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一种降低 信号 峰均功率比的调制方法

阅读：842发布：2020-05-12

专利汇可以提供一种降低信号峰均功率比的调制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种降低信号峰均功率比的调制方法，该方法包括以下步骤：对输入信号进行信道编码，并对经过信道编码后的信号进行信道扰码、交织、重复和打孔；将打孔后的信号分为I、Q两路信号，该两路信号为一对；将获取的一对I、Q信号分成一路以上，并对每一路信号分别采用不同的扩频序列进行四相移相键控扩频调制，获得所有的信号PAPR后，选取最小的信号PAPR作为输出信号。采用本发明的方法能显著降低信号 PAPR，并且，既利于功放的设计，又降低了功放的成本。，下面是一种降低信号峰均功率比的调制方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种降低信号峰均功率比PAPR的调制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
A、对输入信号进行信道编码，并对经过信道编码后的信号进行信道扰码、交织、重复和打孔；
B、将打孔后的信号分为I、Q两路信号，该两路信号为一对；
C、将获得的一对I、Q信号分成一路以上，并对每路信号分别采用不同的扩频序列进行四相移相键控QPSK扩频调制，获得所有的信号PAPR后，选取最小的信号PAPR作为输出信号。
2.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，将获得的一对I、Q信号分成M路；
获取经过QPSK扩频调制后的每路I、Q信号后，步骤C进一步包括：对每路I、Q信号分别进行正交调制，获得M路的信号PAPR。
3.根据权利要求2所述的调制方法，其特征在于，所述扩频序列以多项式 h(D)＝D17+D14+1方式生成；
相应的，所述扩频序列为s[k]，且k＝0，...，8NFFT[i]-1时，对M路中每一路信号所采用的不同扩频序列为：
sm＝{s[8NFFT[i]*m]，s[8NFFT[i]*m+1]，…，s[8NFFT[i]*m+M-1]}
＝{sm[0]，sm[1]，…，sm[M-1]}，且m＝0，…，M-1。
4.根据权利要求2所述的调制方法，其特征在于，所述一对I、Q信号为 C″I/Q[i][k]，i＝0，…，Nspp-1，k＝0，…，4NFFT[i]-1，且经过QPSK扩频调制后的一对I、Q信号为uI/Q[i][k]，i＝0，…，Nspp-1，k＝0，…，4NFFT[i]-1时，步骤C中所述进行QPSK扩频调制所采用的QPSK扩频调制方式为：
uI[i][k]＝c″I[i][k]s[2k]-c″Q[i][k]s[2k+1]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1；
uQ[i][k]＝c″I[i][k]s[2k+1]+c″Q[i][k]s[2k]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1。
5.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，对M路中所述每一路信号所采用的不同扩频序列具体为：
sm＝{s[8NFFT[i]*m]，s[8NFFT[i]*m+1]，…，s[8NFFT[i]*m+M-1]}
＝{sm[0]，sm[1]，…，sm[M-1]}，且m＝0，…，M-1时；
相应的，M路中每一路信号采用所述QPSK扩频调制方式后，获取经过 QPSK扩频调制后的一对I、Q信号具体为：
$u_{I}^{m} [i] [k] = {c^{''}}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k] - {c^{''}}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k + 1],$ 且k＝0，…，4NFFT[i]-1；
$u_{Q}^{m} [i] [k] = {c^{''}}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k + 1] + {c^{''}}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k],$ 且k＝0，…，4NFFT[i]-1，其中 m＝0，…，M-1。
6.根据权利要求5所述的调制方法，其特征在于，所述经过QPSK扩频调制后的一对I、Q信号进一步以复数形式表示为： $u^{m} [i] [k] = u_{I}^{m} [i] [k] + {ju}_{Q}^{m} [i] [k] .$
7.根据权利要求5或6所述的调制方法，其特征在于，所述获取正交调制后的信号为vm[i][k′]；则所述进行正交调制所采用的正交调制方式具体为：
$v^{m} [i] [k^{'}] = \frac{1}{\sqrt{N_{FFT} [i]}} Σ_{l = 0}^{N_{FFT} [i] - 1} u^{m} [i] [l^{'}] e^{j \frac{2 πkl}{N_{FFT} [i]}}$
且vm＝{vm[0][0]，...，vm[Nspp-1][NFFT[i]-1]}，k＝0，...，NFFT[i]-1，k′＝NFFT[i]×p+k， l′＝NFFT[i]×p+l，i＝0，...，Nspp-1，p＝0，...，3，其中m＝0，...，M-1；
相应的，则对每一路正交调制后的信号PAPR采取的计算方式具体为：
$PAPR = \frac{\max_{0 \leq t < NT} {| x (t) |}^{2}}{E [{| x (t) |}^{2}]};$
其中，x(t)表示所述正交调制后的信号。
8.根据权利要求7所述的调制方法，其特征在于，采取的所述计算方式为： $PAPR = \max_{0 \leq t < NT} {| x (t) |}^{2};$ 则所述选取最小的信号PAPR具体为：
$\hat{v} = \underset{m = 0, \cdot \cdot \cdot, M - 1}{\arg \min} (\underset{k = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{FFT} [i] - 1}{\max_{i = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{spp}}} ({(v^{m} [i] [k])}^{2}));$
其中，x(t)表示所述正交调制后的信号。

说明书全文

技术领域

本发明涉及四相移相键控扩频(QPSK Spreading)调制技术，尤其涉及一种基于四相移相键控扩频技术的降低信号峰均功率比的调制方法。

背景技术

第三代移动通信系统(IMT-2000)及其演进系统，能彻底解决第一、第二代移动通信系统的主要弊端，并在全球范围内的任何时间、任何地点，使持有移动用户设备的任何终端用户，能采用任意方式，高质量地完成与任何人之间、任何信息的移动通信与传输。与第一代、第二代移动通信系统相比，IMT-2000 为一代先进的移动通信系统。目前，应用于IMT-2000中的标准包括：由中国制订的时分-同步码分多址(TD-SCDMA)标准、美国制订的码分多址(CDMA) 2000标准、以及欧洲制订的宽带码分多址(WCDMA)标准。在北美和世界很多地方，CDMA2000标准被广泛使用。
随着互联网、移动通信技术的不断进步以及生活水平的不断提高，移动用户设备迅速普及。为了满足持有移动用户设备的终端用户对高速数据业务的需求，针对CDMA2000标准，进一步发展并制定了CDMA2000的演进标准：EV/DO 和EV/DV，EV/DO以及EV/DV皆为基于CDMA2000的增强型技术，并支持比CDMA2000更高速的无线分组数据业务。其中，所谓EV/DO是指将语音和数据这两种业务分别放在两个独立的载波上承载；所谓EV/DV是指将语音和数据业务放在同一个载波上传输。基于EV/DO以及EV/DV的移动通信系统，能为终端用户提供丰富的移动多媒体业务。
基于EV/DO，进一步提出了基于增强的多媒体广播多播服务(EBCMCS， Enhanced BroadCast MultiCast Services)协议，基于EBCMCS协议的EBCMCS 系统主要用于对基站整个覆盖区域内的移动台发送广播消息。
如图1所示，现有技术中EBCMCS系统的信道结构包括：用于信道编码的第一单元1，用于信道扰码、交织以及重复的第二单元2，用于正交振幅(QAM) 调制的第三单元3，以及用于正交频分复用(OFDM)调制处理的第四单元4。其中，第三单元3采用16QAM调制方式；第四单元4具体包括：插入保护间隔和导频的模块41、QPSK扩频模块42、反向快速傅里叶变换(IFFT)模块 43、加入循环前缀模块44。
相应的，对输入EBCMCS系统的信号处理流程为：输入EBCMCS系统的信号先经过第一单元1的信道编码，信道编码1/5或者是1/3的Turbo编码；然后，经过第二单元2对编码后的信号进行信道扰码、交织、重复和打孔；再经过第三单元3以16QAM调制方式将打孔后的信号分为I、Q两路；最后经过第四单元4对输入的I、Q两路信号分别进行OFDM调制处理，结束处理流程。其中，EBCMCS系统采用的OFDM调制处理方式为多载波调制；位于第四单元4中的QPSK扩频模块42，区别于不包括QPSK扩频模块并采用OFDM调制处理方式的多载波调制系统，用于降低所述多载波调制系统经由OFDM调制处理后的信号峰均功率比(PAPR，Peak-to-Average Power Rate)。
一般，所述多载波调制系统中的信号PAPR具体来说是这样得到的：在采用OFDM调制处理方式的多载波调制系统中，假设输入信号序列为长度N的序列X＝[X(0)，X(1)，…，X(N-1)]T，其中N为OFDM的子载波个数。设输入信号 X(n)的持续时间为T，则相应的每个输入信号X(n)调制到OFDM的一个子载波上，即{fn，n＝0，1，…，N-1}。此时，这N个OFDM子载波应该是正交的，并且fn＝nΔf，而Δf＝1/(NT)，T为OFDM信号的持续时间。最终采用公式(1)，经过OFDM调制处理后的信号可以表示为：

x (t) = \frac{1}{\sqrt{N}} Σ_{n = 0}^{N - 1} X (n) e^{j 2 π f_{n} t}, 0 \leq t \leq NT - - - (1)

对该信号进行奈奎斯特(Nyquist)抽样，采用公式(2)，则得到的离散信号可以表示为：

x (t) = \frac{1}{\sqrt{N}} Σ_{n = 0}^{N - 1} X (n) e^{j \frac{2 π}{N} kn}, 0 \leq n \leq N - - - (2)

从而根据公式(1)及公式(2)，得到的峰均功率比可以表示为：

PAPR = \frac{\max_{0 \leq t < NT} | x (t) |^{2}}{E [| x (t) |^{2}]} - - - (3)

与单载波调制系统相比，由于采用OFDM调制处理方式，所述多载波调制系统的输出是多个子信道信号的叠加，因此，当多个子信道信号的相位一致时，所得到叠加信号的瞬间功率会远远大于子信道信号的平均功率，导致出现较大的信号PAPR，从而对发射机内放大器的线性提出了很高的要求。如果放大器的线性范围不能满足子信道信号的变化，则会使子信道信号产生畸变，并使叠加信号的频谱发生变化，从而导致各个子信道信号之间的正交性遭到破坏，产生相互干扰，使所述多载波调制系统性能恶化。
由于EBCMCS系统也是采用OFDM调制处理方式的多载波调制系统，尽管通过进一步增加QPSK扩频模块，降低了所述多载波调制系统经由OFDM调制处理后的信号PAPR，但是，由于现有技术采用EBCMCS系统中QPSK扩频模块所进行的QPSK扩频调制方法为：仅对输入QPSK扩频模块的信号进行一路 QPSK扩频调制，因此，现有技术中采用QPSK扩频调制方法降低信号PAPR 的效果并不显著，且对多载波调制系统功放的线性范围要求很高，既不利于功放的设计，又增加了功放的成本。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种降低信号峰均功率比的调制方法，能显著降低信号PAPR，并且，既利于功放的设计，又降低了功放的成本。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种降低信号峰均功率比PAPR的调制方法包括以下步骤：
A、对输入信号进行信道编码，并对经过信道编码后的信号进行信道扰码、交织、重复和打孔；
B、将打孔后的信号分为I、Q两路信号，该两路信号为一对；
C、将获得的一对I、Q信号分成一路以上，并对每路信号分别采用不同的扩频序列进行四相移相键控QPSK扩频调制，获得所有的信号PAPR后，选取最小的信号PAPR作为输出信号。
其中，将获得的一对I、Q信号分成M路；
获取经过QPSK扩频调制后的每路I、Q信号后，步骤C进一步包括：对每路I、Q信号分别进行正交调制，获得M路的信号PAPR。
其中，所述扩频序列以多项式h(D)＝D17+D14+1方式生成；
相应的，所述扩频序列为s[k]，且k＝0，…，8NFFT[i]-1时，对M路中每一路信号所采用的不同扩频序列为：
sm＝{s[8NFFT[i]*m]，s[8NFFT[i]*m+1]，…，s[8NFFT[i]*m+M-1]}
＝{sm[0]，sm[1]，…，sm[M-1]}，且m＝0，…，M-1。
其中，所述一对I、Q信号为C″I/Q[i][k]，i＝0，…，Nspp-1，k＝0，…，4NFFT[i]-1，且经过QPSK扩频调制后的一对I、Q信号为uI/Q[i][k]，i＝0，…，Nspp-1，k＝0 ，…，4NFFT[i]-1时，步骤C中所述进行QPSK扩频调制所采用的QPSK扩频调制方式为：
uI[i][k]＝c″I[i][k]s[2k]-c″Q[i][k]s[2k+1]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1；
uQ[i][k]＝c″I[i][k]s[2k+1]+c″Q[i][k]s[2k]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1。
其中，对M路中所述每一路信号所采用的不同扩频序列具体为：
sm＝{s[8NFFT[i]*m]，s[8NFFT[i]*m+1]，…，s[8NFFT[i]*m+M-1]}
＝{sm[0]，sm[1]，…，sm[M-1]}，且m＝0，…，M-1时；
相应的，M路中每一路信号采用所述QPSK扩频调制方式后，获取经过 QPSK扩频调制后的一对I、Q信号具体为：

u_{I}^{m} [i] [k] = {c''}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k] - {c''}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k + 1],

且k＝0，…，4NFFT[i]-1；

u_{Q}^{m} [i] [k] = {c''}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k + 1] - {c''}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k],

且k＝0，…，4NFFT[i]-1，其中 m＝0，…，M-1。
其中，所述经过QPSK扩频调制后的一对I、Q信号进一步以复数形式表示为：

u^{m} [i] [k] = u_{I}^{m} [i] [k] + j u_{Q}^{m} [i] [k] .

其中，所述获取正交调制后的信号为vm[i][k′]；则所述进行正交调制所采用的正交调制方式具体为：

v^{m} [i] [k'] = \frac{1}{\sqrt{N_{FFT} [i]}} Σ_{l = 0}^{N_{FFT} [i] - 1} u^{m} [i] [l'] e^{j \frac{2 πkl}{N_{FFT} [i]}}

且vm＝{vm[0][0]，…，vm[Nspp-1][NFFT[i]-1]}，k＝0，...，NFFT[i]-1，k′＝NFFT[i]×p+k， l′＝NFFT[i]×p+l，i＝0，...，Nspp-1，p＝0，...，3，其中m＝0，...，M-1；
相应的，则对每一路正交调制后的信号PAPR采取的计算方式具体为：

PAPR = \frac{\max_{0 < t < NT} | x (t) |^{2}}{E [| x (t) |^{2}]};

其中，x(t)表示所述正交调制后的信号。
其中，采取的所述计算方式为：

PAPR = \max_{0 < t < NT} | x (t) |^{2};

则所述选取最小的信号 PAPR具体为：

\hat{V} = \underset{m = 0, \cdot \cdot \cdot, M - 1}{\arg \min} (\underset{K = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{FFT} [i] - 1}{\max_{i = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{spp}}} ({(v^{m} [i] [k])}^{2}));

其中，x(t)表示所述正交调制后的信号。
采用本发明的方法，将输入QPSK扩频模块的信号分成一路以上，再对每一路信号分别进行QPSK扩频调制；且在进行QPSK扩频调制时，对每路信号分别采用不同的扩频序列进行调制。由于本发明对一路以上的每路信号分别进行QPSK扩频调制，且对每路信号分别采用不同的扩频序列，如此能获得不同的信号PAPR；进而，可在获得的所有信号PAPR中选择最小的信号PAPR。因此，能显著降低信号PAPR；并且，既利于功放的设计，又降低了功放的成本。
附图说明
图1为现有技术EBCMCS系统信道结构的组成示意图；
图2为本发明QPSK扩频调制方式的实现流程示意图；
图3为本发明扩频序列生成方式的示意图；
图4为本发明扩频序列中采用的第一路s0的扩频序列示意图；
图5为采用本发明方法与采用现有技术QPSK扩频调制方法降低信号 PAPR的效果对比示意图。

具体实施方式

本发明的核心思想是：将输入QPSK扩频模块的信号分成一路以上，再对 M路的每一路信号分别进行QPSK扩频调制；且在进行QPSK扩频调制时，对每路信号分别采用不同的扩频序列。由于本发明对M路的每一路信号分别进行 QPSK扩频调制，且对每路信号分别采用不同的扩频序列，从而能获得不同的信号PAPR；最终，可在获得的所有信号PAPR中选择最小的信号PAPR，能显著降低信号PAPR。
下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。
本发明在信道结构上仍基于图1所示的EBCMCS系统信道结构，关键区别在于改变了对QPSK扩频模块所采用的QPSK扩频调制方法。本发明降低信号 PAPR的调制方法，包括以下步骤：
步骤101、用于信道编码的第一单元1对输入的信号进行信道编码；其中，信道编码为1/5或者是1/3的Turbo编码。
步骤102、与第一单元1相连，用于信道扰码、交织以及重复的第二单元2 对获取的经过信道编码后的信号进行信道扰码、交织、重复和打孔。
步骤103、与第二单元2相连，用于QAM调制的第三单元3将打孔后的信号分为I、Q两路信号，该两路信号为一对；其中，第三单元3采用16QAM调制方式进行QAM调制。
步骤104、在与第三单元相连并用于OFDM调制处理的第四单元4中，将获得的一对I、Q信号分成一路以上，并对每路信号分别采用不同的扩频序列进行QPSK扩频调制，获得所有信号PAPR，之后选取最小的信号PAPR作为输出信号。
如图2所示，步骤104进一步包括以下具体步骤：
步骤1041、第四单元4中的插入保护间隔和导频的模块41将所接收的一对I、Q信号，输出给与其相连的QPSK扩频模块42。
步骤1042、QPSK扩频模块42将收到的一对I、Q信号分成M路，对每路信号分别采用不同的扩频序列进行QPSK扩频调制，并将经过QPSK扩频调制后的每一路I、Q信号输出至与其相连的IFFT模块43。
其中，根据EBCMCS协议，步骤1042中所述采用的扩频序列可通过公式 (4)所示方式生成：
h(D)＝D17+D14+1；           (4)
公式(4)为扩频序列生成多项式，也称为最长线性移位反馈移存器序列，是m序列。图3来自于EBCMCS协议，仅是扩频序列生成方式的概略示意图，并未完全体现公式(4)。
举例来说，当寄存器的初始值为：[1c9c8c7c6c5c4c3c2c1c0x5x4x3x2x1x0]，如图3 所示，c9c8c7c6c5c4c3c2c1c0这10个bit由频率扩频因子(FDSSeed，Frequency domain spreading seed)决定，x5x4x3x2x1x0这6个bit由系统时间决定，根据公式 (4)生成扩频序列，并且生成的扩频序列还需要进行映射，具体映射方式为：将电信号为0的bit映射到+1/，而电信号为1的bit映射到-1/。其中，为了保证数据同步，在每个传输的物理层包的开始时隙，需要将寄存器中的值初始化。
相应的，当上述扩频序列为s[k]，且k＝0，…，8NFFT[i]-1时，对M路中所述每一路信号所采用的不同扩频序列具体为：
sm＝{s[8NFFT[i]*m]，s[8NFFT[i]*m+1]，…，s[8NFFT[i]*m+M-1]}     ＝{sm[0]，sm[1]，…，sm[M-1]}，且m＝0，…，M-1；   (5)
其中，NFFT[i]由EBCMCS协议规定，该参数规定了IFFT模块进行正交调制时所采用的变换阶数。
所述扩频序列中采用的第一路s0的扩频序列具体取法如图4所示，其使用的扩频序列与EBCMCS协议规定的一样，具体来说：
能够参与QPSK扩频的扩频序列，即：由公式(4)生成的m序列的长度为217-1，并且每一个物理层的包会根据EBCMCS协议，分成若干个时隙(slot)，例如：分成2个slot，且每个slot有2048个码片。考虑到后向兼容问题，每个 slot能够存放的数据个数为1600码片，则在一个slot内能够参与QPSK扩频的扩频序列的码片个数应该为1600个，但由于OFDM需要加入循环前缀，所以，根据EBCMCS协议，实际在每个slot内进行QPSK扩频的扩频序列的码片个数为4×NFFT[i]个。因为扩频序列的码片个数的总数为1600个，所以，NFFT[i]需小于400，一般取值为320、360、384。
本发明在进行QPSK扩频时，根据公式(6)和公式(7)所示扩频调制方式进行QPSK扩频。通过公式(6)和公式(7)可知，对于I路和Q路需要使用不同的扩频序列，而公式(6)和公式(7)中使用的是s[2k]和s[2k+1]，则在每个slot内进行QPSK扩频时，采用的扩频序列的码片个数为8×NFFT[i]个。相应的，在N×NFFT[i]个扩频序列中，选择一个具有最小的信号PAPR的扩频序列进行传输，并将选择的扩频序列的编号传输到接收端。
步骤1043、IFFT模块43获取经过QPSK扩频调制的每一路I、Q信号，对获取的每路I、Q信号分别进行正交调制，获得M路I、Q信号的信号PAPR 后，选取最小的信号PAPR作为输出信号，输出至与其相连的加入循环前缀模块44。
实施例：
步骤1041中所接收的一对I、Q信号具体为C″I/Q[i][k]，且i＝0，…，Nspp-1， k＝0，…，4NFFT[i]-1时，本实施例降低信号PAPR的调制方法包括以下步骤：
步骤2041、第四单元4中的插入保护间隔和导频的模块41将所接收的一对I、Q信号C″I/Q[i][k]，输出至与其相连的QPSK扩频模块42。
步骤2042、QPSK扩频模块42将收到的信号分成M路，并对每路信号分别采用不同的扩频序列进行QPSK扩频调制；
此时，对所述每路信号进行QPSK扩频调制，获取经过QPSK扩频调制后的一对I、Q信号为uI/Q[i][k]，且i＝0，…，Nspp-1，k＝0，…，4NFFT[i]-1，而 NFFT[i]、Nspp由EBCMCS协议规定，那么，采用的QPSK扩频调制方式具体为：
uI[i][k]＝c″I[i][k]s[2k]-c″Q[i][k]s[2k+1]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1     (6)
uQ[i][k]＝c″I[i][k]s[2k+1]+c″Q[i][k]s[2k]，且k＝0，…，4NFFT[i]-1   (7)
根据公式(6)及公式(7)对M路中所述每一路信号分别进行QPSK扩频调制，将QPSK扩频调制后的每一路信号输出至与其相连的IFFT模块43。
其中，对于M路中的每一路信号，采用根据公式(5)获得的不同扩频序列时，相应的，M路中的每一路信号根据公式(6)及公式(7)进行QPSK扩频调制后，获取经过QPSK扩频调制后的每路I、Q信号，具体为：

u_{I}^{m} [i] [k] = {c''}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k] - {c''}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k + 1],

且k＝0，…，4NFFT[i]-1

u_{Q}^{m} [i] [k] = {c''}_{I} [i] [k] s^{m} [2 k + 1] - {c''}_{Q} [i] [k] s^{m} [2 k],

且k＝0，…，4NFFT[i]-1，其中 m＝0，…，M-1。
并且，所述经过QPSK扩频调制后的每路I、Q信号进一步以复数形式表示，具体为：

u^{m} [i] [k] = u_{I}^{m} [i] [k] + j u_{Q}^{m} [i] [k] .

步骤2043、IFFT模块43获取经过QPSK扩频调制后的每路I、Q信号，对获取的每路I、Q信号分别进行正交调制；
获取正交调制后的信号为vm[i][k′]时，所采用的正交调制方式具体为：

v^{m} [i] [k'] = \frac{1}{\sqrt{N_{FFT} [i]}} Σ_{l = 0}^{N_{FFT} [i] - 1} u^{m} [i] [l'] e^{j \frac{2 πkl}{N_{FFT} [i]}}

且vm＝{vm[0][0]，…，vm[Nspp-1][NFFT[i]-1]}，k＝0，...，NFFT[i]-1，k′＝NFFT[i]×p+k， l′＝NFFT[i]×p+l，i＝0，...，Nspp-1，p＝0，...，3，其中m＝0，...，M-1。
这里，用x(t)表示所述正交调制后的信号，相应的，根据公式(3)计算每一路正交调制后的信号PAPR，信号PAPR即正交调制后所有信号中信号的最大功率与信号的平均功率的比值。
最终获得所有信号PAPR后，选取最小的信号PAPR作为输出信号，输出至与其相连的加入循环前缀模块44。
其中，由于QPSK扩频调制方式对信号的复乘操作相当于是对信号的相位进行了扰动，不会影响到信号的平均功率，因此，步骤1033中根据公式(3) 计算每一路正交调制后的信号PAPR可进一步简化为：

PAPR = \max_{0 < t < NT} | x (t) |^{2}

即将计算信号PAPR简化为计算正交调制后所有信号中信号的最大功率；当用x(t)表示所述正交调制后的信号，相应的，选取最小的信号PAPR具体为：

\hat{V} = \underset{m = 0, \cdot \cdot \cdot, M - 1}{\arg \min} (\underset{K = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{FFT} [i] - 1}{\max_{i = 0, \cdot \cdot \cdot, N_{spp}}} ({(v^{m} [i] [k])}^{2}));

由于在接收端无法获知所选择的扩频序列，需要将选择的信息作为边带信息传输到接收端以用于解调，那么，需要传输的信号的数据量为log2(M)个bit。图5给出了采用本发明方法与采用现有技术QPSK扩频调制方法降低信号 PAPR的效果对比示意图。图5中，横坐标是信号PAPR，纵坐标是对应信号PAPR 的互补累积分布函数(CCDF，complementary cumulative density function)的函数值，图5所示效果图是体现互补累积分布函数函数分布的曲线图，从该曲线图中可以直观得到采用不同扩频方式所获得的信号PAPR的对照。图5中包括采用本发明的QPSK扩频方式，并且M＝4、M＝8和M＝16时，获得对应信号 PAPR的互补累积分布函数函数分布的曲线图。
图5中以米字符号表示采用现有技术的QPSK扩频方式进行QPSK扩频后得到的信号PAPR，除此之外的符号均表示采用本发明的QPSK扩频方式进行 QPSK扩频后得到的信号PAPR。其中，以圆形符号标注的曲线表示M＝16、以正方形符号标注的曲线表示M＝8、以菱形符号标注的曲线表示M＝4时的QPSK 扩频后得到的信号PAPR。
从图5中可以直观地看出，M＝4、M＝8和M＝16时采用本发明比采用现有技术的QPSK扩频方式更好地抑制了信号PAPR，能显著降低信号PAPR。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

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