直流量Udc，并将其输出给线电压合成闭环控制装置8；本领域的技术人员可知，能够采集和计算获得上述电压的电压采集器均可适用。
[0123] 电流采集器7的输入端分别与第一3-1MC模块2、第二3-1MC模块3和第三3-1MC模块4连接，输出端与线电压合成闭环控制装置8连接，用于采集矩阵变换器负载电流，并将其输出给线电压合成闭环控制装置8；本领域的技术人员可知，能够采集获得上述电流的电流采集器均可适用。
[0124] 优选地，所述第一3-1MC模块2、第二3-1MC模块3和第三3-1MC模块4均包括：第一电容Cfa、第二电容Cfb、第三电容Cfc、第一开关San、第二开关Saw、第三开关Sbn、第四开关Sbw、第五开关Scn和第六开关Scw；
[0125] 第一电容Cfa、第二电容Cfb和第三电容Cfc的一端分别与多脉波隔离变压器1的一组输出端中a相线、b相线和c相线对应连接，另一端互相连接；第一开关San的一端、第三开关Sbn的一端和第五开关Scn的一端互相连接，作为模块的第二输出端；第一开关San的另一端与a相线连接，第三开关Sbn的另一端与b相线连接，第五开关Scn的另一端与c相线连接；第二开关Saw的一端与a相线连接，第四开关Sbw的一端与b相线连接，第六开关Scw的一端与c相线连接；第二开关Saw的另一端、第四开关Sbw的另一端和第六开关Scw的另一端互相连接，作为模块的第一输出端。
[0126] 优选地，所述三相阻感负载5包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3；
[0127] 第一电阻R1的一端与第一3-1MC模块2的第一输出端连接，第一电阻R1的另一端与第一电感L1的一端连接；第二电阻R2的一端与第二3-1MC模块3的第一输出端连接，第二电阻R2的另一端与第二电感L2的一端连接；第三电阻R3的一端与第三3-1MC模块4的第一输出端连接，第三电阻R3的另一端与第三电感L3的一端连接；第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的另一端互相连接。
[0128] 通过在对调制系数mo闭环控制基础上，简化输出电流中谐波量的提取方法，并将该方法引入到输出侧闭环控制策略中，不仅实现了输出电流幅值的闭环控制，而且有效抑制了输入LC滤波器引起的网侧电流谐振，网侧与输出侧性能均得到了改善；同时所用的传感器较常规的主动阻尼抑制方法少，降低了控制算法的复杂性和系统的成本，有利于实际场合的应用。
[0129] 显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。
