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具有优化能耗的填充物位测量装置

阅读：1021发布：2020-06-19

专利汇可以提供具有优化能耗的填充物位测量装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明涉及一种包括控制电路的FMCW填充物位雷达装置，所述控制电路用于在测量阶段期间将收发器电路的一个部件临时转变成功耗降低的状态，从而导致测量中断。这导致填充物位雷达装置的总功耗降低，使得能量可以累积在装置中，之后继续测量阶段。，下面是具有优化能耗的填充物位测量装置专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种填充物位雷达装置，包括：
信号源装置(31)，其被构造成以部分恒定的频率产生阶跃式电磁发射信号(30’)，其中各个频率在限定的频带内分布；
收发器电路(5)，其被构造成在测量阶段期间朝向填充物质表面发射发射信号，接收由所述填充物质表面反射的发射信号，并且被构造成将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行混频以产生中频信号(39,39’,45)，由此可以测定填充物位；
控制电路(16)，其被构造成在测量阶段期间将所述收发器电路的一个部件(37,38,40,
46)临时转变成功耗降低的状态，从而导致测量中断。
2.根据权利要求1所述的填充物位雷达装置，
其中所述收发器电路(5)被构造成将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行外差混频。
3.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中所述的在测量阶段期间临时转变成功耗降低的状态的部件是发射放大器、中频放大器(37)、正交调制器(46)、接收混频器(40)或模拟-数字转换器(38)。
4.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中通过切断所述部件(37,38,40,46)的供应电压来实现所述功耗降低的状态。
5.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中通过将所述部件转变成闲置状态来实现所述功耗降低的状态。
6.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中所述控制电路(16)被构造成在所述收发器电路的所述部件(37,38,40,46)临时转变成所述功耗降低的状态之前，测定填充物位测量装置中的能量或功率的当前可用量，并且如果能量的可用量或可用功率下降到第一预定阈值以下，则触发所述临时转变。
7.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中所述控制电路(16)被构造成如果能量的可用量或可用功率超过第二预定阈值，则将所述部件(37,38,46)转变回到操作状态。
8.根据前述权利要求中任一项所述的填充物位雷达装置，
其中所述控制电路(16)被构造成在将所述收发器电路(5)调谐到新的频率值的阶段期间触发所述收发器电路的所述部件(37,38,40,46)到所述功耗降低的状态的临时转变。
9.一种用于填充物位测定的方法，包括以下步骤：
以部分恒定的频率产生阶跃式电磁发射信号(30’)，其中各个频率在限定的频带内分布；
在测量阶段期间朝向填充物质表面发射发射信号；
接收由所述填充物质表面反射的发射信号；
将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行混频以产生中频信号(39,39’,45)，由此可以测定填充物位。
在测量阶段期间，将收发器电路的一个部件(37,38,40,46)临时转变成功耗降低的状态，从而导致测量中断。
10.一种程序元件，当在填充物位雷达装置的处理器(16)上执行时，所述程序元件提示所述填充物位雷达装置执行根据权利要求9所述的步骤。
11.一种其上存储有根据权利要求10所述的程序元件的计算机可读介质。

说明书全文

具有优化能耗的填充物位测量装置

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 本申请要求于2017年6月21日的申请日提交的欧洲专利申请No.17 177 111.6和于2017年6月21日的申请日提交的No.17 177 147.0的权益，其公开内容在此通过引用并入本文，以及于2017年6月21日提交的德国专利申请No.10 2017 210 383.3、于2017年6月21日提交的No.10 2017 210 381.7、于2017年6月21日提交的No.10 2017 210 382.5和于2017 年6月21日提交的No.10 2017 210 402.3的权益，其公开内容在此通过引用并入本文。

技术领域

[0003] 本发明涉及填充物位测量。本发明特别涉及填充物位雷达装置、用于填充物位测定的方法、程序元件和计算机可读介质。

背景技术

[0004] 可以以各种方式测定填充物质的填充物位。填充物位测量装置是已知的，其根据由测量装置发射并且在被填充物质反射后重新接收的电磁波的延迟时间来测定填充物位。波的延迟时间允许确定测量装置和填充物质之间的距离，并且根据所述距离，又可以确定装配有测量装置的容器的填充状态或填充物位。

[0005] 电磁波可以是高频波或微波。所述波可以由测量装置朝向填充物质自由地发射，或者可选择地，它们可以通过波导来回引导。

[0006] 当使用雷达填充物位传感器(在下文中也称为填充物位雷达装置)时，常见的情况是，用于向传感器供电的能量或功率受到外部环境的限制。如果传感器由具有有限容量的能量存储装置(例如，电池或蓄电池)供电，则有限的能量是可用的。还很常见的情况是，雷达填充物位传感器作为所谓的双线传感器进行操作。这意味着测量装置既由称为双线线路的一对导线供给能量，也经由所述一对导线将测量值发送到外部装置。在这种情况下，例如，经由在线路中流动的电流来发送测量值，4mA和20mA之间的电流是非常普通的标准。在这方面，专家通常也会使用术语“4...20mA双线线路”。这导致可用功率通常受到非常严格的限制，例如，在最坏的情况下，被限制为可能显著低于100mW的值。

[0007] 因此，重要的是，不仅以使其能够在这些条件下进行测量的能量有效的方式构造传感器，而且还优化测量装置，使得可以尽可能有效地利用可用能量。例如，这可以引起测量速率的增加。

发明内容

[0008] 本发明的一个目的是提供一种以节能操作为特征的填充物位雷达装置。

[0009] 该目的通过独立权利要求的特征来实现。在从属权利要求和实施方案的以下说明中阐述了本发明的改进。

[0010] 本发明的第一方面涉及一种包括信号源装置或电路、收发器电路和控制电路的填充物位雷达装置。所述信号源装置用于以部分恒定的频率产生阶跃式电磁发射信号，其中阶跃式发射信号的各个频率在限定的频带内分布。例如，这种分布是等距的，因此各个阶跃之间的跳频总是相同的。所述收发器电路用于在所述填充物位雷达装置的测量阶段期间朝向填充物质表面发射发射信号，接收由所述填充物质表面反射的发射信号，并将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行混频以产生中频信号，由此可以测定填充物位。在测量阶段期间，所述控制电路用于将所述收发器电路的一个部件临时转变成功耗降低的状态，从而导致测量中断。

[0011] 测量阶段或测量周期可以在信号源开始产生阶跃式电磁发射信号并且收发器电路开始将发射信号朝向填充物质发射的时间开始。当已经获取了填充物位测定所需的全部数据时，即，当该装置准备好测定填充物位时，测量阶段可以停止。测量阶段的中断不仅可以发生在PLL达到其锁定状态之前，而且还发生在阶跃式发射信号的发射期间，由此中断发射。

[0012] 以这种方式，在测量阶段期间可以临时降低填充物位雷达装置的功耗，这使得雷达装置能够累积能量，以便一旦累积了足够的新能量就在测量阶段中继续测量。

[0013] 例如，所述收发器电路可以被构造成将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行外差混频。外差意味着提供两种不同的信号源装置，这使得来自不同信号源装置的信号能够用于产生中频信号。相反，所谓的零差涉及对来自相同信号源或信号源装置的两个信号进行混频。这涉及例如由信号源装置直接供给到混频器的发射信号和作为由填充物质反射的发射信号的接收信号。

[0014] 根据本发明的另一个实施方案，所述收发器电路被构造成将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行零差混频。

[0015] 根据本发明的另一个实施方案，所述的在测量阶段期间临时转变成功耗降低的状态的部件是发射放大器、中频放大器、正交调制器、接收混频器、模拟-数字转换器或发射分支的元件，例如，发射信号放大器。如果提供锁相环，则锁相环可以在任何情况下继续运行，原因是其使用相对较少的能量。

[0016] 上述测量阶段是产生和发出阶跃式发射信号的时间段。因此，测量阶段的持续时间基本上对应于频率扫描的持续时间。

[0017] 在这个时候应该注意的是，其不仅是可以临时转换成功耗降低的状态的一个部件；相反，这可以是多个部件或甚至整个收发器电路。

[0018] 例如，所述功耗降低的状态是闲置状态或待机模式。另外，可以通过切断所讨论的部件的供应电压来实现所述功耗降低的状态。

[0019] 根据本发明的另一个实施方案，所述控制电路被构造成在所述收发器电路的所述部件临时转变成所述功耗降低的状态之前，测定填充物位测量装置中的能量的当前可用量和/或测定其内的当前可用功率，并且只有能量的可用量或可用功率下降或已经下降到预定阈值以下时才触发所述临时转变。

[0020] 此外，所述控制电路可以被构造成如果能量的可用量和/或可用功率超过或已经超过第二预定阈值，则将所述部件转变回到操作状态。

[0021] 在最简单的情况下，两个阈值是相同的。然而，第二阈值可以高于第一阈值，并且换句话说，仅当已经累积了非常大量的能量时才继续测量。

[0022] 根据本发明的另一个实施方案，所述控制电路被构造成在将所述收发器电路调谐到新的频率值的阶段期间触发所述收发器电路的所述部件到所述功耗降低的状态的临时转变。这可以是关于下降到阈值以下的上述措施的补充，并且有助于节省额外的能量。

[0023] 本发明的另一方面涉及一种用于填充物位测定的方法，其中以部分恒定的频率产生阶跃式电磁发射信号，其中各个频率在限定的频带内分布。在测量阶段期间朝向填充物质表面发射发射信号，在那里被反射并随后由测量装置重新接收。然后，将所接收的被反射的发射信号与第二信号进行混频以产生中频信号，由此可以测定填充物位。在测量阶段期间，将收发器电路的一个部件临时转变成功耗降低的状态，从而导致测量中断。可以存在如下的情况：在这种具有降低的功耗的临时状态期间未发射测量信号，这也节省了能量。

[0024] 上述和下文所述的关于填充物位测量装置的特征可以在该方法中以方法步骤的方式实现，并且下文所述的方法步骤可以在测量装置中实现。

[0025] 本发明的另一方面涉及一种程序元件，当在填充物位雷达装置的处理器上执行时，所述程序元件提示所述填充物位雷达装置执行上述和下文所述的步骤。

[0026] 本发明的另一方面涉及一种其上存储有上述程序元件的计算机可读介质。

[0027] 下面参照附图对本发明的实施方案进行说明。在附图的以下说明中，相似的附图标记表示相同或类似的元件。附图中的视图是示意性的，并且未按比例绘制。

附图说明

[0028] 图1示出了填充物位雷达装置的基本结构。

[0029] 图2是收发器电路的框图。

[0030] 图3示出了发射信号的两个例子和中频信号的两个例子。

[0031] 图4是另一个收发器电路的框图。

[0032] 图5是根据本发明一个实施方案的填充物位测量装置的框图。

[0033] 图6示出了信号曲线的例子。

[0034] 图7示出了信号曲线的另一个例子。

[0035] 图8是根据本发明一个实施方案的方法的流程图。

具体实施方式

[0036] 图1示出了雷达填充物位传感器的基本结构。在这种情况下，这就是所谓的双线雷达传感器，其既由双线回路1供给能量，也将测量值发送到外部。在本框图中，所述传感器最初被划分为四个基本块：双线接口2、电源单元3、控制和测量值处理电路4以及收发器电路5。

[0037] 双线接口2包括用于滤除干扰信号的EMC滤波器电路6、用于测定当前在电流回路中流动的电流的电流感测电路7、电流调节电路8和分流电路9。电流调节电路8将由电流检测电路7当前记录的调节的实际值10与由控制和测量值处理电路4提供的目标值11进行比较，并且例如借助于串联连接的晶体管来调节回路电流，使得目标值和实际值匹配。在电流调节电路8的输出端13处流动的电流向电源单元3供电，所述电流被分成用于能量存储装置14的充电电流和用于DC-DC转换器15的操作电流。如果能量存储装置14被完全充电，并且DC-DC转换器15瞬间需要的功率比传感器的双线回路所提供的功率更少，则剩余电流通过分流电路9回流到源极(未示出)。

[0038] 控制和测量值处理电路4控制传感器内的测量序列、根据来自收发器电路5的传感器信号确定容器的填充物位形式的测量值，并将测量值传送到外部。为此，所述电路包括控制器电路16(其在上文和下文中称为控制器、处理器或控制电路)以及通信和接口电路17。控制器电路16例如由具有相应的外围设备的微控制器构成。通信和接口电路17将以模拟或数字形式作为目标值11待输出的测量值递送到电流调节电路8，并且还可以包括各种其他通道18,19，以便与人或其他装置通信。这可以以有线方式18也可以通过无线电19发生。

[0039] 收发器电路5包括发射和接收雷达传感器的高频电磁波所需的全部微波电路。所述电路还包括电路部件，以便将接收信号处理和转换成所述信号以数字形式可用于控制器电路16的信号处理的程度。控制器电路16本身通过反复启动、控制和分析各个测量周期来控制收发器电路5，并通过更新测量值来完成。

[0040] 雷达传感器的控制和测量值处理电路4以及收发器电路5的所有部件由DC-DC转换器15的调节输出电压20,21,22供电。

[0041] 图2和图4是收发器电路5的框图，其可选择地可以用于本文所述的雷达填充物位传感器(填充物位雷达装置)中。所述电路包括部分相同或相似的部件，因此用相同的附图标记表示。

[0042] 用于测量发射和接收之间的电磁波的延迟时间的各种测量方法是已知的。原则上，可以区分测量非常短的发射脉冲(通常称为脉冲雷达)的延迟时间的方法和基于连续发射信号的调制的测量原理。称为CW(连续波)雷达的这些方法涉及在整个测量过程中的恒定发射，由此与脉冲方法相比，测量周期内的发射持续时间在数量级上通常长于信号的延迟时间。

[0043] 通过调制发射波和接收波，可以在该过程中间接地测定延迟时间。在FMCW方法(FMCW：频率调制连续波)中，为此目的使用线性或阶跃式线性频率调制。图2是示出了FMCW雷达传感器的收发器电路5的基本结构的高度简化的框图。

[0044] 合成器31用于产生发射信号30，并且为此包括例如VCO(压控振荡器)。通过包括在合成器31中的用于控制发射频率的电路，例如，PLL电路(PLL：锁相环)，以线性或阶跃式线性方式对发射信号进行频率调制。所述发射信号30经由循环器32到达天线33，并且通过所述天线朝向反射器34发射。在反射之后返回到天线33的接收信号经由循环器32到达混频器35。所述混频器将接收信号与一部分发射信号进行混频，产生所谓的差拍信号39。在滤波器
36中的低通滤波和放大器37中的适当放大之后，所述差拍信号由模拟-数字转换器38数字化并且此后对其进行进一步数字处理。在这种情况下，混频发射信号和接收信号被称为零差接收器原理。反射器34距测量装置的距离直接影响差拍信号39的频率，由于这个原因，所以相反地，测量距离可以从所测量的拍频直接推导出。多个反射器产生具有由与各种测量距离相关联的各个频率组成的频率混频的差拍信号39。因此，通常使用傅立叶变换(例如，快速傅里叶变换(FFT))对数字化差拍信号进行频谱分析，以便分离各个频率分量或反射分量，并且任选地根据其频率精确地限定所述部分，从而限定潜在的测量距离。图3示出了在时间-频率图中具有线性频率调制的发射信号30的一部分，并且作为示例在下面的时间-电压图中直接示出了发生在限定的反射器距离处的相关模拟差拍信号39。

[0045] FMCW方法的变型是将发射信号的线性频率调制变形为阶跃式线性频率调制，如图3中作为可选的30’所示。在这种情况下，发射信号30’在一定时间段内保持特定的频率，然后以相等的阶跃跳到下一个频率。考虑到根据图2的框图的零差混频(这也适用于此处)，针对各频率阶跃，在混频器输出处出现DC电压，该电压源自发射信号和接收信号的相互相移。
由各阶跃产生的DC电压连续产生与前述FMCW方法的差拍信号39相对应的信号曲线39’。这也作为一部分在图3中示出。从图中可以清楚看出，先前的连续差拍信号39被转换成阶跃式模拟信号39’。在对所述阶跃式信号39’进行后续模拟-数字转换的情况下，每个阶跃准确地转换一个样本值是自然有利的，这意味着阶跃式线性频率调制的数字化差拍信号基本上不同于标准FMCW方法的数字化差拍信号。因此，从傅立叶变换开始的进一步数字信号处理在两种方法中都是相同的。

[0046] 尽管基于上述用于测量电磁波延迟时间的方法的填充物位测量装置已经很成熟并且节能，但是仍然可以有所改进。这可能与有限的可用能量的改进利用有关。

[0047] 图4示出了作为上述FMCW方法的替代方案的测量方法的框图。这与图2所示的收发器电路5的不同之处尤其在于外差电路设计，该设计提供接收信号与具有可变频率的本机振荡器信号的接收混频，从而在混频器输出处产生中频。

[0048] 正如在图2中那样，发射信号由合成器31产生，并经由循环器32或定向耦合器32引导到天线33，并由此发射。在该过程中，天线33将经由线路供给的高频信号转换成电磁波，该电磁波自由地发射，或者可选择地，经由波导(例如，中空导体或者单线或多线导体)朝向反射器引导。被反射器反射的波的至少一部分返回到天线33并被再转换成传导的接收信号。然后，所述信号经由循环器或定向耦合器32到达接收混频器40。循环器或定向耦合器32是雷达填充物位测量领域中已知的元件，并且有利地可以用于单基操作，即，当对于发射和接收使用相同的天线时。所述循环器或耦合器具有至少三个端口并且将来自一个端口的信号主要地导向第二端口，同时在这种情况下第三端口解耦合。在双基操作中(这也是可能的，但在这里没有更详细地示出)，两个分开的天线用于发射和接收。在这种情况下，省略循环器或定向耦合器32，信号经由合成器31到达发射天线，并经由接收天线到达接收混频器40。

[0049] 合成器31用于在预先设定的频带中以变化的频率生成各种正弦曲线，该频率在一定时间段内保持固定值，然后跳到新的固定频率值。例如，这可以以阶跃式线性频率调制的形式出现。为此，合成器包括可调振荡器，例如，VCO。另外，其有利地包括调节回路和基准振荡器。调节回路(例如，锁相环(PLL))调节可调振荡器的频率，使得所述频率相对于基准振荡器的频率处于限定的可调关系。有利地，例如以受控的方式通过控制器电路16借助于信号24对频率关系进行数字化地调整，并且该调整通常表示切换一个或多个分频器模块，该分频器模块对基准振荡器和/或可调振荡器的频率进行划分。在这种情况下，除了简单的整数分频器之外，非整数分频器(所谓的分数-n分频器)也是可能的。使用这种类型的分频器使得能够在相对大的频率范围内以非常细化的阶跃调整合成器31的输出频率。

[0050] 例如，经由功率分配器(未详细示出)或耦合器使合成器31的输出信号的一部分转向，以便为接收混频器40产生本机振荡器信号。为此，通过混频器42将被转向的合成器信号与第二合成器43的输出信号混频，这意味着由两个输入频率产生各种新的频率分量，如和频以及差频。

[0051] 原则上，第二合成器43由与已经描述的合成器31相同的功能单元组成。作为(锁相/)调节回路的调节变量，混频器42的混频器输出信号44而不是合成器43的输出频率用于在两个合成器信号之间产生差频。因此，通过合成器43的调节回路将所述差频校正为预先设定值，该值永久地存储在合成器43的PLL/调节回路中或者由控制器电路16在其中进行编程。

[0052] 合成器的输出信号用作接收混频器40中的外差接收混频的本机振荡器信号。

[0053] 在接收混频器40中，尤其是差频由本机振荡器信号和接收信号产生，因此精确地对应于频率调节信号44的频率。除了上述固定频率之外，接收混频器41的所述输出信号(称为中频信号45)还具有相位，该相位与中频信号的振幅一起限定参与反射波的所有反射器的反射系数的复合参数。或者，换句话说，中频信号的相位取决于本机振荡器信号和接收信号的互易相位。接收信号的相位本身取决于发射或接收波行进的距离，因此取决于反射器距离，而本机振荡器信号的相位取决于合成器输出信号，因此取决于发射信号。因此，中频信号的相位最终仅取决于发射信号和接收信号之间的相移，并因此取决于反射器距离。

[0054] 所述中频信号在带通滤波器41中被频带滤波并在中频放大器37中被放大，以便增加信噪比。为了从模拟中频信号测定复合反射系数，可以通过使用正交调制器46将中频信号分解为其复合部分，即，实部和虚部，并且这两个部分此后可以分别经受模拟-数字转换。为此，信号44的另一部分48以及相对于所述信号48相移90°的信号49另外旨在供给到正交调制器46，这两个信号都在移相器47中产生。使用正交调制器的优点在于，中频信号的实部和虚部作为基带信号50a,50b存在，即，不再有任何高频分量，因此数字化非常简单。

[0055] 如已经提出的那样，在由模拟-数字转换器38进行模拟-数字转换之后，在控制器电路16中对测量值进行进一步处理。除了用于分析数字化测量信号的程序代码之外，电路部分16还特别包括用于测量周期的序列控制(即，用于启动波的发射和用于控制频率，并且用于收发器电路5的总体控制)的程序代码。

[0056] 如所述的，图4所示的电路布置允许测定合成器31的特定输出频率下的复合反射系数。所述复合反射系数由包括在接收信号中的所有反射分量组成。如果涉及多个反射器，则各个信号分量不能再分开，并且不可能测定各个反射器的距离。如果在特定频带内在额外设定的输出频率下重复测量，则可以绘制数字值表，但是由设定的频率值和相关的复合反射系数构成。有利地，所有频率值之间的频率间隔被选择为相等，使得频率值将频带分成等距的部分。这产生数字反射系数的带限频谱，其随后经受傅里叶逆变换，例如，在等距离频率间隔的情况下经受将频率信号转换成时间信号的IFFT(快速傅里叶逆变换)。所述数字时间信号又表示发射和重新接收的测量信号的反射之和。数字时间信号以时间值和相关反射分量的值表的形式呈现，并且可以通过确定局部最大值来分析。所述局部最大值表征根据所分配的时间接收到的各种反射器的各个反射。在这种形式下，现在，该时间/反射振幅值表相当于在已知填充物位雷达方法中常见的数字化反射分布。因此，可以从脉冲雷达或FMCW雷达系统的已知方法中采用用于测定填充物位表面的寻求回波(sought-after echo)以及测定所述回波的精确反射时间的进一步分析步骤。例如，在尽可能空的填充物质容器的情况下，有利的是，存储呈现为所谓的干扰回波的反射，以便由此更容易地识别填充物质表面的回波。

[0057] 一般应该注意的是，框图被简化为基本部件，并且实际实施所需的一些部件未示出或被简化，原因是它们是本领域技术人员已知的。这涉及到在混频器输出处的滤波措施，例如，为了只让所需的混频器频率通过并抑制不期望的混频产物。另外，对于本领域技术人员而言，在信号链中的不同点处根据需要放大信号以增加信噪比是司空见惯的。这可能涉及发射支路中的放大器或接收混频器上游的接收支路中的放大器。另外，在这种情况下，只显示对于直接测量技术而言很重要的传感器电路的一部分。根据该原理构建的填充物位雷达传感器自然可以包括本领域技术人员已知的其他电路部分。

[0058] 如在介绍中已经解释的那样，有时对于雷达填充物位传感器，可能存在如下的情形：在双线电源的情况下，流入的功率小于传感器实际需要的功率。为了弥补这种不足，已知的是，通常使用能量存储装置14。来自存储装置14的额外能量必须足以覆盖其中不能临时降低增加功率需求的所述需求的时间段。例如在整个电磁波的发射过程中就是这种情况，在常规的CW雷达方法中，电磁波可能相对较长并且不能被中断。这意味着经常需要大的能量存储装置，其相应地较昂贵且需要大量的空间。

[0059] 然而，在这里描述的方法中，如果在切换到新的频率部分之前的每种情况下，检查当前的能量储备并且如果值太低则引入测量暂停，那么可以显著减小存储装置的大小。在本文中，测量暂停意味着虽然合成器31被调谐到新的频率值，但是发射信号尚未发射，并且整个接收器链被转变到节能闲置模式。结果，传感器的当前总功率需求下降至供应功率的值以下。在这种情况下，未使用的能量流入能量存储装置14，因此能量存储装置被再充电。如果未达到存储装置的限定电压阈值，则测量周期将随着波的发射而继续。因此，与其他填充物位传感器相比，如果在从一个发射频率到下一个发射频率的过渡阶段中例如基于存储装置电压检查能量存储装置的状态，则可以容易地中断测量。在下降至预先设定值以下时，只有当再次超过第二预先设定值时才继续发射。

[0060] 图5是用于实现上述方法的相应变形的测量装置的框图。该图包括与图1的框图中所示的电路部分大致相同的电路部分，并且具有相应的相同附图标记。不同之处在于控制器16接收关于能量存储装置14的充电状态的信息的事实。在所示的例子中，这借助于模拟-数字转换器60通过能量存储装置14处的电压的模拟-数字转换而发生。可选择地，比较器也可用于监视存储装置电压的任何数量的阈值，可以经由控制器电路16的数字输入来读入比较器的数字输出信号。知道能量存储装置的充电状态使得能够通过控制器16来构造测量周期的测量序列，从而可以尽可能有效地利用可用能量。然而，与此同时，中间能量存储装置14的容量可以小于迄今为止常规使用的容量，由此可以减少空间和成本。在其他通用测量装置和方法的情况下，不可能中断测量周期的FMCW频率扫描，原因是这会立即影响差拍信号，作为无需校正的干扰效应。由于收发器电路5的所有部件在频率扫描期间都是激活的，所以总功率需求相应地处于其最大值并且通常超过实际可用的输入功率。这些功率间隙由来自中间存储装置14的能量补偿。然而，与传感器输入电压或双线回路1处的电压相比，作为放电的结果，存储装置14处的电压下降越少，双线接口2中的电压下降越多，这又导致功率损失，从而降低了效率。因此，为了使存储装置处的电压下降最少化，迄今为止只能使存储装置适当地大，这如上所述在成本和所需空间方面具有负面影响。

[0061] 因此，建议存储装置电压由控制器监测并且在预先设定的放电水平下引入测量暂停，以便由此临时降低总功率需求并使中间能量存储装置再充电。现在特别地在扫描周期期间也是必需的且可能的所述测量暂停使得在具有小的能量储存装置的同时能够有效地利用能量。

[0062] 如上所述，测量暂停的特征在于功耗显著降低。为此，控制器16必须能够将收发器电路的特定部件切换到功耗降低的状态。例如，这借助于由控制器输出并且影响收发器电路5的各种部件使得相应的电路部分以某种方式被停用的切换信号61而发生。例如，这涉及中频放大器37、正交调制器46和模拟-数字转换器38。原则上，收发器电路5的所有部件的停用是可能的，然而，重要的是要考虑停用是否值得，潜在需要多少重激活时间以及这隐含了何种额外的电路复杂性。在最简单的情况下，关闭一个部件的电源电压。然而，许多部件也具有所谓的启用输入，并且可以由此切换到省电闲置状态。具有数字电路部件的电路部分甚至在一定程度上提供数字接口，控制器可以经由该数字接口与电路部件进行通信并且可以借助于数字发射的命令来激活闲置状态。

[0063] 图6示出了当应用根据本发明一个实施方案的方法时来自图5中的电路的信号的信号曲线的例子。施加在频率轴上的合成器31的输出信号30’、中间能量存储装置14处的电压62和激活信号61绘制在共同的时间轴上。

[0064] 如已经通过结合图3的介绍所解释的那样，频率扫描是阶跃式的。控制器经由连接24在从初始频率(未示出)到限定的结束频率(也未示出)的限定步骤中对合成器进行控制。
图6只示出了这个时间段的一部分，其被称为扫描或测量周期，只有几个频率阶跃。通常使用范围从100到1000以上的频率阶跃的总数。通常针对各频率阶跃确定差拍信号的电压值或反射系数的值形式的测量值。由于最初收发器电路的所有部件都是激活的，所以能量存储装置处的电压62稳定下降。在时刻t1，控制器识别电压已经下降到预先设定的阈值以下，由此将其输出信号61从激活状态切换到非激活状态。这导致收发器电路的一些部件被停用，结果使得存储装置电压62再次恢复。在超过第二更高阈值之后，在时刻t2，控制器确定测量周期现在可以继续，并且将控制信号61重置为激活。这使得之前开始的测量序列继续。

[0065] 降低收发器电路5的功率需求的另一种可能性是在合成器被调谐到新的频率值时特定电路部分的一般停用。为此，合成器递送例如指示其调节回路是否被精确调谐的输出信号64。如果为合成器31规定阶跃的新频率值，则这通常会持续一定时间，直到调节回路稳定在新值。因此，电路部分响应于所述输出信号而被激活或停用。所述电路部分例如可以是发射放大器(未示出)、接收放大器37、接收混频器40、接收滤波器41、正交检波器46和模拟-数字转换器38。

[0066] 在这个时候应该注意的是，电路部分响应于来自合成器的调谐信号而被激活，并且所述电路部分特别地在扫描内的时间间隔被停用。

[0067] 图7示出了当应用所提出的方法时来自图5中的电路的信号的信号曲线的例子。施加在频率轴上的合成器31的输出信号、合成器31的调谐信号64以及激活信号61再次绘制在共同的时间轴上。对于合成器31的输出信号，应用理想的信号曲线65和实际频率曲线66。理想情况下，信号从一个阶跃迅速地跳到另一个阶跃。然而，实际上，该信号需要一定量的时间用于过渡到下一个阶跃，并且负责其的调节可以负责减小调节过冲(其可能产生与信号曲线66类似的信号曲线)。在这种情况下，锁相环的调节器寄存与目标值有较大偏差的电流，并以调谐信号64的低电平形式将其信号化。只有当识别出锁相环被调谐时，才借助于激活信号61使收发器电路的具体部件激活。在激活之后会生成测量值。之后，相应的部件再次立即停用，并且通过生成新的频率目标值来触发到下一个频率阶跃的跳跃。由于激活时间总是持续与产生单独测量值所花费的时间精确相同的时间，但是调谐时间可能不同，所以各个阶跃的时间间隔也可能在长度上变化。

[0068] 可选择地，也可以省略调谐信号并且确定用于调谐频率调节回路的经验值。例如，这可以独立于两个阶跃之间的频率差。使用所述经验值，控制器可以建立跳跃与部件激活之间的时间，并且可以生成相应的控制信号。

[0069] 还应该注意的是，图6和图7中的方法可以有利地组合。

[0070] 在该方法的优选实施方案中，通过不仅每个频率阶跃测量一次而且多次测量复合反射系数，可以增加测量灵敏度而没有显著的时间损失。从多个测量值中，随后对于绝对值和相位产生平均值，或者对于实部和虚部产生平均值，由此增加信噪比。与其他方法相比，在这种情况下，未使用来自一个接一个的测量周期的测量值产生平均值，而是使用来自一个测量周期中的多个测量值产生平均值。有利之处在于，用于调谐各频率阶跃的时间对于平均的所有输入值仅出现一次，并因此与现有技术相比节省了时间。

[0071] 图8是根据本发明一个实施方案的方法的流程图。在以部分恒定的频率产生阶跃式电磁发射信号的情况下开始步骤801。然后，发射信号的生成部分朝向填充物质表面发射，在那里被反射并由测量装置重新接收。在步骤802中，接收到的信号与另外的信号混频以产生中频信号，由此可以测定填充物位。当产生发射信号时，填充物位测量装置的至少一个部件临时地(即，在测量阶段期间)转变成功耗降低的状态(步骤803)，从而导致测量最终中断。这种转变通过测量装置确定不再有足够的能量来执行整个测量阶段而触发。在步骤804中，累积更多的能量，并且在步骤805中再次“激活”部件，即，转变成其操作状态，使得可以继续进行测量，这意味着进行发射信号的其他步骤，即，发射、反射、接收和混频。

[0072] 特别地，该方法可以包括以下步骤：

[0073] 1.以限定的频带内的多个限定的部分固定的频率在测量周期(扫描)中连续发射多个电磁波，其中各个频率在频带内分布；

[0074] 2.反射和重新接收信号的外差或零差接收混频，以产生取决于反射的接收信号；

[0075] 3.取决于反射的接收信号的滤波和放大；

[0076] 4.模拟-数字转换；

[0077] 5.数字信号处理以产生基于数字时间或频率的反射分布；

[0078] 6.分析反射分布以识别填充物质表面的反射；

[0079] 7.测定填充物质反射的延迟时间值，并基于已知的波传播速度将时间值转换为反射器距离；

[0080] 8.根据已知的容器高度、传感器距容器的距离和先前测定的反射器距离计算填充物位的值；

[0081] 这涉及收发器电路的至少一个部件在测量阶段期间被停用一定时间段。

[0082] 为了完整性，应该注意的是，“包括”和“具有”不排除其他元件或步骤的可能性，并且“一个(种)”不排除多个(种)的可能性。还应该注意的是，参照上述实施方案中的一个描述的特征或步骤也可以与上述其他实施方案的其他特征或步骤组合使用。权利要求中的附图标记不应视为限制。

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