技术领域
[0001] 本
发明属于通信领域，涉及一种基于扩频体制的导航、通信及测控信号的快速精密跟踪方法。
背景技术
[0002] 在导航卫星星间链路子系统有效
载荷的研发过程中，需要针对
相控阵链路的短突发扩频信号体制找到一种有效的精密跟踪方法，这种方法应该既要实现对微弱扩频信号跟踪的快速收敛性，又要实现跟踪误差在可控的一个小范围内，即跟踪的精密性。
[0003] 目前针对扩频信号跟踪的方法主要侧重于基于
锁相环(PLL)、锁频环(FLL)、延迟
锁定环(DLL)相结合的闭环跟踪。针对某些静态或低动态系统，也有去掉FLL的简化形式。这类系统虽然可以稳定跟踪上一般的扩频信号，但若跟踪短突发弱扩频信号就需要加大环路带宽，这样就会引入大量噪声，使得跟踪
精度变差，很难满足精密跟踪及测量的需求。
发明内容
[0004] 本发明解决的技术问题是：克服
现有技术的不足，提供了一种针对扩频信号，尤其是短突发微弱扩频信号的快速精密跟踪方法，可以实现对扩频信号的快速跟踪和精密跟踪。
[0005] 本发明的技术解决方案是：一种短突发弱扩频信号的快速精密跟踪方法，包括如下步骤：
[0006] (1)接收已完成捕获后的待跟踪扩频调制信号作为
输入信号；
[0007] (2)根据本地生成码不同的码
相位偏移量对输入信号进行分组解扩；
[0008] (3)对步骤(2)得到的分组解扩结果进行累加和相干累积，获得I支路相关值和Q支路相关值；
[0009] (4)利用先后两次获得的I支路相关值和Q支路相关值进行相差计算，获得一次相干累积时间段内的载波相差向量；
[0010] (5)对所述载波相差向量进行矢量累加，累加次数为步骤(3)中相干累积的次数减1，由此得到累加后的载波相差向量的同相分量AccPhaI(Nf)和
正交分量AccPhaQ(Nf)；
[0011] (6)利用步骤(5)的结果计算得到频差估计值Efc并利用Efc对输入信号进行
载波频偏修正，得到一次处理信号；
[0012] Efc＝ΔФ/(2πTA)
[0013] ΔФ＝atan2(AccPhaQ(Nf),AccPhaI(Nf))
[0014] 其中，atan2()为四象限反正切函数，TA为单次相干累积时长；
[0015] (7)根据本地生成码不同的码相位偏移量对一次处理信号进行分组解扩，采用统一的码相位移位步进量δc来获得各个分组解扩结果；
[0016] (8)对步骤(7)的分组解扩结果进行相干累积，获得共Gc组I支路相关值和Q支路相关值；
[0017] (9)对步骤(8)产生的共Gc组I支路相关值和Q支路相关值进行功率非相干累积，共进行Nc次功率非相干累积，获得Gc个非相干累积结果AccC1(Nc),...,AccCGc(Nc)；其中Nc为步骤(8)中的相干累积次数；
[0018] (10)找出步骤(9)获得的非相干累积结果AccC1(Nc),...,AccCGc(Nc)中的最大值AccCImax(Nc)，Imax∈{1,2,...,Gc}，并根据最大值出现的
位置来估计码相位偏移量SP；具体方法为：
[0019] (A)Imax如果为{1,2,Gc-1,Gc}，则SP＝(Imax-Gmid)*δc
[0020] (B)Imax如果不为{1,2,Gc-1,Gc}，则计算EL(Imax)＝AccCImax+1(Nc)-AccCImax-1(Nc)，[0021] (B1)如果EL(Imax)等于0，则SP＝(Imax-Gmid)*δc
[0022] (B2)如果EL(Imax)大于0，则
[0023] SP＝(Imax-Gmid)*δc+EL(Imax)/(EL(Imax)-EL(Imax+1))*δc
[0024] (B3)如果EL(Imax)小于0，则
[0025] SP＝(Imax-Gmid)*δc+EL(Imax)/(EL(Imax-1)-EL(Imax))*δc
[0026] 其中，Gmid等于(Gc+1)/2；
[0027] (11)利用步骤(10)得到的码相位偏移量SP直接调整本地码相位，使本地码相位与一次处理信号的码相位对齐；
[0028] (12)利用相位调整后的本地生成码，采用Costas PLL+DLL的跟踪方式对一次处理信号进行跟踪；其中Costas PLL环路的频偏初值寄存量为Efc，DLL环路频偏初值为0。
[0029] 所述步骤(11)中利用SP直接调整本地码相位的方法为：将SP分解为整数倍的δc和小数倍的δc
叠加形式，小数部分不大于0.5，找到整数部分的本地码相位调节量在Gc个分组中对应的那个分组，使得该分组的本地码相位偏移量刚好为该整数个调节量，将本地即时码序列选择为该对应的分组的本地码序列；然后根据码偏移量小数部分来微调本地码序列相位，微调后的码序列作为用于步骤(12)闭环跟踪的即时码序列。
[0030] 所述的步骤(8)中的单次相干累积时长大于等于步骤(3)中的单次相干累积时长。所述的分组数Gc为奇数且大于等于一个码符号
采样点数的2倍。所述的δc为一个采样点间隔的整数倍，最小可为1倍。
[0031] 所述的Nf＝fix(Tfreq/TA)-1，其中fix()为截断取整操作，Tfreq为载波多普勒频偏估计总时长，Tfreq≥TA。所述的Nc＝fix(Tcode/T’A)，Tcode为码相位估计总时长，Tcode≥T’A。
[0032] 本发明与现有技术相比的优点在于：
[0033] (1)本发明在闭环跟踪之前进行了精密载波多普勒频偏和码相位估计，使得进入闭环跟踪后环路初始误差最小，这样就可以以理论上允许的最小环路带宽实现跟踪的快速收敛，保证了跟踪的快速性和精密性的同时满足，因此本发明更适合针对短突发信号的快速精密跟踪；
[0034] (2)本发明中的载波多普勒频偏快速精密估计采用相差矢量累加结合四相限鉴相方法，保证了频偏估计结果的高精度和高
稳定性；
[0035] (3)本发明中的码相位快速精密估计采用针对超前滞后臂鉴相函数的线性插值来估计精确码相位，可估计到采样点间隔内的任意码相位，估计精度高结果稳定；
[0036] (4)实验证明，本发明的跟踪方法由于保证了闭环跟踪的输入误差最小，使闭环跟踪系统在收敛性和精密性上达到了理论上的一个最佳状态，利用本发明的跟踪方法进行伪码测距所实现的测距精度已接近闭环跟踪系统的理论克拉美罗界。
附图说明
[0038] 图2为本发明载波多普勒频偏快速精密估计流程图；
[0039] 图3为本发明码相位快速精密估计流程图；
[0040] 图4为本发明闭环快速精密跟踪流程图。
具体实施方式
[0041] 首先需要说明的是，本发明方法针对的输入信号通常为经过了下变频混频处理以及载波多普勒与码相位捕获完成后的扩频调制信号，其形式为：基于直扩序列调制的BPSK(二进制
相移键控)或QPSK(
正交相移键控)载波调制信号，具体格式可表达如下：
[0042]
[0043]或与此形式类似的其他信号格式。其中，r(t)为待处理的输入信号，I(t)、I1(t)、I2(t)为二进制信息码序列(码序列取值范围为{-1,1}，每个码符号持续等长时间，称为一个码长)，P(t)、P1(t)、P2(t)为二进制伪随机码序列(简称伪码序列，取值范围为{-1,1}，码长等长)，fc为残留的载波多普勒频偏(单位：Hz)， 为载波初相位(单位：rad)，exp()为自然指数函数，j为虚数单位因子。
[0044] 针对BPSK信号，可直接利用本发明的方法进行信号跟踪；针对QPSK信号，可利用本发明的方法对信号中的两个分量分别予以跟踪，或只跟踪其中一个分量，其跟踪过程完全辅助至另一个分量的跟踪。
[0045] 有两点特别需要注意：1)上述r(t)其实表示了两路信号，
实部表示同相支路信号，简称为I支路信号，
虚部表示正交支路信号，简称为Q支路信号。2)利用本发明方法进行信号跟踪需要有一个前提：已获知待跟踪信号的粗略载频和码(伪码)相位信息，或者说已完成待跟踪信号的捕获。
[0046] 不失一般性，以上述BPSK调制形式输入信号来叙述本发明的方法。为清晰表述核心内容，这里令信息码I(t)均为常值1(即无调制信息)。事实上，针对有调制信息的普通信号(信息码不为常值1)，只要保证下述过程中每次相干累积时间段均不明显跨越信息码跳变时刻即可。
[0047] 如图1所示，本发明结合了线性估计方法与闭环跟踪方法，其实现包括两个部分，第一部分为线性估计部分，包括两个阶段，即载波多普勒频偏快速精密估计阶段和码相位快速精密估计阶段，第二部分为闭环快速精密跟踪阶段。在第一部分线性估计方法中，利用相干累积以及非相干累积快速积累了接收微弱扩频信号的
能量，提升了
信噪比。其中在载波多普勒频偏估计中，采用相差矢量累加结合四相限鉴相方法实现了稳定的精密频偏估计。在码相位估计中，采用针对超前滞后臂鉴相函数的线性插值实现了稳定的精密码相位估计。利用第一部分的载波与码相位精密估计结果预先修正载波频偏和码相位偏差，使得第二部分的闭环跟踪系统的输入误差降至最小，通过设置较小的环路带宽便可实现在精度不损失情况下的快速收敛。本发明通过以上这些手段实现了短突发弱扩频信号的快速精密跟踪，具体实现步骤如下。
[0048] (1)载波多普勒频偏快速精密估计阶段，按如下步骤依次执行：
[0049] a)根据本地生成码不同的码相位偏移量对输入信号r(t)进行分组解扩；
[0050] 建议但不局限于以下的三种分组形式：
[0051] 第一种：1组(Gf＝1)，即根据捕获得到的码相位直接生成本地伪码序列(称为：中心伪码序列)与输入信号相乘实现解扩，获得1组(I、Q两路)解扩后的信号；
[0052] 第二种：3组(Gf＝3)，在上述第一种
基础上再增加两组，即以中心伪码序列为基准分别左移和右移δf(建议δf＝码长/2)个码长获得两组伪码序列，一共3组分别对输入信号解扩，获得3组(每组均包含I、Q两路信号)解扩后的信号；
[0053] 第三种：5组(Gf＝5)，在上述第二种基础上再增加两组，即以中心伪码序列为基准分别左移和右移2δf(建议δf＝码长/2)个码长获得两组伪码序列，一共5组分别对输入信号解扩，获得5组(每组均包含I、Q两路信号)解扩后的信号。
[0054] 各分组解扩后的信号表示为：
[0055] I支路解扩结果：
[0056] DfI(1)(t),DfI(2)(t),...,DfI(Gf)(t)；
[0057] Q支路解扩结果：
[0058] DfQ(1)(t),DfQ(2)(t),...,DfQ(Gf)(t)；
[0059] b)对分组解扩结果进行累加和相干累积，获得I、Q相关值。初次执行本步骤时，相关值计算次数序号n设为0，此后每进入一次本步骤，n值加1。
[0060] 其计算过程可表达为：
[0061] CorrI(n)＝∫tn-1tn(DfI(1)(t)+DfI(2)(t)+...+DfI(Gf)(t))dt
[0062] CorrQ(n)＝∫tn-1tn(DfQ(1)(t)+DfQ(2)(t)+...+DfQ(Gf)(t))dt
[0063] 其中，CorrI(n),CorrQ(n)分别表示经过对解扩结果累加和相干累积后的I支路相关值和Q支路相关值，n的取值范围为{0,1,2,...,Nf}，Nf为下述步骤c)中相差计算的总次数，它刚好为相干累积次数(大于等于1次)减1，tn-1与tn(tn-1
[0064] 上述公式是按照积分符号(∫)来表达的，针对离散信号，该符号也可换为累加符(∑)形式来表达。不管用何种符号，所描述的过程本质上是一致的。
[0065] c)当相关值计算次数序号n大于等于1时执行本步骤，否则返回至步骤a)。通过本次获得的I、Q相关值(CorrI(n)、CorrQ(n))和上一次获得的I、Q相关值(CorrI(n-1)、CorrQ(n-1))进行相差计算，获得一次相干累积时间段内的载波相差向量，具体运算过程为：
[0066] PhaI(n)＝CorrI(n)*CorrI(n-1)+CorrQ(n)*CorrQ(n-1)
[0067] PhaQ(n)＝CorrQ(n)*CorrI(n-1)-CorrI(n)*CorrQ(n-1)
[0068] 其中，PhaI(n)为相差向量的同相分量，PhaQ(n)为相差向量的
正交分量。
[0069] d)对计算得到的相差向量PhaI(n)和PhaQ(n)进行矢量累加，计算过程为：
[0070] AccPhaI(n)＝AccPhaI(n-1)+PhaI(n)
[0071] AccPhaQ(n)＝AccPhaQ(n-1)+PhaQ(n)
[0072] 其中，AccPhaI(n)和AccPhaQ(n)分别为相差同相分量PhaI(n)及正交分量PhaQ(n)的累加结果，累加量初始值AccPhaI(0)、AccPhaQ(0)均取0。
[0073] e)判断n是否达到相差计算总次数Nf，如果达到则执行本步骤，否则返回至步骤a)。根据累加后的相差向量AccPhaI(Nf)和AccPhaQ(Nf)计算频差估计值，计算过程为：
[0074] ΔФ＝atan2(AccPhaQ(Nf),AccPhaI(Nf))
[0075] Efc＝ΔФ/(2πTA)
[0076] 其中，ΔФ为计算得到的相邻两次相关间隔的载波相差(单位：弧度(rad))，Efc为最终计算得到的频差估计值，atan2()为四象限反正切函数，TA为单次相干累积时长。
[0077] f)根据计算得到的频差估计值进行载波频偏修正以消除或降低载波频偏量，经过频偏修正后的接收信号形式变为：
[0078]
[0079] QPSK形式与此类似。
[0080] 至此，载波多普勒频偏估计阶段完成，具体流程如图2所示。此后进入阶段(2)。
[0081] (2)码相位快速精密估计阶段，按如下步骤依次执行：
[0082] a)根据本地生成码不同的码相位偏移量对频偏修正后的输入信号r1(t)进行分组解扩，采用统一的码相位移位步进量δc(δc应设为一个采样点间隔的整数倍，最小可为1倍)来获得各个分组解扩结果。
[0083] 分组数Gc建议设为奇数且大于等于一个码符号采样点数的2倍，对应于直接利用捕获得到的码相位实现解扩的分组为最中心组(其码相位偏移量认为是0)，标识为Gmid，这里Gmid应等于(Gc+1)/2，其余分组(从第1组到第Gc组)对应的本地生成码相位偏移量相对于最中心组Gmid呈对称分布，距离Gmid越远偏移量越大。
[0084] 各分组解扩后的信号表示为：
[0085] I支路解扩结果：
[0086] DcI(1)(t),DcI(2)(t),...,DcI(Gc)(t)；
[0087] Q支路解扩结果：
[0088] DcQ(1)(t),DcQ(2)(t),...,DcQ(Gc)(t)；
[0089] b)对分组解扩结果进行相干累积，获得共Gc组I、Q相关值。初次执行本步骤时，相关值计算次数序号n设为1，此后每进入一次本步骤，n值加1。其计算过程为：
[0090] CI1(n)＝∫tn-1tn DcI(1)(t)dt，CQ1(n)＝∫tn-1tn DcQ(1)(t)dt
[0091] CI2(n)＝∫tn-1tn DcI(2)(t)dt，CQ2(n)＝∫tn-1tn DcQ(2)(t)dt
[0092] CIGc(n)＝∫tn-1tn DcI(Gc)(t)dt，CQGc(n)＝∫tn-1tn DcQ(Gc)(t)dt[0093] 其中CI1(n),...,CIGc(n)分别为第1组到第Gc组的I支路相干累积结果，CQ1(n),...,CQGc(n)分别为第1组到第Gc组的Q支路相干累积结果，单次相干累积时长T’A＝tn-tn-1建议大于等于阶段(1)中的相干累积时长TA，n取值范围为{1,2,3,...,Nc}，Nc为相干累积总次数，它可通过如下关系确定：Nc＝fix(Tcode/T’A)，其中fix()为截断取整操作，Tcode(Tcode≥T’A)为整个阶段(2)的码相位估计总时长，其取值一般在十毫秒量级。
[0094] c)对步骤b)产生的相干累积结果进行功率非相干累积，获得Gc个非相干累积结果，计算过程为：
[0095] AccC1(n)＝AccC1(n-1)+CI1(n)*CI1(n)+CQ1(n)*CQ1(n)；
[0096] AccC2(n)＝AccC2(n-1)+CI2(n)*CI2(n)+CQ2(n)*CQ2(n)；
[0097] AccCGc(n)＝AccCGc(n-1)+CIGc(n)*CIGc(n)+CQGc(n)*CQGc(n)；
[0098] 其中，AccC1(n),...,AccCGc(n)为第n次功率非相干累积结果，其初值AccC1(0),...,AccCGc(0)均设为0。
[0099] 注意：步骤c)的非相干累积公式体现的是累积的核心思想，而在实际运用中为防止数据越界可能要将累积过程进行数据缩小等处理，但累积核心思想未变。
[0100] d)判断n是否达到相干累积总次数Nc，达到则执行本步骤，否则返回至步骤a)。根据非相干累积结果计算鉴相函数并通过线性插值方式来估计精细码相位偏移量SP。
[0101] 为精确描述计算过程，这里令中心组Gmid左侧分组的本地生成码相位偏移量为负，右侧为正。具体计算过程按如下步骤进行：
[0102] d-1)判断非相干累积结果AccC1(Nc),...,AccCGc(Nc)的大小，找到最大的结果，令其对应的分组序号为Imax，Imax∈{1,2,...,Gc}。
[0103] d-2)判断Imax如果为边界值(这里边界值是指使后面步骤d-4的Sp计算过程中使函数EL(i)越界的自变量i值，可以看出它只包括如下几个值：{1,2，Gc-1,Gc})，则执行本步骤，否则进入步骤d-3)。计算精细码相位偏移量SP为：
[0104] SP＝(Imax-Gmid)*δc
[0105] 其中，δc为各分组间的码相位移位步进量。
[0106] 本步骤执行完毕后即完成步骤d)，然后进入步骤e)。
[0107] d-3)按如下公式计算超前滞后臂鉴相函数EL(i)：
[0108] EL(i)＝AccCi+1(Nc)-AccCi-1(Nc),i∈{2,3,...,Gc-1}
[0109] d-4)判断如果EL(Imax)等于0，则Sp按如下公式计算：
[0110] SP＝(Imax-Gmid)*δc
[0111] 如果EL(Imax)大于0，则Sp按如下线性插值公式计算：
[0112] SP＝(Imax-Gmid)*δc+EL(Imax)/(EL(Imax)-EL(Imax+1))*δc
[0113] 如果EL(Imax)小于0，则Sp按如下线性插值公式计算：
[0114] SP＝(Imax-Gmid)*δc+EL(Imax)/(EL(Imax-1)-EL(Imax))*δc
[0115] 本步骤执行完毕后即完成步骤d)，然后进入步骤e)。
[0116] e)根据计算得到的精细码相位偏移量估计值SP直接调整本地码相位，使本地码相位与接收信号码相位更加精确对齐，具体调整方法如下：
[0117] 将码相位偏移量分解为整数倍的δc和小数倍的δc叠加形式(小数部分应不大于0.5)。找到整数部分的本地码相位调节量在Gc个分组中对应的那个分组，使得该分组的本地码相位偏移量刚好为该整数个调节量(整数部分如果为0则对应的分组刚好为第Gmid组)，将本地即时码序列选择为该对应的分组的本地码序列。然后根据码偏移量小数部分来微调本地码序列相位，微调后的码序列作为用于后续闭环跟踪的即时码序列。
[0118] 至此，码相位估计阶段完成，具体流程如图3所示，随后进入阶段(3)。
[0119] (3)闭环快速精密跟踪阶段：
[0120] 如图4所示，闭环跟踪系统采用Costas PLL(科斯塔斯
锁相环)+DLL(延迟锁定环)跟踪方式，其中Costas PLL环路的频偏初值寄存量直接选用阶段(1)所估计得到的频频估计量Efc，DLL环路频偏初值设为0。PLL+DLL环路跟踪过程与传统环路跟踪过程无本质差别。通过载波估计结果作为初始值使PLL能够在较小环路带宽(保证精密性不损失)情况下实现载波相位跟踪的快速收敛；通过利用码相位估计结果预先调整了本地码相位，使DLL在较小环路带宽(保证精密性不损失)情况下实现码相位跟踪的快速收敛。
[0121] 本发明
说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。
