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载波频偏估测方法与系统

阅读：1016发布：2021-04-13

专利汇可以提供载波频偏估测方法与系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明提供一种载波频偏估测方法，用以估测接收信号的载波频偏值，包括接收前导信号，包括该前导信号的第一段重复信号与该前导信号的第二段重复信号；对该前导信号的第一段或第二段重复信号进行内插取样程序以求得与第二段或第一段几乎相同的信号；跟据该第一段信号与该第二段信号取得延迟相关值，并根据该延迟相关值估测该载波频偏值。，下面是载波频偏估测方法与系统专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种载波频偏估测方法，用以估测接收信号的载波频偏值，包括：
接收前导信号，包括第一段重复信号与第二段重复信号；
对该第一段重复信号进行内插取样程序以求得第一信号；以及
根据该第一信号与该第二段重复信号取得延迟相关值，并根据该延迟相关值估测该载波频偏值。
2.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，更包括：
根据该第一信号取得第一共轭信号；以及
对该第一共轭信号与该第二段重复信号相乘以取得该延迟相关值。
3.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，更包括取得该延迟相关值的角度值，并根据该延迟相关值求得该载波频偏值。
4.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，更包括：
取得该延迟相关值的角度值；
将该角度值乘上预定值；以及
将该角度值与该预定值的积减去该接收信号的相位旋转值以求得差值，并根据该差值求得该载波频偏值。
5.如权利要求4所述的载波频偏估测方法，其中，该预定值为3。
6.如权利要求4所述的载波频偏估测方法，其中，该相位旋转值包括0、 2π或-2π。
7.如权利要求4所述的载波频偏估测方法，其中，更包括将该差值乘上补偿值。
8.如权利要求4所述的载波频偏估测方法，其中，该补偿值为其中，D为该前导信号中重复的长度，Ts为该接收信号的取样频率。
9.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，其中，该内插取样程序包括：
根据该第一段重复信号中至少两个取样点的数据值以内插法求得多个内插点数据值；以及
根据该第二段重复信号的多个取样点数据值的位置，自该第一段重复信号中的该等取样点的数据值以及该等内插点数据值中选择对应的值以产生该第一信号。
10.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，其中，该内插取样程序包括：
根据该第一段重复信号中第一取样点的数据值与第二取样点的数据值以内插法求得第一内插点数据值与第二内插点数据值；以及
根据该第二段重复信号的多个取样点数据值的位置，自该第一取样点的数据值、该第二取样点的数据值、该第一内插点数据值以及该第二内插点数据值中选择对应的值以产生该第一信号。
11.如权利要求10所述的载波频偏估测方法，其中，该第一内插点数据值以及该第二内插点数据值为位于该第一取样点与该第二取样点间的三等分点的数据值。
12.如权利要求1所述的载波频偏估测方法，其中，更包括根据多个延迟相关值以求得平均延迟相关值，并根据该平均延迟相关值求得该载波频偏值。
13.一种载波频偏估测系统，用以估测接收信号的载波频偏值，该接收信号包括第一段重复信号与第二段重复信号，包括：
共轭信号产生单元，包括内插滤波器与运算单元，接收该第一段重复信号，并通过该内插滤波器与该运算单元以产生对应于该第二段重复信号的第一共轭信号；
第一乘法器，计算该第二段重复信号与该第一共轭信号的第一乘积值；以及
载波频偏估测器，根据该乘积值估测该载波频偏值。
14.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中，更包括算数平均数单元，接收多个该第一乘积值|并求得延迟相关值，且该载波频偏值为根据该延迟相关值所求得。
15.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中，该载波频偏估测器更包括相位计算单元，根据该乘积值取得相位值。
16.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中，该载波频偏估测器更包括：
相位计算单元，根据该乘积值取得相位值；
第二乘法器，求得该相位值与预定值的第二乘积值；以及
减法器，接收该第二乘积值并减去该接收信号的相位旋转值以求得差值，并根据该差值求得该载波频偏值。
17.如权利要求16所述的载波频偏估测系统，其中，该相位旋转值包括 0、2π或-2π。
18.如权利要求16所述的载波频偏估测系统，其中，更包括将该差值乘上补偿值。
19.如权利要求16所述的载波频偏估测系统，其中，该补偿值为其中，D为该前导信号中重复的长度，Ts为该接收信号的取样频率。
20.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中，该内插滤波器执行内插取样程序，该内插取样程序包括：
将该第一前导信号中第一取样点的数据值与第二取样点的数据值以内插法求得第一内插点数据值与第二内插点数据值；以及
根据该第二前导信号的多个取样点数据值的位置，自该第一取样点的数据值、该第二取样点的数据值、该第一内插点数据值以及该第二内插点数据值中选择对应的值以产生该第一信号。
21.如权利要求20所述的载波频偏估测系统，其中，该第一内插点数据值以及该第二内插点数据值为位于该第一取样点与该第二取样点间的三等分点的数据值。
22.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中，该内插滤波器执行内插取样程序，该内插取样程序包括：
根据该第一段重复信号中至少两个取样点的数据值以内插法求得多个内插点数据值；以及
根据该第二段重复信号的多个取样点数据值的位置，自该第一段重复信号中的该等取样点的数据值以及该等内插点数据值中选择对应的值以产生该第一信号。
23.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中：
该内插滤波器，接收该第一段重复信号并产生对应该第二段重复信号的第一信号；以及
该运算单元，接收该第一信号并求得该第一共轭信号，其中，该第一共轭信号为该第一信号的共轭信号。
24.如权利要求13所述的载波频偏估测系统，其中：
该运算单元，接收该第一段重复信号并产生共轭信号；以及
该内插滤波器，接收该共轭信号用以产生该第一共轭信号。

说明书全文

技术领域

本发明涉及一种载波频偏估测方法，特别是涉及一种利用内插法求得两段具有几乎重复特性的信号，再根据这两段信号所求的延迟相关值进行载波频偏估测的方法。

背景技术

传统在时间轴上补偿载波频偏的算法利用延迟相关的方法来估计此频偏的大小，这种方法有个最基本的要求，就是传送的前导信号中必须至少有两段是相同的信号，可能是两个或多个相同的OFDM symbol或者是一个OFDM symbol中由两段或更多段相同信号组成。有了重复的特性，就可以利用延迟相关的方法来估算载波频偏，其基本想法可用下列数学式子来说明：

z = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} r_{n + D}^{*}

= Σ_{n = 0}^{N - 1} s_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(s_{n + D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + D) T_{s}})}^{*}

= e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} {| s_{n} |}^{2}

其中，z：延迟相关函数，表示累积N次相同信号位置的取样点乘积。
rn：收到的信号在第n点的取样值。
rn+D：收到的信号在第n+D点的取样值。
sn：传送的信号在第n点的取样值。
sn+D：传送的信号在第n+D点的取样值。
fΔ：载波频率偏移。
Ts：取样周期。
D：表示延迟的长度(在没有噪声与频偏下，隔了D点的取样值会是一样的)。
*：表示取共轭复数。
由此相关函数可以发现该函数的相位里面就包含我们所要的载波频偏，只要取出此相关函数的相位，并做适当的normalized即可得到频偏大小.运算如下：

{\hat{f}}_{Δ} = - \frac{1}{2 πD T_{s}} ∠ z

在802.16e的规格里面，前导信号(preamble)在连续时间域上有3段重复的特性，因此延迟相关的技术就可以被采用。但不同的是，这三段重复的信号在经取样后取得的值并不具有如连续时间域上具有完美的重复特性。换句话说重复信号的相对应位置点上的信号值会有一个相位差，这导致了延迟相关的结果会多出一个非理想的相位(undesired phase term)，该相位会因为不同的sector的前导信号而有所不同。请参考图1a与图1b。图1a与图 1b表示一个从振幅响应来看具有三段重复特性的信号，以不同的取样速率所得到的离散时间域的数据值的示意图。在图1a中，若我们将这模拟信号等间距的取9点信号下来，则可以观察到取出来的9点信号中每段重复信号的相对应位置的取样值是一样的。但在图1b中，若改取10点信号下来，则可以发现在每个重复信号里面的相对应位置的信号值几乎不太一样。在802.16e 标准中的前导信号，由于我们采用的FFT size是1024，512以及128点，这三个值都不是3的整数倍，会造成如图1b中，三段重复信号里面的取样点并非完全相同。使得在进行延迟相关的运算时会有非理想的相位出现。就数学上的式子来观察也可以得到如前述的结果：对于完美重复特性的信号进行延迟相关的操作得出来的表示式如下：

z = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} {r_{n + D}}^{*}

= Σ_{n = 0}^{N - 1} a_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(a_{n + D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + D) T_{s}})}^{*} - - - (1)

= e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} {| a_{n} |}^{2}

而采用非完美重复特性的信号所做出来的延迟相关结果如下所示：

z = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} {r_{n + D}}^{*}

= Σ_{n = 0}^{N - 1} a_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(a_{n + D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + D) T_{s}})}^{*}

= e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} | a_{n} | e^{j θ_{n}} | a_{n + D} | e^{- j θ_{n + D}} - - - (2)

= e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} | a_{n} | \cdot | a_{n + D} | e^{j (θ_{n} - θ_{n + D})}

= e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} | A_{n} | e^{jΘ}

从表示式(1)与(2)就可以发现，不完美重复特性的信号会有Θn相位出现，因此必须先将这个值消除后才能将求得更正确的频率偏移值。

发明内容

本发明的目的是将原本前导信号的非完美重复片段通过一个简单的内插滤波器，重建出重复片段信号，再应用延迟相关(delay correlation)的运算就可以得到相当准确的频偏估计。
本发明提供一种载波频偏估测方法，用以估测接收信号的载波频偏值，包括接收前导信号，该前导信号包括第一段重复信号与第二段重复信号；对该第一段重复信号进行内插取样程序以求得第一信号；根据该第一信号与该第二段重复信号取得延迟相关值，并根据该延迟相关值估测该载波频偏值。
在另一实施例中，该载波频偏估测方法更包括取得该延迟相关值的角度值；将该角度值乘上预定值；将该角度值与该预定值的积减去该接收信号的相位旋转值以求得差值，并根据该差值求得该载波频偏值。
本发明更提供一种载波频偏估测系统，用以估测接收信号的载波频偏值，该接收信号包括第一段重复信号与第二段重复信号，该系统包括共轭信号产生单元、第一乘法器以及载波频偏估测器。该共轭信号产生单元，包括内插滤波器与运算单元，接收该第一段重复信号，并通过该内插滤波器与该运算单元以产生对应于该第二段重复信号的第一共轭信号。该第一乘法器，计算该第二段重复信号与该第一共轭信号的第一乘积值。该载波频偏估测器，根据该乘积值并累积一段时间后估测该载波频偏值。
在一实施例中，该载波频偏估测器更包括相位计算单元、第二乘法器以及减法器。该相位计算单元根据该乘积值取得相位值。该第二乘法器，求得该相位值与预定值的第二乘积值。该减法器，接收该第二乘积值并减去该接收信号的相位旋转值以求得差值，并根据该差值求得该载波频偏值。
附图说明
图1a与图1b表示一个从振幅响应来看具有三段重复特性的信号，以不同的取样速率所得到的离散时间域的数据值的示意图。
图2为可消除载波频偏估测时所产生的非理想相位的一种载波频偏估测系统的功能方块图。
图3为可消除载波频偏估测时所产生的非理想相位的另一种载波频偏估测系统的功能方块图。
图4为根据本发明的另一种载波频偏估测系统的功能方块图。
图5为输入信号r(n)经过图4中内插滤波器48的一实施例处理后所取得的数据值的示意图。
图6为根据本发明的另一种载波频偏估测系统的功能方块图。
图7为输入信号r(n)经过图5中内插滤波器68的一实施例处理后所取得的数据值的示意图。
附图符号说明
21、41、61-延迟单元
22、42、62-运算单元
23、43、63-算数平均单元
26、46、66-相位计算单元
28、47、67-相位消除单元
48、68-内插滤波器
24、27、29、44a、44b、44c、39a、39b、39c、64a、64b、64c-乘法器
31-第一延迟单元
32-第二延迟单元
33a-第一运算单元
33b-第二运算单元
35a-第一算数平均单元
35b-第二算数平均单元
37a-第一相位计算单元
37b-第二相位计算单元
D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D41、D42、D51、D52、D61、D62、D71、 D72、D11、D12、D21、D22、D31、D32-数据值。

具体实施方式

图2为可消除载波频偏估测时所产生的非理想相位的一种载波频偏估测系统的功能方块图。延迟单元21接收输入信号r(n)，并延迟D个取样点，其中D表示接收信号中重复出现的信号所占的长度。换言之，延迟单元21为一个存储装置(移位寄存器一shift register或内存memory)，输入信号会从 r(n)一直累积到r(n+D-1)的值，当第r(n+D)的值进入该延迟单元后，第r(n) 的值就会输出来。运算单元22接收延迟单元21输出的信号，并求得该信号的共轭复数。乘法器24将信号r(n+D)与运算单元22输出的信号r(n)相乘以得到信号x(n)。举例来说，若rn表示输入信号r(n)在第n点的取样值，则 rn+D则表示延迟D个取样点后的输入取样值，亦即为输入信号r(n)在第n+D 点的取样值。则信号x(n)在第n点的数据值xn即可表示如下：
xn＝rnr*n+D
算数平均单元23接收多个信号x(n)的数据值，并根据所求得算数平均数，产生延迟相关值(delay correlation value)z。载波频偏估测器25则根据延迟相关值z估测载波频偏值在本实施例中，载波频偏估测器25更包括相位计算单元26、乘法器27与29，以及相位消除单元28。相位计算单元26接收并求得延迟相关值z的相位角∠z。在本发明的一实施例802.16e 系统，由于802.16e前导信号刚好有个特性，即三个sector的前导信号其延迟相关出来的相位里面的非理想相位分别落在0度、及+/-120度附近，所以在CFO estimate里面只需要乘上3就可以大致将此非理想相位消除。因此乘法器27将延迟相关值z的相位角∠z乘3，并在相位消除单元28拿掉±2π项。乘法器29则将相位消除单元28的输出信号乘上补偿值以求得载波频偏值其中D为输入信号中重复的长度，Ts为输入信号的取样频率。
延迟相关值z可由下列方式求得：

z = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} r_{n + D}^{*} = Σ_{n = 0}^{N - 1} s_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(s_{n + D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + D) T_{s}})}^{*}

= C \cdot e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} e^{jΦ}

在802.16e标准中，位于不同的sector的前导信号其Ф会不同，分别是 0度+/-120度，所以延迟相关值z的相位角∠z＝-2πfΔDTs+Ф可写成下列三个式子：
∠z1＝-2πfΔDTs
∠z2＝-2πfΔDTs+120
∠z3＝-2πfΔDTs-120
将上述三个式子分别乘上3后再相加，便可消除+/-360度的项。其中运算单元22也可放在延迟单元的前面或后面，但补偿值须调整为
图3为可消除载波频偏估测时所产生的非理想相位的另一种载波频偏估测系统的功能方块图。在图3中的载波频偏估测系统，将前导信号中的三段重复信号都列入考虑，除计算第一段与第二段的第一延迟相关值，同时也计算第一段与第三段的第二延迟相关值，其表示式如下：

z_{12} = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} r_{n + D}^{*} = Σ_{n = 0}^{N - 1} s_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(s_{n + D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + D) T_{s}})}^{*}

= C_{1} \cdot e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} e^{jΦ}

z_{13} = Σ_{n = 0}^{N - 1} r_{n} r_{n + 2 D}^{*} = Σ_{n = 0}^{N - 1} s_{n} e^{j 2 π f_{Δ} n T_{s}} {(s_{n + 2 D} e^{j 2 π f_{Δ} (n + 2 D) T_{s}})}^{*}

= e^{- j 2 π f_{Δ} 2 D T_{s}} Σ_{n = 0}^{N - 1} | s_{n} | | s_{n + 2 D} | e^{j θ_{n}}

= C_{2} \cdot e^{- j 2 π f_{Δ} 2 D T_{s}} e^{jΘ}

z12表示第一延迟相关值，z13表示第二延迟相关值。在表示式中，Ф与Θ分别表示第一延迟相关值与第二延迟相关值中因前导信号的三段重复信号的不完美重复特性(|sn|≠|sn+D|≠|sn+2D|)，所造成的相位偏移。且根据实验发现这两个角度(Ф与Θ)刚好是互成反相，换句话说，Ф＝-Θ。因此只要将这两种延迟相关的相位取出后相加就可以得到载波频偏值。其数学表示式如下：

z = z_{12} \times z_{13} = C_{1} \times C_{2} \times e^{- j 6 π f_{Δ} D T_{s}} e^{j (Φ + Θ)}

= C_{1} \times C_{2} \times e^{- j 6 π f_{Δ} D T_{s}}

接着取出z的相位，并根据z的相位求得到载波频偏值如下所示：

{\hat{f}}_{Δ} = - \frac{1}{6 πD T_{s}} ∠ z

第一延迟单元31接收输入信号r(n)，并延迟D个取样点，其中，D表示接收信号中重复出现的信号所占的长度。换言之，第一延迟单元31为用以延迟三段重复的信号中的第一段重复信号。第一运算单元33a接收第一延迟单元31输出的信号，并求得该信号的共轭复数。乘法器39a将信号r(n+D)与第一运算单元33a输出的信号r(n)相乘以得到信号x12(n)。第一算数平均单元35a接收多个信号x12(n)的数据值，并根据所求得算数平均数，产生延迟相关值z12。第一相位计算单元37a接收并求得延迟相关值z的相位角∠z12。第二延迟单元32接收输入信号r(n)，并延迟2D个取样点，其中D表示接收信号中重复出现的信号所占的长度。换言之，延迟单元32为用以延迟三段重复的信号中的第一、二段重复信号。第二运算单元33b接收第二延迟单元32 输出的信号，并求得该信号的共轭复数。乘法器39b将信号r(n+2D)与第二运算单元33b输出的信号r(n)相乘以得到信号x13(n)。第二算数平均单元35b 接收多个信号x13(n)的数据值，并根据所求得算数平均数，产生延迟相关值 z13。第二相位计算单元37b接收并求得延迟相关值z的相位角∠z13。加法器 38将相位角∠z12与∠z13相加以求得相位角∠z。在本发明的另一实施例中，可先通过乘法器将第一延迟相关值与第二延迟相关值相乘，在通过相位计算单元，如第一相位计算单元37a或第二相位计算单元37b，求得载波偏移值的相位角∠z。乘法器39c则将载波偏移值的相位角∠z乘上补偿值以求得载波频偏值其中，第一运算单元33a也可放在第一延迟单元31的前面或后面，第二运算单元33b也可放在第一延迟单元32的前面或后面，但补偿值须调整为
图4为根据本发明的另一种载波频偏估测系统的功能方块图。延迟单元 41接收输入信号r(n)，并延迟D个取样点，其中，D表示接收信号中重复出现的信号所占的长度。换言之，延迟单元41为用以延迟三段重复的信号中的第一段重复信号。内插滤波器48是针对第一段重复信号做动作，并以内插法的方式求得以三倍取样频率所求得的过度取样信号。
为更清楚说明内插滤波器48的运作方式，请参考图5。图5为输入信号 r(n)经过图4中内插滤波器48的一实施例处理后所取得的数据值的示意图。因为要取得与第二段重复信号【D5，D6，D7】有更完美重复特征的第一信号，我们在数据值D1至D4之间，以内插法的方式求得每个三等分点上的数据值，即D11、D12、D21、D22等等。接着内插滤波器48会根据第二段重复信号【D5，D6， D7，】的取样点位置，自该等数据值中选择对应的数据值，以得到第一信号。在本实施例中，第一信号由数据值D12、D22、D32所组成。
另外，滤波器的位置除了可以设计在图4所展示的位置，也可以将这个装置放在延迟单元41之前，或放在另一路，如图6所示68的地方，(有多种组合，延迟单元与运算单元可在同一或不同路，滤波器又可在延迟单元或运算单元的前或后)图7是针对第二段重复信号做内插取样，说明内插滤波器 68的运作方式，请参考图7。图7为输入信号r(n)经过图6中内插滤波器68 的一实施例处理后所取得的数据值的示意图。因为要取得与第一段重复信号【D1，D2，D3，D4】有更完美重复特征的第一信号，我们在数据值D4至D8之间，以内插法的方式求得每个三等分点上的数据值，即D41、D42、D51、D52、D61、D62 等等。接着内插滤波器68会根据第一段重复信号【D1，D2，D3，D4】的取样点位置，自该等数据值中选择对应的数据值，以得到第一信号。在本实施例中，第一信号由数据值D41、D51、D61以及D71所组成。
运算单元42接收内插滤波器48输出的第一信号，并求得第一共轭信号，该第一共轭信号由该第一信号中数据值的共轭复数值所组成。乘法器44a将信号r(n+D)与运算单元42输出的信号相乘以得到信号x(n)。算数平均单元43接收多个信号x(n)的数据值，并根据所求得算数平均数，并根据该算数平均数产生延迟相关值z。载波频偏估测器45则根据延迟相关值z估测载波频偏值在本实施例中，载波频偏估测器45更包括相位计算单元46、乘法器44b与44c，以及相位消除单元47。相位计算单元46接收并求得延迟相关值z的相位角∠z。由于802.16e前导信号刚好有个特性，即三个sector 的前导信号其延迟相关出来的相位里面的非理想相位分别落在0度、及 +/-120度附近，所以在CFO estimate里面只需要乘上3就可以大致将此非理想相位消除。因此，乘法器44b将延迟相关值z的相位角∠z乘3，并在相位消除单元47消去±2π。乘法器44c则将相位消除单元47的输出信号乘上补偿值以求得载波频偏值其中，D为输入信号中重复的长度，Ts 为输入信号的取样频率。
虽然本发明已以具体实施例揭露如上，然其仅为了易于说明本发明的技术内容，而并非将本发明狭义地限定于该实施例，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的申请专利范围所界定者为准。

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