一种基于截断非相干累加的长码捕获方法
阅读：336发布：2020-05-11
专利汇可以提供一种基于截断非相干累加的长码捕获方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 实施例 公开了一种基于截断非 相干累加 的长码捕获方法，涉及卫星 信号 捕捉技术领域，提供了一种用于GPS信号中的Y码捕获的方式。本发明包括：对GPS基带信号进行 采样 ，其中，采样率fs为P码速率的K倍；读取M×K×N点的GPS采样数据A，并将所读取的采样数据A分成N段(A1,A2…Ai…An)，每段的矩阵大小为M×K；通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D；将序列B和序列D相乘并进行IFFT处理，得到序列E；对所述序列E取模，并进行N组数据的累加，得出序列X；计算所述序列X的平均值，再对所述平均值进行峰值检测，若检测到的峰值大于预设 门 限，则判定成功捕获。本发明适用于实现GPS信号中的Y码捕获。，下面是一种基于截断非相干累加的长码捕获方法专利的具体信息内容。
1.一种基于截断非相干累加的长码捕获方法，其特征在于，包括：
对GPS基带信号进行采样，其中，采样率fs为P码速率的K倍；
读取M×K×N点的GPS采样数据A，并将所读取的采样数据A分成N段(A1,A2…Ai…An)，每段的矩阵大小为M×K，其中，M表示截断点数，N表示截断的段数，K表示采样率fs相对于P码速率的倍率，A1,A2…Ai…An表示采样数据A被分出的段；
每一次处理周期包括：
通过FFT运算处理所述采样数据A，并取共轭得到序列B；
通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D；
将序列B和序列D相乘并进行IFFT处理，得到序列E；
对所述序列E取模，并进行N组数据的累加，得出序列X，其中，N为正整数；
计算所述序列X的平均值，再对所述平均值进行峰值检测，若检测到的峰值大于预设门限，则判定成功捕获。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
若判定捕获失败，则将所述本地P码序列M×K点，并重新执行处理周期。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过FFT运算处理所述采样数据A，并取共轭得到序列B，包括：
对所述采样数据A的分段(A1,A2…Ai…An)中的各项，分别补M×K个0点，再通过FFT运算并取共轭得到(B1，B2…Bi…Bn)。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D，包括：
生成所述本地P码序列，且进行K倍上采样，并对采样结果每取M×K×N×2点平移M×K×N点，得到N组数据C1,C2…Ci…Cn；
针对C1,C2…Ci…Cn，通过FFT运算得到所述序列D的各项(D1,D2…Di…Dn)。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采样率fs为P码速率的30倍。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采样率fs为P码速率的40倍。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述采样率fs为P码速率的30倍时，将所读取的采样数据A分成2000段，n＝2000。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述采样率fs为P码速率的30倍时，将所读取的采样数据A分成3000段，n＝3000。
一种基于截断非相干累加的长码捕获方法
技术领域
背景技术
[0002] GPS信号作为典型的扩频导航信号，所采用的伪随机码包括C/A码、P码、Y 码和M码等多种形式，其中用于精确定位的Y码是由长周期P码和加密W码共同叠 加产生，具有很强的抗干扰和保密能力。传统的Y码捕获需要借助C/A码中的HOW 来实现，但在强干扰环境下，C/A码自身的捕获已十分困难，更是难以支撑Y码 捕获，因此，复杂电磁环境下的Y码直捕技术具有重要的研究意义。
[0003] 在现有技术中，也有一些GPS信号捕获方案，例如：有使用FFT(Fast Fourier Transformation)进行C/A码的快速捕获，并通过补零的FFT方法实现P码捕获； 也有在基于FFT抽样方案的基础上，提出扩展复制码叠加法XFAST(Extended Replica Folding Acquisition Search Technique)实现P码的快速捕获；还有 人提出了以循环相关为理论基础的均值法，来实现P码的快速直捕；以及将XFAST 算法与均值法进行结合，提出了扩展复制重叠均值法，以降低了平均捕获时间； 且还有人提出基于均值法的P码捕获改进算法，提高了P码捕获概率。
[0004] 由此可见，目前的大多数研究工作多集中在P码捕获方面，针对经W码调制 的Y码捕获则鲜有成型的方案。而应用在P码捕获的XFAST、均值法和扩展复制均 值法等方法，也无法消除加密W码跳变带来的影响，因此也都难以直接使用在Y 码捕获上。
发明内容
[0005] 本发明的实施例提供一种基于截断非相干累加的长码捕获方法，提供了一 种用于GPS信号中的Y码捕获的方式。
[0006] 为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：
[0007] 对GPS基带信号进行采样，其中，采样率fs为P码速率的K倍；
[0008] 读取M×K×N点的GPS采样数据A，并将所读取的采样数据A分成N段 (A1,A2…Ai…An)，每段的矩阵大小为M×K；
[0009] 每一次处理周期包括：
[0010] 通过FFT运算处理所述采样数据A，并取共轭得到序列B；
[0011] 通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D；
[0012] 将序列B和序列D相乘并进行IFFT处理，得到序列E；
[0013] 对所述序列E取模，并进行N组数据的累加，得出序列X；
[0014] 计算所述序列X的平均值，再对所述平均值进行峰值检测，若检测到的峰值 大于预设门限，则判定成功捕获。
[0015] 本实施例的方案主要建立在GPSL2频段上Y码的捕获方法，通过特定的时序 关系，对信号进行特定的截断，并做相干累加完成Y码信号的捕获。主要的优点 在于：
[0016] (1)对不经W码调制的P码信号，传统捕获方法和截断非相干累加法都可实 现捕获，但截断非相干累加法性能更优。
[0017] (2)对经W码调制形成的Y码信号，传统捕获方法已无法完成信号捕获，本 实施例中所提的截断非相干累加法仍然有效，可以实现Y码捕获。
[0019] 为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要 使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一 些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还 可以根据这些附图获得其它的附图。
[0020] 图1为P码移位寄存器框图；
[0021] 图2为截断非相干累加流程图；
[0022] 图3(a)没有W码调制的扩展复制均值法捕获仿真图；
[0023] 图3(b)没有W码调制的截断非相干累加法捕获仿真图；
[0024] 图3(c)W码调制的扩展复制均值法捕获仿真图；
[0025] 图3(d)W码调制的截断非相干累加法捕获仿真图；
[0026] 图4(a)采样率fs＝306.9MHz，累加段数N＝2000，信噪比-15dB截断非相干 累加法的结果示意图；
[0027] 图4(b)采样率fs＝306.9MHz，累加段数N＝2000，信噪比-25dB截断非相干 累加法的结果示意图；
[0028] 图4(c)采样率fs＝306.9MHz，累加段数N＝2000，信噪比-35dB截断非相干 累加法的结果示意图；
[0029] 图5(a)累加段数N＝2000，信噪比-32dB，采样率fs＝204.6MHz截断非相干 累加法的结果示意图；
[0030] 图5(b)累加段数N＝2000，信噪比-32dB，采样率fs＝306.9MHz截断非相干 累加法的结果示意图；
[0031] 图5(c)累加段数N＝2000，信噪比-32dB，采样率fs＝409.2MHz截断非相干 累加法的结果示意图；
[0032] 图6(a)采样率fs＝306.9MHz，信噪比-32dB，累加段数N＝1000截断非相干 累加法的结果示意图；
[0033] 图6(b)采样率fs＝306.9MHz，信噪比-32dB，累加段数N＝2000截断非相干 累加法的结果示意图；
[0034] 图6(c)采样率fs＝306.9MHz，信噪比-32dB，累加段数N＝3000截断非相干 累加法的结果示意图；
[0035] 图7为采样率和非相干累加段数对捕获性能的的影响折线图。
具体实施方式
[0036] 为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体 实施方式对本发明作进一步详细描述。下文中将详细描述本发明的实施方式， 所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同 或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方 式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。本技术领 域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、 “所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书 中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件， 但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组 件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件 时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这 里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/ 或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。本技术领域技 术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学 术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应 该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的 上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于 正式的含义来解释。
[0037] 目前的大多数研究工作多集中在P码捕获方面，针对经W码调制的Y码捕获则 鲜有成型的方案。而应用在P码捕获的XFAST、均值法和扩展复制均值法等方法， 也无法消除加密W码跳变带来的影响，因此也都难以直接使用在Y码捕获上。本 实施例中提供一种基于截断非相干累加的长码捕获方法，用于实现对于Y码的直 接捕获。
[0038] 在GPS的实际处理过程中，为保证Y码的抗干扰和保密性能，Y码由长周期 P码和加密的W码模二加产生。P码速率为10.23MHz，码长2.35×1014，换算码周 期约为266.41天。P码是一种复杂的伪随机噪声码(Pseudo Random Noise Code， PRN)，通过4个12位的线性反馈移位寄存器(X1A，X1B，X2A和X2B)生成。四 个移位寄存器的自然周期均为4095，其中，X1A和X2A被截断为4092，X1B和 X2B被截短为4093。X1A、X1B和X2A、X2B分别生成长周期的X1序列和X2序列， 并通过设置延时，形成不同的卫星P码。GPS卫星P码移位寄存器框图如图1所 示，生成多项式为式如下：
[0039]
[0040] W码是用于加密的二进制码组，其码速率按照特定模式变化。W码和子码X1A 同步，X1A码周期为4092个P码，速率与P码速率一致为10.23MHz。其特点为： M/2个码长为A个P码的W码跟随着N/2个码长为B个P码的W码。A和B约为20，且在一个X1A周期内重复，即:AM+BN＝4092。基于目前已公开的文献可知， A＝18，B＝24，M＝94，N＝100。W码的时序关系适用于所有卫星，是本实施例中开 展Y码直接捕获研究的理论基础。
[0041] 需要说明的是，本实施例提供的方法，用于GPS信号中的长码直接捕获，方 法的执行流程，可以通过计算机程序代码的形式实现，而用于实现方法流程的 计算机程序代码，可以运行在目前已有的GPS接收模块上，GPS模块是集成了RF 射频芯片、基带芯片和核心CPU，并加上相关外围电路而组成的一个集成电路接 收模块，目前GPS接收模块已被广泛得投入市场应用，在硬件层面上已经较为成 熟，本领域技术人员可以采用目前市面上能够采购到的GPS接收模块，通过导入 用于实现本实施例方法流程的计算机程序代码，来最终实现基于截断非相干累 加的长码捕获。下述本实施例中所述的方法流程，其执行主体都可以理解为GPS 接收模块，算法的执行端可以理解为GPS接收模块中的核心CPU，涉及信号接收/ 发送的通信过程的执行端，则可以理解为RF射频芯片、基带芯片。
[0042] 本发明实施例提供一种基于截断非相干累加的长码捕获方法，包括：
[0043] S1、对GPS基带信号进行采样。
[0044] 其中，采样率fs为P码速率的K倍。具体的，可以首先对下变频、滤波处 理后的GPS基带信号进行高频采样，得到采样数据。本实施例中所述的高频采 样，具体是几百兆赫兹到1GHz，通常可以理解为P码速率10.23MHz的20倍， 30倍或者40倍，比如本实施例中分别对P码速率的20,30和40倍(204.6MHz， 306.9MHz，409.2MHz)的情况进行了仿真分析。
[0045] 其中，设定GPS采样率fs，是P码速率的K倍。M表示截断点数，N表示截 断的段数，K表示采样率fs相对于P码速率的倍率，A1,A2…Ai…An表示采样数 据A被分出的段。具体的，M为截断点数，由第八页分析得出为72；K表示为采 样率fs是P码速率的多少倍，在优选方案中，K值选取值的分别20,30或者40； N为截断的段数，在优选方案中，N的值分别选取的是1000,2000或者3000。， 其中，B、D、E和X都表示序列，每个序列中的具体值表示为序列标识加右 下角标的形式。
[0046] S2、读取M×K×N点的GPS采样数据A，并将所读取的采样数据A分成N段 (A1,A2…Ai…An)，每段的矩阵大小为M×K。
[0047] 之后即对经过初步预处理的采样数据执行循环处理，直至得到Y码。其中， 每一次处理周期包括：
[0048] S3、通过FFT运算处理所述采样数据A，并取共轭得到序列B。
[0049] 具体的，可以生成本地正交载波NCO，并与采样数据A相乘。之后，对数据Ai补M×K个0点，分别做FFT运算并且取共轭得Bi。需要说明的是，A分成N段 即为A1,A2…Ai…An。
[0050] S4、通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D。
[0051] 具体的，可以生成本地P码序列，并进行K倍上采样，每取M×K×N×2点平 移M×K×N点，共取N组数据C1,C2…Ci…Cn，对每组数据做FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅里叶变换)运算得到序列D1,D2…Di…Dn。
[0052] S5、将序列B和序列D相乘并进行IFFT处理，得到序列E。
[0053] 具体的，通过将每组数据B和D对应相乘并做IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换)处理，取每组前M×K点，生成序列E。
[0054] S6、对所述序列E取模，并进行N组数据的累加，得出序列X。
[0055] 具体的，对每组数据Ei进行取模运算(“Modulo Operation”)，并进行N 组数据的累加，得出序列X。例如： Ei是一组序列，N组序列相加， 得出的X也是一组序列，比如：(N＝2)：[1 2 3]+[2 3 4]＝[3 5 7]。
[0056] S7、计算所述序列X的平均值，再对所述平均值进行峰值检测，若检测到的 峰值大于预设门限，则判定成功捕获。
[0057] 在本实施例中，还包括：若判定捕获失败，则将所述本地P码序列M×K点， 并重新执行处理周期。具体的，求出序列X的平均值Ave(X)，进行|X-Ave(X)|的相 关峰值检测，若大于门限值则成功捕获；否则，将本地P码平移M×K点，重新进 入步骤S3。其中，根据仿真和实验的情况，门限值可以设置为4。
[0058] 通过对Y码信号的截断分解，FFT参数的优化选择和多段信号的非相干累加， 极大地减小了W码跳变造成的影响，实现Y码直接捕获。具体说明如下：
[0059] W码是用于加密的二进制码组，其码速率按照特定模式变化。W码和子码X1A 同步，X1A码周期为4092个P码，速率与P码速率一致为10.23MHz。例如《：黄静, 姚铮,陆明泉.GPS半无码跟踪技术仿真与性能分析[C]//中国卫星导航学术年 会.2010.记载了：M/2个码长为A个P码的W码跟随着N/2个码长为B个P码的W码。 A和B约为20，且在一个X1A周期内重复，即:AM+BN＝4092。A＝18，B＝24，M＝94， N＝100。W码的时序关系适用于所有卫星，是开展Y码直接捕获研究的理论基础。
[0060] 本实施例中根据W码和Y码的特殊时序关系，将Y码考虑为添加干扰之后的 P码序列，通过对Y码数据的截断和非相干累积，提出了截断非相干累加法的Y 码直捕方法。具体的实现原理在于：
[0061] 由于W码为未知的二进制加密码，其0、1跳变将对Y码的捕获造成较大影 响。由W码和P码的时序关系可知，P码是W码速率的18或24倍，因此，可取 18和24的公倍数M作为截断参数，以保证截取完整的W码数据，并以M个Y码 为周期进行相关计算。相关函数定义为：
[0062]
[0063] 其中 为向上取整，r表示P码与W码速率的倍数关系。
[0064] 当本地产生的P码和Y码对齐时，码相关值为：
[0065]
[0066] 由Y码和W码的时序关系可知，M个Y码对应 个W码。若相连的 个W码未 出现跳变，则与本地P码对齐时，会产生较大的相关积累峰值，若W码出现跳 变，也能够产生相关积累值贡献。为便于序列的相关值累加，本算法对积累值 做取模处理。本节取M＝72，针对和 两种情况进行分析：
[0067] 1、当r＝24，M＝72时，三个W码对应72个Y码：
[0068] 状态1：当W为全1或全-1，相关积累值的模为：
[0069]
[0070] 状态2：当W有两个1或两个-1时，相关积累值的模为：
[0071]
[0072] 2、当r＝18，M＝72时，四个W码对应72个Y码：
[0073] 状态1：当W为全1或全-1时，相关积累值的模为：
[0074]
[0075] 状态2：当W有两个1或两个-1时，相关积累值的模为：
[0076]
[0077] 状态3：当W有三个1或三个-1时，相关积累值的模为：
[0078]
[0079] 式(1)相关函数的计算，可以通过FFT(Fast Fourier Transformation) 快速实现。式(1)的离散傅里叶变换为：
[0080]
[0081] 同理可得：
[0082] R(K)＝P-1(K)Y(K)＝P*(K)Y(K) (10)
[0083] 其中，P-1(K)代表傅里叶逆变换，P*(K)代表P(K)的共轭。
[0084] 由傅里叶变换原理可知，相关函数r(m)可以由R(K)的傅里叶反变换获得，即：
[0085] r(m)＝IFFT(FFT(Y(n))·FFT*(P(n))) (11)
[0086] 由上述分析可知，通过将多个W码作为截断序列，并对此序列进行相关积累和 取模运算，可以有效提高Y码序列与本地序列P码序列的相关峰信噪比。
[0087] 但截断序列的长度将显著影响相关性能，若截断序列过长，由于W码取值的 随机特性，0、1将趋于等概率分布，相关积累值十分有限，若截断序列过短， 则积累点数不足，难以有效提高相关峰信噪比。考虑到GPS信号的低信噪比特 点，在此基础上，进一步以截断序列长度为单位，进行相关峰的非相关累加， 以提高信噪比，实现-32dB信噪比中的Y码直接捕获。例如：在采样率fs为 306.9MHz，非相干累加段数N为2000的参数配置下，针对不同的信噪比条件， 分别仿真了截断非相干累加法的相关峰累加结果，如图4所示。图4(a)～(c)分 别是信噪比为-25dB，-30dB和-35dB时的相关峰仿真结果。由仿真数据可知， 本发明中方法在高信噪比时，相关峰明显，可以进行有效判决，随着信噪比降 低，相关峰逐渐减弱，在信噪比低于-35dB时，相关峰才淹没在噪声中，无法捕 获。
[0088] 由于GPS的Y码信号空间衰减十分严重，经远距离传输到达地面的信号能量 十分微弱，信噪比约为-32dB，而且信号还包含了加密的W码，传统方法无法实 现极低信噪比下的加密Y码捕获。本实施例中，依据目前已知的W码和P码的 时序关系(例如《：黄静,姚铮,陆明泉.GPS半无码跟踪技术仿真与性能分析 [C]//中国卫星导航学术年会.2010.》中记载的W码和P码的时序关系)，设 计了对Y码的直接捕获的具体方案，其中：通过对Y码信号的截断分解，FFT参 数的优化选择和多段信号的非相干累加，极大地减小了W码跳变造成的影响。 经MATLAB仿真表明，在-32dB的极低信噪比条件下，可以产生相关峰值，实现 Y码信号的捕获。
[0089] 本实施例所提供的基于截断非相干累加法的长码捕获方法，其中的原理在 于：
[0090] XFAST、均值法和扩展复制均值法等方法多集中在P码捕获方面，针对经W 码调制的Y码捕获则鲜有学者讨论。本说明提出的截断非相干累加算法根据W 码和P码的时序关系，完成Y码的直接捕获。具体说明如下：
[0091] 随着电子对抗的逐渐加剧，导航、通信等卫星信号的扩频编码方式日益复 杂，扩频码周期不断增加，对扩频码的捕获造成了严峻挑战。GPS信号作为典型 的扩频导航信号，所采用的伪随机码包括C/A码、P码、Y码和M码等多种形式， 其中用于精确定位的Y码是由长周期P码和加密W码共同叠加产生，具有很强 的抗干扰和保密能力。传统的Y码捕获需要借助C/A码中的HOW来实现，但在 强干扰环境下，C/A码自身的捕获已十分困难，更是难以支撑Y码捕获，因此， 复杂电磁环境下的Y码直捕技术具有重要的研究意义。
[0092] 国内外学者围绕上述问题开展了大量工作，提出了多种解决思路:
[0093] Van Nee等提出使用FFT进行C/A码的快速捕获，并通过补零的FFT方法实 现P码捕获。
[0094] 由于P码的长周期特性，时间误差对码相位的搜索范围影响很大，C.Yang在 比较多种FFT抽样方案的基础上，提出扩展复制码叠加法XFAST(Extended Replica Folding Acquisition Search Technique)实现P码的快速捕获。
[0095] J Pang提出了以循环相关为理论基础的均值法，同样能实现P码的快速直捕。
[0096] 学者李春晓将XFAST算法与均值法进行结合，提出了扩展复制重叠均值法， 极大地降低了平均捕获时间。
[0097] 韩奇等提出基于均值法的P码捕获改进算法，提高了P码捕获概率。
[0098] 王竹提出一种基于分段FFT的捕获Y码相关算法，但是该方法并没有考虑低 信噪比的影响。
[0099] 目前已有的研究工作多集中在P码捕获方面，针对经W码调制的Y码捕获则 鲜有学者讨论。而XFAST、均值法和扩展复制均值法等方法无法消除加密W码跳 变带来的影响，难以适用于Y码捕获。
[0100] 传统扩展复制均值法未考虑W码调制，在有无W码调制，采样频率fs为 306.9MHz，信噪比SNR为-32dB的情况下对扩展复制均值法和本实施例提出的截 断非相干积累法分别进行了仿真分析，仿真结果如图3所示。
[0101] 图3(a)和图3(b)为没有W码调制，扩展复制均值法和截断非相干累加法对P 码捕获的仿真结果。由仿真数据可知，扩展复制均值法在72000处获得峰值， 由于经过8点均值处理，对应在采样点偏移72000×8＝576000处得到峰值。截断非 相干累加法也可以在本地码采样点偏移576000点处产生相关峰值。由于采样率 为P码速率的30倍，即等效在码元偏移19200处实现了P码的成功捕获。由仿 真数据可知，图3(b)的峰值与噪声平均值的比值明显大于图3(a)。因此，两种 方法均可实现P码的直接捕获，截断非相干累加法能更好的进行判决，性能更 佳。
[0102] 图3(c)和图3(d)为有W码调制的情况下，扩展复制均值法和截断非相干累 积法对Y码捕获的仿真结果。由图3(c)数据可知，扩展复制均值法没有峰值出 现，无法实现Y码捕获，而在图3(d)中，采样点偏移为576000处有明显峰值， 可以有效地进行捕获判决，完成码元的搜索。由此可见，扩展复制均值法无法 应用于经过W码加密的Y码信号捕获，而本实施例提出的截断非相干算法仍然 可以完成捕获。
[0103] 本实施例的方案主要建立在GPSL2频段上Y码的捕获方法，通过特定的时序 关系，对信号进行特定的截断，并做相干累加完成Y码信号的捕获，具体通过：
[0104] 1、XFAST、均值法和扩展复制均值法等方法多集中在P码捕获方面，针对经 W码调制的Y码捕获则鲜有学者讨论。本说明提出的截断非相干累加算法根据W 码和P码的时序关系，完成Y码的直接捕获。
[0105] 2、截断非相干累加参数的设置(包括截断参数M，采样率fs，非相干累加 段数N)，通过对Y码信号的截断分解，FFT参数的优化选择和多段信号的非相干 累加，极大地减小了W码跳变造成的影响，实现Y码直接捕获。例如，截断非相 干累加法可在-32dB的低信噪比下实现Y码信号捕获。
[0106] 为验证本实施例中所提方法的有效性，本节针对扩展复制均值法和截断非相 干累加法分别进行了仿真分析：
[0107] 本实施例中所研究的截断非相干累加法参数选取为：截断点数M为72，采样 频率fs为306.9MHz，是P码速率的K倍(K＝30)。信噪比SNR为-32dB。Y码 数据段数N为2000。W码按照文献规定的时序关系生成，W码取值服从等概率分 布。本实施例中将峰值与噪声平均值的比值作为算法性能的判定标准，若比值 越大，则越有利于捕获判决，算法性能越好。
[0108] 传统扩展均值法未考虑W码调制，本节在有无W码调制，采样频率fs为306.9MHz，信噪比SNR为-32dB的情况下对扩展复制均值法和本实施例中提出的 截断非相干积累法分别进行了仿真分析，仿真结果如图3所示：
[0109] 图3(a)和图3(b)为没有W码调制，扩展复制均值法和截断非相干累加法对P 码捕获的仿真结果。由仿真数据可知，扩展复制均值法在72000处获得峰值， 由于经过8点均值处理，对应在采样点偏移72000×8＝576000处得到峰值。截断非 相干累加法也可以在本地码采样点偏移576000点处产生相关峰值。由于采样率 为P码速率的30倍，即等效在码元偏移19200处实现了P码的成功捕获。由仿 真数据可知，图3(b)的峰值与噪声平均值的比值明显大于图3(a)。因此，两种 方法均可实现P码的直接捕获，截断非相干累加法能更好的进行判决，性能更 佳。
[0110] 图3(c)和图3(d)为有W码调制的情况下，扩展复制均值法和截断非相干累 积法对Y码捕获的仿真结果。由图3(c)数据可知，扩展复制均值法没有峰值出 现，无法实现Y码捕获，而在图3(d)中，采样点偏移为576000处有明显峰值， 可以有效地进行捕获判决，完成码元的搜索。由此可见，扩展复制均值法无法 应用于经过W码加密的Y码信号捕获，而本实施例中提出的截断非相干算法仍 然可以完成捕获。
[0111] 为验证信噪比对本实施例中方法的影响，针对不同的信噪比条件，分别仿真 了截断非相干累加法的相关峰累加结果，如图4所示。图4(a)～(c)分别是信噪 比为-25dB，-30dB和-35dB时的相关峰仿真结果。由仿真数据可知，本实施例 中方法在高信噪比时，相关峰明显，可以进行有效判决，随着信噪比降低，相 关峰逐渐减弱，在信噪比低于-35dB时，相关峰淹没在噪声中，无法完成Y码捕 获。
[0112] 采样率对Y码信号的相关累加具有重要影响。本节分别以204.6MHz，306.9MHz 和409.2MHz的采样率，对Y码信号进行采样和仿真，其他参数为：信噪比-32dB， N＝2000，仿真结果如图5所示。在采样率较低时，难以产生相关峰值，随着采 样率的逐渐提高，相关峰值也随之增强，当采样率为306.9MHz时(如图5(b) 所示)，在本地码采样点偏移576000点时产生相关峰值，由于此时采样率为P 码速率的30倍，即在码元偏移19200处产生相关峰值。当采样率为409.2MHz 时(如图5(c)所示)，在本地码采样点偏移768000点时产生相关峰值，此时采 样率是P码速率的40倍，同样在码元偏移19200处产生峰值。因此，在306.9MHz 和
409.2MHz采样率下，可以实现Y码信号的直接捕获，由仿真数据可知，随着 采样率的升高，算法的捕获性能越好。
409.2MHz采样率下，可以实现Y码信号的直接捕获，由仿真数据可知，随着 采样率的升高，算法的捕获性能越好。
[0113] 在采样率为306.9MHz，信噪比为-32dB情况下，分别对非相干累加段数N为 1000，2000和3000的情况进行了仿真(如图6所示)。由仿真结果可知，在非 相干累加段数较少时，无法产生相关峰值，随着非相关累加段数的增加，在 N＝2000和N＝3000时，相关峰值逐渐明显。由仿真数据可知，随着非相干累加段 数的增多，相关峰值越明显，捕获效果越好。
[0114] 不同采样率和非相干段数影响：
[0115] 以峰值与噪声平均值的比值结果为算法捕获性能的判定标准，比值越大，越 有利于捕获判决，性能越好。针对不同的采样率和非相干段数，经过蒙特·卡 罗仿真实验，得出不同采样率，非相干段数对比值的影响。如图7所示。由仿 真数据可知，峰值与噪声比值随采样率和非相干段数的增大而增大，进一步说 明采样率和非相干累加的段数越大，本实施例中所提算法的捕获性能越好。
[0116] 通过以上分析，得到结论如下：
[0117] (1)对不经W码调制的P码信号，传统捕获方法和截断非相干累加法都可 实现捕获，但截断非相干累加法性能更优。
[0118] (2)对经W码调制形成的Y码信号，传统捕获方法已无法完成信号捕获， 本实施例中所提的截断非相干累加法仍然有效，可以实现Y码捕获。
[0119] (3)本实施例中所提方法的捕获性能，与信噪比、采样率和非相干累加段 数成正比例关系，信噪比、采样率和非相干累加段数越大，算法的捕获性能越 好。
[0120] 具体的，步骤S3中，所述通过FFT运算处理所述采样数据A，并取共轭得到 序列B的具体处理方式，包括：
[0121] 对所述采样数据A的分段(A1,A2…Ai…An)中的各项，分别补M×K个0点， 再通过FFT运算并取共轭得到(B1，B2…Bi…Bn)。
[0122] 步骤S4中，所述通过FFT运算处理本地P码序列，得到序列D的具体处理方 式，包括：
[0123] 生成所述本地P码序列，且进行K倍上采样，并对采样结果每取M×K×N×2点 平移M×K×N点，得到N组数据C1,C2…Ci…Cn；针对C1,C2…Ci…Cn，通过FFT 运算得到所述序列D的各项(D1,D2…Di…Dn)。
[0124] 在本实施例的一种优选方案中，所述采样率fs设定为P码速率的30倍。所述 采样率fs为P码速率的30倍时，将所读取的采样数据A分成2000段，n＝2000。
[0125] 例如：采样率对Y码信号的相关累加具有重要影响。分别以204.6MHz， 306.9MHz和409.2MHz的采样率，对Y码信号进行采样和仿真，其他参数为：信噪 比-32dB，N＝2000，仿真结果如图5所示。在采样率较低时，难以产生相关峰值， 随着采样率的逐渐提高，相关峰值也随之增强，当采样率为306.9MHz时(如图 5(b)所示)，在本地码采样点偏移576000点时产生相关峰值，由于此时采样率 为P码速率的30倍，即在码元偏移19200处产生相关峰值。
[0126] 在本实施例的另一种优选方案中，所述采样率fs设定为P码速率的40倍。所 述采样率fs为P码速率的30倍时，将所读取的采样数据A分成3000段，n＝3000。
[0127] 例如：当采样率为409.2MHz时(如图5(c)所示)，在本地码采样点偏移768000 点时产生相关峰值，此时采样率是P码速率的40倍，同样在码元偏移19200处产 生峰值。因此，在306.9MHz和409.2MHz采样率下，可以实现Y码信号的直接捕 获，由仿真数据可知，随着采样率的升高，算法的捕获性能越好。
[0128] 在采样率为306.9MHz，信噪比为-32dB情况下，分别对非相干累加段数N为 1000，2000和3000的情况进行了仿真(如图6所示)。由仿真结果可知，在非 相干累加段数较少时，无法产生相关峰值，随着非相关累加段数的增加，在 N＝2000和N＝3000时，相关峰值逐渐明显。由仿真数据可知，随着非相干累加段 数的增多，相关峰值越明显，捕获效果越好。
[0129] 本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相 似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之 处。尤其，对于设备实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得 比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所述，仅为本发明 的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的 技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在 本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围 为准。
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