从第一方面来讲，本发明提供一个前馈放大器，该前馈放大器包 括一个用于接收RF信号的输入端和一个用于接收和放大RF信号的 主放大器。所述前馈放大器还包括：一个主放大器输出取样耦合器； 一个与输入耦合并提供延迟RF信号的第一延迟器；以及一个对第一 延迟器的延迟RF信号输出和主放大器的取样输出进行连接的载波抵 消合并器。所述前馈放大器又包括：一个用于接收和放大载波抵消 合并器输出的误差放大器；一个连接到主放大器输出和一个误差耦 合器的第二延迟器，其中误差耦合器对误差放大器的输出和经过第 二延迟器的主放大器延迟输出进行合并以抵消主放大器引入的失 真。输出取样耦合器被连接到误差耦合器输出并且提供被取样的输 出信号。所述前馈放大器进一步包括：一个连接到输出取样耦合器 的载波信号降低电路，以提供含有降低的载波分量的被取样的输出 信号；以及一个连接到载波信号降低电路的寄生信号探测器，其中 包括一个可变频率下变频器，用来探测经过降低的载波被取样的输 出信号中的带外失真。
在一个优选实施例中，所述前馈放大器还可以包括一个控制器， 该控制器被连接到寄生信号探测器，用以控制前馈放大器系统使寄 生信号探测器探测到的失真最低。所述前馈放大器又可以包括一个 连接在载波抵消合并器和误差放大器之间的增益调节器和相位调节 器。所述控制器控制增益调节器和相位调节器使寄生信号探测器探 测到的失真最低。所述前馈放大器再可以包括一个连接在输入和主 放大器之间的增益调节器和相位调节器。所述控制器控制增益调节 器和相位调节器使载波抵消合并器的输出信号降到最低。所述前馈 放大器可进一步包括一个连接在输入和主放大器之间的预失真器。 所述控制器控制该预失真器使寄生信号探测器探测到的失真最低。 所述载波信号降低电路最好包括一个输入取样耦合器和一个第二载 波抵消合并器，其中输入取样耦合器设置在第一延迟器和载波抵消 合并器之间，用以对输入RF信号取样，而第二载波抵消合并器用以 合并被取样的输出信号和被取样的输入信号来抵消被取样的输出信 号中的载波分量。所述载波信号降低电路最好还包括一个输入延迟 器和一个输出延迟器，其中输入延迟器在输入取样耦合器和第二载 波抵消合并器之间，而输出延迟器在输出取样耦合器和第二载波抵 消合并器之间。所述载波信号降低电路可进一步包括一个连接在输 出取样耦合器和第二载波抵消合并器之间的增益调节器和相位调节 器，该增益调节器和相位调节器由控制器控制，以使被取样的输出 信号的载波分量降到最低。第二延迟器最好比途经误差放大器的信 号通路引起的延迟小很多。另外，误差放大器最好比主放大器小很 多，例如，误差放大器尺寸可以是主放大器的十分之一。所述载波 信号降低电路提供的降低载波被取样的输出信号中的载波分量最好 比输出取样耦合器提供的被取样的输出信号低15-20dB。可变频率下 变频器最好包括一个可变频率信号发生器和混频器，该可变频率信 号发生器由控制器控制，它被连接以接收可变频率信号和被取样的 输出信号，用来将载波抑制被取样的输出信号的频率变换成一个较 低频率的信号。所述寄生信号探测器最好进一步包括一个连接到下 变频器输出的带通滤波器和一个连接到带通滤波器输出的数字信号 处理器。所述寄生信号探测器也可进一步包括一个连接在带通滤波 器和数字信号处理器之间的模数转换器。
从另一方面来讲，本发明提供了一个延迟失配前馈放大器，该前 馈放大器包括一个用于接收RF输入信号的输入端和一个连接到该输 入端的第一控制环路。第一控制环路包括一个主放大器、一个主放 大器输出取样耦合器、一个延迟单元和一个第一载波抵消合并器。 所述前馈放大器还包括与第一控制环路连接的第二控制环路，该第 二控制环路包含一个第一信号通道和第二信号通道，其中第一信号 通道接收主放大器输出，第二信号通道又含有一个用于接收第一载 波抵消合并器输出的误差放大器。有一个误差注入耦合器将第一和 第二信号通道耦合。第一和第二信号通道之间有延迟失配，第一信 号通道的延迟比第二信号通道小的多。所述前馈放大器还包括一个 连接到误差注入耦合器的输出和一个连接在输入输出之间的第三控 制环路。第三控制环路包括一个对输入取样的第一耦合器、一个对 输出取样的第二耦合器和一个第二载波抵消合并器。所述前馈放大 器还包括一个失真探测器和一个控制器，其中，失真探测器连接到 第二载波抵消合并器的输出端，控制器连接到失真探测器，用以控 制第一和第二控制环路中的至少一个，以使失真探测器探测到的失 真最低。
在一个优选实施例中，第一和第二信号通道之间的延迟失配大于 3个RF输入信号周期。例如，第二信号通道的延迟可能为10-20ns， 而第一信号通道的延迟可能小于大约3ns。更具体地说，第二信号通 道的延迟可能大约为10ns，而第一信号通道的延迟可能大约为1.0- 1.5ns。更一般地说，第一信号通道的延迟最好大约为第二信号通道 的延迟的30％或更少。第三控制环路最好还包括一个延迟部件和增益 与相位调节部件，前者提供被取样的输入信号和被取样的输出信号 的信号延迟均衡，后者提供被取样的输出信号和被取样的输入信号 的振幅均衡，以及在第二载波抵消合并器处的被取样的输出信号和 被取样的输入信号的反相相加。所述控制器控制增益和相位调节部 件，使第二载波抵消合并器信号输出中的载波分量电平最低。所述 误差放大器最好比主放大器小很多，例如，误差放大器尺寸可能只 有主放大器的十分之一。输入信号最好有一个5MHz或更窄的载波带 宽。第二载波抵消合并器输出中载波分量的功率最好比第二耦合器 取样的输出信号小很多。例如，第二载波抵消合并器的输出可能会 比第二耦合器取样的输出信号功率低15-20dB。
从第三方面讲，本发明提供了一种控制一个放大器系统的方法。 所述放大器系统有一个输入端和一个控制环路，其中，所述输入端 用于接收含有载波的输入信号，所述控制环路包括一个控制环路输 入、一个第一信号通道、一个第二信号通道和一个控制环路输出， 第一和第二两个信号通道上的至少一个还包括一个放大器。所述控 制方法包括这样的步骤：在控制环路输出端对信号取样并对输入信 号取样，以及合并被取样的输入信号和被取样的输出信号而提供具 有降低载波分量的合并信号。所述方法还包括这样的步骤：将可变 频率发生器设在第一频率上，用第一频率对合并信号进行下变频， 并测量经下变频的信号的能量。所述方法还包括这样的步骤：调节 可变频率发生器的频率，在不同下变频频率上用测到的能量来探测 失真，并用探测到的失真来控制放大器系统。
在一个控制放大器系统部件的优选实施例中，探测失真的过程包 括通过在不同下变频频率上测量能量来探测载波信号频带，以及通 测量载波信号频带外功率来探测带外失真。控制放大器的步骤最好 包括控制第一和第二信号通道上至少一个通道的信号特性，以使探 测到的失真最低。所述方法还包括调节被取样的输出信号和被取样 的输入信号两者中至少一个的振幅，调节被取样的输入信号和被取 样的输出信号两者中至少一个的相位，并反复调节振幅和相位直到 在下变频频率测到的能量小于希望的中频阈值电平。在一个优选实 施例中，阈值电平比载波抵消前被取样的输出信号的电平大约低15- 20dB。
从第四方面讲，本发明提供了一种利用前馈补偿来放大一个RF 输入信号的方法。该方法包括：接收一个RF输入并在主信号通道上 提供该信号，利用主放大器在主信号通道上放大该信号，并对主放 大器输出取样。所述方法还包括：被取样的RF输入信号，在一个第 二信号通道上提供被取样的RF输入信号，在此第二信号通的取样输 出端，用来抵消被取样的主放大器输出中至少一部分载波分量，并 产生一个有失真分量的载波被抵消信号。所述方法还包括：用误差 放大器放大此载波被抵消的信号以提供一个误差信号，以显著小于 误差放大器的信号延迟的延迟量将主放大器的输出延迟，合并误差 信号和经延迟的主放大器输出以抵消主放大器引入的失真并提供一 个放大的RF输出。所述方法还包括：取样RF输出，合并取样放大RF 信号和输入信号的反相取样以产生一个载波被减少的取样输出，用 一个可变频率下变频信号对载波减少取样输出进行下变频，并用下 变频信号探测带外失真。
在一个优选实施例中，所述方法还包括：调节给误差放大器的信 号输入的增益和相位，以使探测到的带外失真最低。所述方法又可 包括：调节被取样的放大RF输出和被取样的输入信号两者中至少一 个的增益和相位，以使下变频信号中的载波分量降到一个所要的水 平。通过误差放大器的信号延迟最好比主放大器输出的信号延迟大 至少3个RF输入信号周期。例如，通过误差放大器的信号延迟可为 约10-20ns，而主放大器输出的信号延迟小于约3ns。更具体地说， 通过误差放大器的信号延迟可能大约为10ns，而主放大器输出的信 号延迟最好小于大约1.5ns。更一般地说，主放大器输出的信号延迟 最好小于通过误差放大器的信号延迟的约30％以下。另外，输入信号 的载波带宽最好为约5Mhz或更小。
本发明的其他方面在随后的详细描述中阐明。
附图说明
图1是现有技术RF功率放大器中的典型功率传输曲线图。
图2是现有技术RF功率放大器中的典型频道带宽分配图。
图3是现有技术RF功率放大器中由于使用A/B类放大器而引起 的典型互调失真(IMD)图。
图4是现有技术放大器利用预失真的方框示意图。
图5是基本现有技术前馈放大器的方框示意图。
图6是利用预失真的现有技术放大器中预失真控制系统的方框示 意图。
图7是本发明优选实施例的前馈放大器系统的方框示意图。
图8是本发明优选实施例的寄生探测环路控制电路的示图。
图9是本发明优选实施例的前馈放大器系统的具体实施图。
图10是前馈放大器系统的输出频谱图。
图11是本发明优选实施例的前馈放大器系统输出频谱中载波降 低的说明图。
图12是一个中频(接口)信号图，表示本发明优选实施例的前馈 放大器系统输出频谱中的载波抑制。
图13是窄带环路抵消带宽对延迟失配周期数的关系图，用以说 明本发明优选实施例中采用的延迟失配。
图14是A/B类放大器的调幅/调幅(AM/AM)曲线图。
图15是A/B类放大器的调幅/调相(AM/PM)曲线图。
图16是载波再注入曲线图。
本发明的详细描述
本发明通常指用于放大RF信号的前馈功率放大器，图7是一个 优选实施例。本发明的各种特点可以用在其他放大器结构和实际应 用中，下面描述的优选实施例是纯说明性的。
首先，参考图7描述本发明的一般结构和工作原理。在所述的优 选实施例中揭示了利用3个信号抵消环路的前馈功率放大器。环路1 包括主放大器块(或模块)215以及相关联的耦合器和内部连接，它用 来在第一求和接点或(载波抵消合并器)315导出载波抵消信号。环路 2包括误差放大器块(或模块)400以及相关联的耦合器和内部连接。 环路2用于放大从环路1运行中导出的载波抵消信号，以抵消由于 主放大器块215的非线性工作而产生的交互调制失真(IMD)结果。环 路2也利用了一个非常短的环路2延迟线225。在传统设计的前馈放 大器中环路2延迟线的标称长度由误差放大器模块及相关联的耦合 器和内部连接的电学长度确定，以取得最大的抵消带宽。一个典型 的环路2延迟线，或一些实际应用中的延迟滤波器，可以有13到 20ns(纳秒)数量级的电延迟。在实际应用中，此类延迟线或延迟滤 波器造成主放大器块215功率损耗的显著增加。这些功率损耗是极 其不理想的，应该尽可能地降低。
为了解决这些功率损耗问题，本发明采用了一个非常短的延时线 225，在环路2中的两个信号通道上有意引入了延迟失配。当与更传 统的设计相比，采用短延迟线225导致了窄的IMD抵消带宽。然而， 当用在窄带宽RF信号时，也就是说约5MHz或更窄，本发明所达到 的IMD抵消性能可以与传统设计的前馈功率放大器相比。这里所揭 示的前馈功率放大器结构的一个好处是可以显著提高效率，效率增 加的部分原因是与短环路2延迟线225相关的输出功率损耗降低。 较低的输出功率速损耗使得在一定的输出信号电平要求下可以采用 较小的主放大器模块215。在主放大器模块215输出中降低损耗的另 一个好处体现在主放大器模块215产生的IMD电平较低。这又会反 过来降低对误差放大器模块400的尺寸和性能要求。因此，可以采 用较小的和效率更高的误差放大器，从而提高前馈功率放大器的整 体效率。
环路3包括一个连接到前馈放大器输入端和输出端的第二载波抵 消合并器260。一个控制系统800被连接到第二载波抵消合并器的输 出端。环路3和控制系统800的配置增强并简化了前馈功率放大器 的工作。传统设计的前馈功率放大器系统通常利用导频载波控制方 法连续调节和维持误差放大器环路的抵消作用。在授予French等人 的美国专利6,140,874(以整体参照方式结合于本申请)描述的另一 种方法中，一种寄生探测方法被用来控制环路2中的IMD抵消作用。 本发明揭示了对这种技术的提高。第三信号抵消环路即环路3被用 来降低出现在放大器输出端的取样端口235信号的载波电平。这个 降低了载波的信号被加到控制系统800中的寄生信号探测器(或接收 器)805。寄生信号探测器利用一个可变频率下变频器和一个DSP(数 字信号处理器)来把带外IMD从载波带宽中区分出来。通过显著降低 相对于IMD电平的载波电平就可用一个简单的多的寄生信号探测器。 本发明的这一方面还考虑到环路2抵消中较快的变频时间和IMD结 果的增强抵消作用，这是由于寄生信号探测器中使用的DSP有较大 的有效动态范围。
随后将介绍图7中本发明优选实施例的特定结构和工作原理。如 图7所示，RF信号被加至前馈功率放大器的输入端口101。通过传 统布置的第一方向耦合器105，输入信号的耦合部分被送至第一增益 和相位位移网络205的输入端。对于本技术领域的熟练技术人员非 常明显，增益和相位位移网络可以通过各种电路和元件来实现。例 如，可以利用一个电压可变衰减器(VVA)和一个可变相位调节器来提 供所要的可控增益和相位调节。第一增益和相位位移网络205的输 出连接到预失真电路210的输入。预失真电路210被用来补偿A/B 类偏置的主放大器215的AM/AM(图14)和AM/PM(图15)特性中的非 线性。预失真电路210的输出被连接到主放大器215的输入。主放 大器215可以包括一个或多个放大器件，例如偏置在高效率类(如A/B 类)的LDMOS(侧扩散金属氧化物半导体)放大器。在高功率RF应用 中，通常多个放大器器件或放大器级会被设置在一个模块中使用。 主放大器215的输出连接到传统布置的第二主放大器的输出取样耦 合器220的输入端口。取样耦合器220的耦合系数取决于前馈功率 放大器设计本身固有的许多因素，但是在传统设计中的耦合值通常 可以在20到30dB之间。耦合器220的输出端口连接到延迟线225 的输入端。延迟线225用来延迟主放大器215输出的放大信号。本 领域中的熟练技术人员知悉，可以有许多方法实现延迟线225。例如， 在要求低插入损耗的高功率应用中，延迟线可以通过使用低插入损 耗的大直径同轴电缆或具有所要电学特性的延迟滤波器来实现。在 增加插入损耗对系统性能不太关键的小功率应用中，可以使用较小 直径的同轴电缆或集总电路元件来达到所要的电延迟。延迟线225 的特定延迟特性将在下面讨论。延迟线225的输出端口连接到误差 注入耦合器(或误差耦合器)230的输入端口。误差注入耦合器230的 输出端口连接到输出取样耦合器235的输入端口。耦合器235的输 出端口连接到输出隔离器240的端口1。输出隔离器240的端口2连 接到放大器系统的输出连接器245。第一方向耦合器105的输出端口 连接到第一延迟线115的输入端口。第一延迟线115的输出端口连 接到第三方向耦合器310的输入端口。如下所述，耦合器310对输 入信号取样并提供给环路3。耦合器310的输出端口连接到求和接点 (载波抵消合并器)315的第一端口。求和接点315的第二端口连接到 第一衰减器305的输出端。衰减器305的输入端连接到第二耦合器220 的耦合端口。
延迟输入信号与被取样的主放大器输出信号相加时形成环路1。 此外，第一耦合器105、第一增益和相位调节网络205、预失真电路 210、主放大器215、主放大器输出取样耦合器220和第一衰减器305 构成环路1中的有源部分。环路1的无源部分包括第一耦合器105、 第一延迟线115和第三耦合器310。对于本领域中的熟练技术人员而 言，很明显这两半部分共享一些公共元件：将输入信号中的需要部 分发向环路1中的每一部分的第一方向耦合器105，以及用来合并延 迟输入信号和主放大器215输出的取样的求和接点315。求和接点315 的输出端口包含由于主放大器315传输函数的非线性而引起的IMD 和衰减了的输入载波(22a和22b；图5)。通过监测第一求和接点315 处的载波抵消信号的功率电平来控制环路1抵消。具体而言，一个 传统布置的方向耦合器320连接到第一求和接点315的输出端。耦 合器320的耦合端口连接到载波抵消探测器500的输入端。载波抵 消探测器500向微控制器810提供适当的信号。微控制器810连同 其他输入信号，连续调节第一增益和相位网络205的控制信号以使 第一求和接点315输出端处的载波功率最低。在载波被完全抵消条 件下，误差放大器块400的输入端处应只有IMD信号(22a和22b；图 5)。然而，在一些应用中能够通过误差放大器插入或去掉附加的输 入载波功率，这也是有利的。
图16描述了载波抵消探测器电压对环路1的VVA控制的关系。 由图可知，当载波抵消探测器探测到最低输入功率105时，在VVA 设置130上发生最大载波抵消。在这些条件下，所得的误差信号(图 5；22a和22b)包括占大部分的IMD和占非常小部分的输入载波功率。 在大多数情况下，这样的信号对在误差注入耦合器处的IMD抵消非 常有用。然而，在某些工作条件下，使用这种误差信号并非最适宜。 如果输入载波信号比取样的主放大器输出强，所得的合成信号将会 降低这个输入信号的峰值对均值比率。这从图中偏离最低点的VVA 设置140和载波功率100得到说明。这个合成输入信号被命名为正 向再注入。这种信号类型通过在误差信号中加入一些载波功率来增 加误差放大器的平均功率水平。从有利的方面讲，通过抵消转储到 来自主放大器输出的注入的转储负载上的载波功率，这个合成信号 降低了与注入耦合器相关的损耗。与此相反的，一个180度异相载 波信号可以在误差放大器的输入端与误差信号合并。这个合成输入 信号可以降低误差放大器通道上的峰值信号电平，它可以被定义为 负向再注入。这从载波功率曲线与上述相反的部分中VVA设置135 和载波功率110偏移得到说明。这种反向再注入降低了对误差放大 器级处理平均功率的要求。虽然这种信号结构不会在注入耦合器转 储负载中产生任何功率损耗补偿，但是它在误差放大器不能处理高 峰值功率电平的场合可能有用。在这两种情形下，环路1的VVA控 制传输函数特性都是已知的，所要的补偿量由微处理器算法控制。
再参考图7，环路2用来抵消主放大器215输出中的IMD。环路2 由下面电路元件组成：第二方向耦合器220，主延迟线225和误差注 入耦合器230，上述三个元件构成环路2的无源部分。环路2的有源 部分包括：第二方向耦合器220，第一衰减器305，用做载波抵消合 并器的求和接点315，用作前面所描述的载波抵消探测的第四方向耦 合器320，第二增益和相位调节网络325，误差放大器400，以及误 差注入耦合器230。如前面所提到的，本发明的一个方面是实施和采 用了非常短的电延迟线225。在传统的前馈功率放大器中，延迟线长 度选择成使从第二方向耦合器220输入端口通过环路2中有源部分 和从第二方向耦合器220输入端口通过延迟线225到误差注入耦合 器230输出端口的延迟相等。以波数为单位的任何延迟失配将导致 抵消带宽变窄。例如，我们假设输入信号是占用带宽为5MHz并且工 作在2140MHz的WCDMA(宽带码分多址)信号，我们将要考虑25MHz的 瞬时抵消带宽，也就是说在WCDMA载波上下各10MHz。参考图13我 们可以确定环路2中两部分之间的延迟失配周期数所能提供的抵消 量。在本发明中，延迟线225所能提供的延迟比误差通道的延迟小， 失配周期N＞3。在一个例子中，对于一个误差通道在大约10ns，相 比传统设计的10ns，延迟225所提供的延迟将会在大约1到1.5ns。 更一般地说，对于典型的10-20ns误差通道延迟，本发明在延迟线225 中将提供小于3ns的延迟。换句话说，延迟失配为延迟线中的延迟 小于误差通道延迟的30％。在主放大器中使用预失真电路带来的另一 个好处是，预失真电路降低了主放大器215输出中的IMD电平。预 失真电路使主放大器成线性，由于在主放大器215输出中降低了 IMD22a和22b电平，环路2的瞬时抵消要求也被降低。
对于被设计工作在宽输入信号或频率间隔非常宽的多个载波的前 馈放大器，宽带抵消是有优势的。尽管宽带宽解决方案普遍有益， 但在只有单个CDMA载波的情况下，由于相对低效和带来的高成本， 宽带前馈功率放大器解决方案并不是最佳。因此在单个载波或窄带 宽信号应用中，本发明更具有优势。与宽带宽解决方案相比，窄带 宽应用中的瞬时抵消带宽相对较小。因此，可以承受环路2两部分 之间的延迟失配损失，而不会在所要求的抵消带宽中牺牲环路2的 抵消能力。考虑到这些因素，窄输入信号和对环路2的瞬时抵消带 宽要求一起，降低了对误差放大器400处理功率能力的要求。这里 揭示的前馈功率放大器结构使用了一个比宽带前馈功率放大器解决 方案中的其他结构小的误差放大器400。典型的宽带解决方案是利用 只有主放大器四分之一大小的误差放大器400。本发明的一个特点是 通过使用只有主放大器十分之一的较小的误差放大器所带来的较高 效率。较小的放大器在实现过程中成本较低，在制造过程中也比较 容易调整。
下面将描述本发明前馈功率放大器中的环路3。环路3包括一个 第二载波抵消合并器260，环路3在前馈功率放大器输入和输出之间 形成。本发明的一个特点是向寄生信号探测器(或接收器)805的输入 端提供前馈功率放大器输出的载波抑制取样。输出信号被第五方向 耦合器235取样，其输入端口连接到误差注入耦合器230的输出端 口。因此，第五方向耦合器235的取样端口向第三延迟线250的输 入端口提供：被放大信号的取样和残存的由于主放大器215非线性 传输函数而产生的IMD(没有被环路2完全抵消)。第三延迟线的输出 端口连接到第三增益和相位调节网络255的输入端口。第三增益和 相位调节网络255的输出端口连接到第二求和接点(第二载波抵消合 并器)260的第一输入端口。环路3的无源部分含有环路1的无源部 分：第一方向耦合器105和第一延迟线115，其输入信号是由第三方 向耦合器或输入取样耦合器310提供。第三方向耦合器310的耦合 端口连接到第四延迟线330的输入端口。第四延迟线330的输出端 口连接到第二求和接点260的第二输入端口。第二求和接点260的 输出端口连接到寄生信号接收器805的输入端口。
环路3的功能是为了降低在寄生信号接收器805输入端处的相对 于IMD电平的载波功率。更具体地说，延迟线250和延迟线330提 供被取样的输入载波信号和被取样的主放大器输出信号之间的信号 延迟均衡，以匹配这些延迟使得在合并器260能够进行载波抵消。 增益和相位调节电路255提供输出耦合器235的被取样的输出信号 和耦合器310的被取样的输入信号之间的振幅均衡，它也为在合并 器260处进行被取样的输出信号和被取样的输入载波信号的反相相 加提供相位调节。结果，合并器260的信号输出对应于载波分量被 大幅降低的被取样的输出信号。这个载波被降低了的被取样输出信 号被提供给寄生探测器805作为输入信号。
图10和图11说明了被取样的输出信号载波电平18如何可通过 上述的环路3而大幅降至低电平28。例如，能够提供15至20dB的 载波电平降低(图11；25)。降低了的载波功率扩展了寄生信号接收器 的有效动态范围。因此，工作在降低了功率的下变频接口(中频)信 号上的寄生信号接收器可以使用低价格电路元件来取得类似的接收 器性能。这种下变频降低功率的接口信号在图12中有说明。
以下参照图8就控制系统800的详细实施例进行说明。如图所示， 控制系统包括微控制器810和一个寄生信号探测器，后者包括：下 变频混频器830，一个向混频器830提供可变频率信号(频率由微控 制器810控制)的频率发生器835(可以包括一个合适的本机振荡器)， 带通滤波器825，小增益放大级820，A/D(模数)转换器815，以及数 字信号处理器(DSP)817。微控制器810调节频率发生器835的频率， DSP 817测量不同频率处的信号功率以确定载波带宽的中心频率。一 旦确定了载波带宽，带外失真结果(22a，22b；图11和12)就可被识 别，这些IMD也被监测以控制放大器使IMD最低。更具体地说，微 控制器810用寄生信号探测器的输出来控制环路2的IMD抵消作用， 并(可选地)控制环路1的预失真器210。在授予French等人的美国 专利6,140,874(以引用方式结合于本申请)中，详细介绍了一种利 用寄生信号探测器的控制系统，图8中控制系统和寄生信号探测器 的工作可能用到了这种思路，因此这里不再详细描述。如图11和12 所示，由于被取样的输出信号中的载波分量降低，图8中寄生信号 接收器中的电路元件可以采用具有较小动态范围的电路元器件，因 此寄生信号探测器可更低价地提供。
图9详细描述环路3和前馈结构中控制系统的实现。如前所述， 第三信号抵消环路即环路3被用来降低放大器输出端取样端口235 处信号中的载波电平。微控制器810控制该功能，并且控制环路1 载波抵消和环路2误差(IMD)抵消。更具体地说，在环路3控制中， 微控制器810首先将本机振荡器835的频率设为预定频率初值。混 频器830的接口输出然后通过滤波器825带通滤波并被A/D转换器815 转换成数字信号。DSP 817测量在中频处的能量。例如，DSP 817能 够在接口处进行频率扫描和功率积分。微控制器810反复调节增益 和相位调节电路255，并判断DSP 817在中频处测到的能量是否超过 所要的中频阈值电平。微控制器810对增益和相位调节电路255的 反复调节使得能够在合并器260处取得所要的第三环路载波抵消， 这是通过监测接口功率电平以取得所需要的载波功率降低25(参考图 10)来实现的。当环路3被控制在所要的降低载波电平上时，美国专 利6,140,874中所介绍的方法可用在环路1和环路2的控制中。更 具体地说，通过改变本机振荡器835的频率可以确定RF载波(比如 CDMA载波)的频率。一旦确定了载波频率，DSP817利用一种类似频 谱分析仪的处理来测量前馈放大器系统输出端的IMD结果电平。测 到的IMD电平可以被微控制器810用来控制环路2，使放大器系统输 出的IMD电平(22a-22b，图10)最低。这些测到的IMD电平也可被微 控制器810用来控制环路1中的预失真器210，使因主放大器215非 线性而产生的IMD最小。
总之，环路3载波电平的降低为控制系统的DSP与接口链元件的 动态范围要求的降低创造了条件。本发明的这一方面可使得在环路2 抵消作用中的变换时间更快和对IMD结果的抵消作用更强，这是因 为DSP 817的可用的有效动态范围比较大。
本发明参照目前的优选实施例进行描述，然而，本领域的熟练技 术人员应知可对本发明做很多改进(改进太多而以至不能一一罗 列)，但这些改进仍然属于本发明的范畴。因此，上述的详细描述 只能被看作是说明性的，并不对本发明构成限制。
相关申请信息
本申请要求美国法典第35卷第119(e)条所规定的、2003年2月 14号提交的序号60/447,772的美国专利临时申请案项下的权益，该 专利的公开内容以参照方式结合于本申请。