近来，随着便携式电话的传播，便携式电话终端在功能性上得到了 发展。例如，通过基站，便携式电话终端现在可以与远程便携式电话终 端以高质量语音进行无线通信，通过因特网收发电子邮件，以及下载图 像和程序。除了在功能性上的发展，便携式电话在大小和功率消耗上都 已经得到了缩减。
使便携式电话终端能够在功能性上得到发展的一个因素是如CDMA等 数字无线通信方法的采用，数字无线通信方法允许无差错地携带比传统 模拟无线通信方法更大数量的信息。这些无线通信方法采用QPSK或其他 类似的调制方法，而且通常使用正交调制器作为传输电路装置的组件。
图26示出了传统传输电路装置的基本结构。在图中，传输电路装置 由正交调制器403、带通滤波器404、IQ信号发生器405、本地振荡器406 和功率放大器411组成。正交调制器403由移相器407、混频器408、混频 器409和组合器410组成。
IQ信号发生器405输出基带I信号和基带Q信号—模拟信号，它们被输 入到正交调制器403中。本地振荡器406输出载频正弦波信号，然后由移 相器407将其分为相互有90度相位差的两个信号。将得到的信号输入混频 器408和混频器409，混频器408和混频器409之后分别利用基带I信号和基 带Q信号以调幅相互有90度相位差的载频信号。组合器410组合调制的信 号作为正交调制器403的输出。功率放大器411放大正交调制器403的输 出，以及在输出之前，由带通滤波器404减少不需要的频率分量。
但是，用传统的传输电路装置，由于输入正交调制器403的基带I信 号和基带Q信号是模拟信号，需要防止混频器408和混频器409引起失真。 这样，难以确保从正交调制器403输出足够高的电平。
为了将正交调制器403的输出提升到足够高的电平，必须由功率放大 器411进行放大。由于必须在相对无失真的线性区域中操作功率放大器 411，必须在相对于其饱和电平来说足够低的电平下进行操作。这使得功 率放大器411消耗很多功率，从而不可能总体上减少传输电路装置的功率 消耗。
为了解决这个传统的问题，本申请人在其第一个专利申请、日本专 利公开号为2002-57732的专利申请中提出了图27所示的传输电路装置。
这里结合了日本专利公开号为2002-57732的专利申请的全部公开， 以整体作为参考。
图27示出了本申请人在其第一个专利申请中提出的传输电路装置的 基本结构。在图中，传输电路装置由第一数字调制器1001、第二数字调 制器1002、正交调制器1003、IQ数据发生器1005和本地振荡器1006组成。
此外，正交调制器1003由移相器1007、第一数字RF调制器1008、第 二数字RF调制器1009、第一带通滤波器1110、第二带通滤波器1111和组 合器1010组成。
下面，将描述此传输电路装置的操作。
首先，IQ数据发生器1005输出基带I信号给第一数字调制器1001，并 且输出基带Q信号给第二数字调制器1002。基带I信号和基带Q信号是多电 平数字信号。第一数字调制器1001德耳塔-西格马(δ-∑)调制输入信号， 并输出具有比基带调制信号低的垂直分辨率，即较少数目的可用数值的 数字I信号。类似地，第二数字调制器1002德耳塔-西格马调制输入信号， 并输出数字Q信号。
移相器1007将本地振荡器1006输出的本地信号分为相互有90度相位 差的载频信号。将两个载频信号分别输入第一数字RF调制器1008和第二 数字RF调制器1009。由来自第一数字调制器1001的输出信号逐步地调幅 输入第一数字RF调制器1008的载频信号，而且由来自第二数字调制器1002 的输出信号逐步调幅输入第二数字RF调制器1009的有90度相位差的载频 信号。
通过第一带通滤波器1110将来自第一数字RF调制器1008的输出输入 组合器1010，而且通过第二带通滤波器1111将来自第一数字RF调制器1009 的输出输入组合器1010。组合器1010将这些输入相加以产生正交调制器 1003的发射机输出信号。分别安装第一带通滤波器1110和第二带通滤波 器1111，以减少在第一数字RF调制器1008和第二数字RF调制器1009的输 出中产生的不需要的频率分量。在图27中示出的结构中，在组合信号之 前，带通滤波器1110和1111可以减少不需要的频率分量。
由于数字RF调制器只需要输出精确地对应于具有较低垂直分辨率， 即，较少数目可用数值的数字IQ信号的那些电平，它不需要具有很高的 线性。这样，可以在接近它们的饱和电平的电平使用包括在数字RF调制 器中的元件，从而得到高效率。同样，由于存在较少量的依赖于模拟特 性的组件，很容易确保线性。
这样，本申请人在其第一个专利申请中提出的传输电路装置解决了 上面的问题，并提供了巨大的优势：即，通过将基带IQ信号德耳塔-西格 马调制为具有比基带IQ信号低的垂直分辨率，即，较少数目的可用数值 的数字IQ信号，以及使用正交调制器调制载波，可以获得很好的线性和 较低的功率消耗。
图28示出了本申请人在他的第二个专利申请、日本专利公开号为 2002-325109的专利申请中提出的传输电路装置的基本结构。
这里结合了日本专利公开号为2002-325109的专利申请的全部公开， 以整体作为参考。
传输电路装置由调频器1101、调幅器1102、德耳塔-西格马调制器 1103、带通滤波器1104和数据发生器1105组成。
数据发生器1105作为分开输入数字信号、并输出由都是取离散数值 的数字信号的调频数据和调幅数据组成的矢量调制数据的装置。
调频器1101作为利用调频数据调频载频信号的装置。
德耳塔-西格马调制器1103是高阶德耳塔-西格马调制器，并作为德 耳塔-西格马调制调幅数据、并输出具有比调幅数据低的垂直分辨率，即， 较少数目的可用数值的数字振幅数据的装置。
调幅器1102作为利用从德耳塔-西格马调制器1103输出的数字振幅数 据调幅调频器1101的输出信号的装置。
带通滤波器1104用作减少调幅器1102中不需要的频率分量的装置。 尽管采用传统正交调制器的图26所示的传输电路装置需要两个带通滤波 器，图28所示的传输电路装置只需要一个带通滤波器。以这种方式，图28 中的传输电路装置比传统传输电路装置需要更少数目的带通滤波器。
接下来，将描述这个传输电路装置的操作。
数据发生器1105通过分开输入数字信号产生矢量调制数据。具体地， 作为矢量调制数据，它产生并输出都是数字信号的调频数据和调幅数据。
调频器1101利用从数据发生器1105输出的调频数据调频载频信号。 图29(a)示出了由调频器1101调频的信号。可以看到的是，调频信号具 有恒定的包络。
德耳塔西格马调制器1103是高阶德耳塔西格马调制器。该调制器德 耳塔-西格马调制调幅数据，并输出具有比调幅数据低的垂直分辨率，即， 较少数目的可用数值的数字振幅数据。
图29(b)示出了输入德耳塔西格马调制器1103的调幅数据。通过总 线向德耳塔-西格马调制器1103传输调幅数据，在总线上与时钟信号同步 地在各自的信号线上传输数据位。图29(c)示出了来自德耳塔西格马调 制器1103的输出数据。在图29(c)中，来自德耳塔西格马调制器1103的 输出数据被调制为二元数字振幅数据。附带地，尽管已经描述了调幅数 据作为如图29(b)所示的通过总线传输的数据，也可以代替地作为取离 散数值的多电平模拟信号进行传输。
调幅器1102利用数字振幅数据调幅调频器1101的输出信号。
调幅器1102的输出具有由带通滤波器1104减少的不需要的频率分 量。
调频器1101的输出是调频信号，因此具有恒定的包络。利用数字振 幅数据执行调幅的调幅器1102只需要提供与数据的数字数值成比例的小 数目的输出电平，因为数字振幅数据具有低垂直分辨率，即，较少数目 的可用数值。这样，即使具有低线性的调幅器也可以容易地修正输出电 平。
如果配置德耳塔西格马调制器1103以产生1位的输出，具体地，调幅 器只需简单地像开关那样操作。这允许调幅器1102在接近其饱和电平进 行操作，得到高效率。同样，由于存在较少量的依赖于模拟特性的组件， 即使利用易于产生高失真的元件，仍然可以获得良好的线性。
这样，本申请人在其第二个专利申请中提出的传输电路装置解决了 上面的问题并提供巨大的优势：即，可以获得良好的线性、高发射机输 出功率效率和低功率消耗。
附带地，尽管在上述示例中使用调频器1101，这不是限制性的。代 替调频器1101，本申请人在其第二个专利申请中提出的传输电路装置也 可以应用相位调制器，该相位调制器利用从数据发生器1105输出的相位调 制数据来相位调制载频信号。简而言之，上述传输电路装置能够利用调 频器或如相位调制器等角度调制器产生相同的效果。
图30示出了为了解决上述传统问题而提出的传输电路装置。此传输 电路装置不像图26所示的传输电路装置那样放大离散的模拟信号。它由 德耳塔西格马调制器1202、放大器1203和带通滤波器1204组成。
德耳塔西格马调制器1202德耳塔西格马调制通过输入端1201接收的 输入数据，并输出具有比输入数据低的垂直分辨率，即，较少数目的可 用数值的数字数据。
从德耳塔西格马调制器1202输出的数字数据通过D/A转换，由放大器 1203进行放大，通过带通滤波器1204以减少包括在德耳塔西格马调制器 1202量化输入数据时产生的量化噪声中的不需要的频率分量，以及通过 输出端1205输出。
由于德耳塔西格马调制器1202将输入数据转换为具有较低垂直分辨 率，即，较少数目的可用数值的数字数据，放大器1203只需要输出精确 对应于具有较低垂直分辨率，即，较少数目的可用数值的数字数据的那 些电平，以及不需要具有很高的线性。这样，可以在接近其饱和电平的 电平使用包括在放大器1203中的元件，得到高效率。同样，由于存在较 少量的依赖于模拟特性的组件，容易确保线性。
但是，用图27、28和30所示的传输电路装置中的任何一个，当德耳 塔西格马调制输入到德耳塔西格马调制器的信号时发生量化噪声。为了 减少量化噪声，需要使用具有较陡特性的带通滤波器。
具有较陡特性的带通滤波器具有较大的尺寸，因此增加了传输电路 装置的电路规模。同样，具有较陡特性的带通滤波器引入较高损耗，降 低了传输电路装置本身的效率。
因此，提出的传输电路装置具有由带通滤波器的大尺寸引起的尺寸 增加的问题。
同样，提出的传输电路装置具有由带通滤波器的高损耗引起的效率 降低的问题。
考虑到上面的问题，本发明具有提供一种小尺寸的传输电路装置和 无线通信装置的目的。
同样，考虑到上面的问题，本发明具有提供一种具有高效率的传输 电路装置和无线通信装置的目的。

本发明的第一方面是一种传输电路装置，包括：
第一信号源，输出第一信号，所述第一信号是二元或多电平离散模 拟信号，或者是具有二元或多电平离散包络的模拟信号，而且具有信号 分量和量化噪声分量；
第二信号源，输出由量化噪声分量组成的第二信号；
第一放大器，放大第一信号；以及
组合器，通过组合第一放大器的输出和第二信号抵消量化噪声分量。
本发明的第二方面是按照第一方面的传输电路装置，包括信号处理 器，对输入的第三矢量数据执行信号处理，以及从而输出(1)第一矢量 数据，所述第一矢量数据是当被矢量调制时，其包络可以取比通过矢量 调制第三矢量数据获得的信号包络更少数目的数值的信号；以及(2)第 二矢量数据，所述第二矢量数据是通过从第一矢量数据中减去第三矢量 数据获得的信号，其中：
第一信号源是矢量调制输入的第一矢量数据的第一矢量调制器；
第一信号是第一矢量调制器的输出；
第二信号源是矢量调制输入的第二矢量数据的第二矢量调制器；以 及
第二信号是第二矢量调制器的输出。
本发明的第三方面是按照第二方面的传输电路装置，其中，在信号 处理器和第二矢量调制器之间安装低通滤波器。
本发明的第四方面是按照第二方面的传输电路装置，包括放大第二 矢量调制器的输出的辅助放大器，其中：
组合器通过组合第一放大器的输出和辅助放大器的输出来抵消包含 在第一放大器的输出中的量化噪声分量。
本发明的第五方面是按照第四方面的传输电路装置，其中，在信号 处理器和第二矢量调制器之间安装低通滤波器，或者在第二矢量调制器 和辅助放大器之间安装带通滤波器。
本发明的第六方面是一种传输电路装置，包括：
第一分配器，将输入信号分为两部分；
德耳塔西格马调制器，德耳塔-西格马调制来自第一分配器的第一输 出的信号；
第二分配器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号分为两部分；
主放大器，放大来自第二分配器的第一输出的信号；
第一组合器，组合来自第一分配器的第二输出的信号和来自第二分 配器的第二输出的信号；以及
第二组合器，组合来自主放大器的输出的信号和来自第一组合器的 输出的信号，
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，以及
已经将在第二组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第七方面是一种传输电路装置，包括：
第一分配器，将输入信号分为两部分；
德耳塔西格马调制器，德耳塔西格马调制来自第一分配器的第一输 出的信号；
第二分配器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号分为两部分；
主放大器，放大来自第二分配器的第一输出的信号；
第一矢量调整器，调整来自第一分配器的第二输出的信号的振幅和 相位；
第一组合器，组合来自第一矢量调整器的输出的信号和来自第二分 配器的第二输出的信号；
第二矢量调整器，调整来自第一组合器的信号的振幅和相位；
辅助放大器，放大来自第二矢量调整器的输出的信号；
第二组合器，组合来自主放大器的输出的信号和来自辅助放大器的 输出的信号，
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，以及
已经将在第二组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第八方面是按照第七方面的传输电路装置，其中，在第一 组合器和第二矢量调整器之间或者在第二矢量调整器和辅助放大器之间 安装带通滤波器。
本发明的第九方面是按照第七方面的传输电路装置，其中，将数字 信号输入第一分配器、德耳塔西格马调制器、第二分配器、第一矢量调 整器、第二组合器和第二矢量调整器中的全部或某些部分。
本发明的第十方面是一种传输电路装置，包括：
第一分配器，将从产生调幅数据和角度调制数据的数据发生器接收 到的调幅数据分为两部分；
德耳塔西格马调制器，德耳塔-西格马调制来自第一分配器的第一输 出的信号；
第二分配器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号分为两部分；
第一矢量调整器，调整来自第一分配器的第二输出的信号的振幅和 相位；
第一组合器，组合来自第二分配器的第一输出的信号和来自第一矢 量调整器的输出的信号；
角度调制器，角度调制接收到的角度调制数据；
第三分配器，将来自角度调制器的输出的信号分为两部分；
第一乘法器，将来自第二分配器的第二输出的信号与来自第三分配 器的第一输出的信号相乘；
第二乘法器，将来自第一组合器的第一输出的信号与来自第三分配 器的第二输出的信号相乘；
第二矢量调整器，调整来自第二乘法器的第一输出的信号的振幅和 相位；以及
第二组合器，组合来自第一乘法器的输出的信号和来自第二矢量调 整器的输出的信号，
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，以及已经将在第二组合器的一个输 入的信号和在另一输入的信号调整为实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第十一方面是按照第十方面的传输电路装置，其中，在第 一组合器和第二乘法器之间安装低通滤波器。
本发明的第十二方面是一种传输电路装置，包括：
第一分配器，将从产生调幅数据和角度调制数据的数据发生器接收 到的调幅数据分为两部分；
德耳塔西格马调制器，德耳塔西格马调制来自第一分配器的第一输 出的信号；
角度调制器，角度调制接收到的角度调制数据；
第二分配器，将来自角度调制器的输出的信号分为两部分；
第一乘法器，将来自第二分配器的第一输出的信号与来自德耳塔西 格马调制器的输出的信号相乘；
第三分配器，将来自第一乘法器的输出的信号分为两部分；
第二乘法器，将来自第二分配器的第二输出的信号与来自第一分配 器的第二输出的信号相乘；
第一矢量调整器，调整来自第二乘法器的输出的信号的振幅和相位；
第一组合器，组合来自第三分配器的第一输出的信号和来自第一矢 量调整器的输出的信号；
第二矢量调整器，调整来自第一组合器的输出的信号的振幅和相位；
辅助放大器，放大来自第二矢量调整器的输出的信号；以及
第二组合器，组合来自第三分配器的第二输出的信号和来自辅助放 大器的输出的信号，
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，以及
已经将在第二组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第十三方面是按照第十二方面的传输电路装置，其中，在 第一组合器和第二矢量调整器之间或者在第二矢量调整器和辅助放大器 之间安装带通滤波器。
本发明的第十四方面是一种传输电路装置，包括：
德耳塔西格马调制器，德耳塔西格马调制从产生调幅数据和角度调 制数据的数据发生器接收到的调幅数据；
角度调制器，角度调制接收到的角度调制数据；
乘法器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号与来自角度调制 器的输出的信号相乘；
分配器，将乘法器的输出分开；
矢量调制器，调制输入的矢量信号；
第一矢量调整器，调整来自矢量调制器的输出的信号的振幅和相位；
第一组合器，组合来自分配器的第一输出的信号和来自第一矢量调 整器的输出的信号；
第二矢量调整器，与第一组合器的输出相连；以及
第二组合器，组合来自分配器的第二输出的信号和来自第二矢量调 整器的输出的信号，
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，以及
已经将在第二组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第十五方面是按照第十四方面的传输电路装置，包括辅助 放大器，放大来自第二矢量调整器的输出的信号，并向第二组合器输出，
其中，在第一组合器和第二矢量调整器之间或者在第二矢量调整器 和辅助放大器之间安装带通滤波器。
本发明的第十六方面是按照第十方面到第十四方面中任何一个的传 输电路装置，其中，调幅数据是数字化的数据。
本发明的第十七方面是按照第七、第十二或第十四方面中任何一个 的传输电路装置，其中，辅助放大器至少与一个矢量调整器相连，以及 在辅助放大器前面的级中安装预失真电路。
本发明的第十八方面是按照第七到第十五方面中任何一个的传输电 路装置，其中，在第二组合器上游或下游的级中安装带通滤波器。
本发明的第十九方面是按照第十八方面的传输电路装置，其中，带 通滤波器随着传输频率改变其通带。
本发明的第二十方面是一种传输电路装置，包括：
德耳塔西格马调制器，德耳塔西格马调制输入的I信号；
第一分配器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号分为两部分；
第一矢量调整器，调整输入的I信号的振幅和相位；
第一组合器，组合来自第一分配器的第一输出的信号和来自第一矢 量调整器的输出的信号；
信号发生器，产生本地振荡信号；
移相器，移相信号发生器的输出信号；
第一乘法器，将来自第一组合器的输出的信号与来自移相器的输出 信号相乘；
第二矢量调整器，调整来自第一乘法器的输出的信号的振幅和相位；
第二乘法器，将来自第一分配器的第二输出的信号与来自移相器的 输出信号相乘；
第二组合器，组合来自第二矢量调整器的输出的信号和来自第二乘 法器的输出的信号；
德耳塔西格马调制器，德耳塔西格马调制输入的Q信号；
第二分配器，将来自德耳塔西格马调制器的输出的信号分为两部分；
第三矢量调整器，调整输入的Q信号的振幅和相位；
第三组合器，组合来自第二分配器的第一输出的信号和来自第三矢 量调整器的输出的信号；
第三乘法器，将来自第三组合器的输出的信号与来自移相器的输出 的信号相乘；
第四矢量调整器，调整来自第三乘法器的输出的信号的振幅和相位；
第四乘法器，将来自第二分配器的第二输出的信号与来自移相器的 输出信号相乘；
第四组合器，组合来自第四矢量调整器的第一输出的信号和来自第 四乘法器的输出的信号；以及
第五组合器，组合来自第二组合器的输出的信号和来自第四组合器 的输出的信号；
其中，已经将在第一组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号 调整为实际上幅度相等而相位相反，
已经将在第二组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反，
已经将在第三组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反，以及
已经将在第四组合器的一个输入的信号和在另一输入的信号调整为 实际上幅度相等而相位相反。
本发明的第二十一方面是按照第二十方面的传输电路装置，其中：
在第一组合器和第一乘法器之间安装低通滤波器；以及
在第三组合器和第三乘法器之间安装低通滤波器。
本发明的第二十二方面是按照第二十方面的传输电路装置，其中， 在来自第二组合器上游或下游的级、第四组合器上游或下游的级、第五 组合器上游或下游的级中的至少一个或多个位置中安装带通滤波器。
本发明的第二十三方面是一种无线通信装置，包括：
传输电路，输出传输信号；以及
接收电路，接收接收信号，
其中，按照本发明第一到第十四和第二十到第二十二方面中的任何 一个所述的传输电路装置被用于传输电路。
附图说明
图1是按照本发明的第一实施例的传输电路装置的方框图；
图2是按照本发明的第一实施例的传输电路装置的方框图；
图3(a)是示出了第一信号源产生的信号的一个示例的框图；
图3(b)是示出了第一信号源产生的信号的另一示例的框图；
图4是按照本发明的第二实施例的传输电路装置的方框图；
图5是利用数字信号处理，可以实现与按照本发明的第二实施例的 传输电路装置的那些功能等价的功能的传输电路装置的方框图；
图6(a)到(f)是示出了本发明的第二实施例中的功率谱的图表；
图7是按照本发明的第二实施例的传输电路装置的方框图；
图8是按照本发明的第三实施例的传输电路装置的方框图；
图9是利用数字信号处理，可以实现与按照本发明的第三实施例的 传输电路装置的那些功能等价的功能的传输电路装置的方框图；
图10是按照本发明的第四实施例的传输电路装置的方框图；
图11是按照本发明的第五实施例的传输电路装置的方框图；
图12是按照本发明的第六实施例的传输电路装置的方框图；
图13是按照本发明的另一实施例的传输电路装置的方框图；
图14是按照本发明的第一实施例的传输电路装置的方框图；
图15是按照本发明的第一实施例的另一传输电路装置的方框图；
图16是示出了德耳塔西格马调制的信号的功率谱；
图17是通过组合德耳塔西格马调制的信号和频带限制的量化噪声信 号获得的信号；
图18是按照本发明的第一实施例描述了用于第二信号源203中的信 号产生的算法的说明图；
图19(a)是按照本发明的第一实施例描述了如何将第一信号源202 产生的信号的量化噪声分量和第二信号源203产生的信号调整为幅度相 等而相位相反的框图；
图19(b)是按照本发明第一实施例示出了量化噪声监视器的结构 示例的框图；
图20是示出了使组合器中的两个输入信号幅度相等而相位相反的控 制系统的另一示例的框图；
图21是按照本发明的第三实施例概念性示出了传输电路装置37的 结构的框图；
图22是按照本发明的第三实施例示出了信号处理器所用的控制方法 的框图；
图23是按照本发明的第三实施例示出了信号处理器所用的控制方法 的框图；
图24是按照本发明的第三实施例示出了乘法器的结构的框图；
图25是按照本发明的第三实施例示出了乘法器的结构的框图；
图26是示出了传统传输电路装置的基本结构的框图；
图27是示出了传统传输电路装置的基本结构的框图；
图28是示出了传统传输电路装置的基本结构的框图；
图29(a)是示出了已经由调频器调频的信号的示例的框图；
图29(b)是示出了在给德耳塔西格马调制器的输入处的调幅的框 图；
图29(c)是示出了在来自德耳塔西格马调制器的输出处的调幅的 框图；以及
图30是示出了传统传输电路装置的基本结构的框图。

下面将参照附图描述本发明的实施例。 (第一实施例)
首先，将描述第一实施例。
图1按照第一实施例示出了传输电路装置201的结构。
传输电路装置201由第一信号源202、第二信号源203、主放大器204、 辅助放大器205、组合器206、输出端207和信号处理器220组成。
信号处理器220是根据输入数据执行信号处理的电路，而且向第一信 号源202和第二信号源203发送处理过的数据。
第一信号源202是根据来自信号处理器220的输入数据产生包含信号 分量和量化噪声分量的模拟信号的电路。
第二信号源203是根据来自信号处理器220的输入数据产生只包含来 自第一信号源202的量化噪声分量的模拟信号的电路。
主放大器204是放大来自第一信号源202的输出的信号的电路。
辅助放大器205是放大来自第二信号源203的输出的信号的电路。
组合器206是组合来自主放大器204的输出的信号和来自辅助放大器 205的输出的信号的电路。
附带地，按照此实施例的主放大器204是按照本发明的放大器的示 例。
接下来，将描述本实施例的操作。
图18示出了描述信号产生的说明图。具体地，假设给信号处理器220 的输入信号、给第一信号源的输入信号和给第二信号源203的输入信号分 别为x0(t)、x1(t)和x2(t)，利用x2(t)＝x1(t)-x0(t)来确定x2(t)。另 一方面，x1(t)由德耳塔西格马调制x0(t)确定。
第一信号源202产生二元或多电平的离散模拟信号，并向主放大器204 输出。图3(a)示出了第一信号源202产生的信号的示例。例如，这个信 号通过德耳塔西格马调制给第一信号源202的输入信号获得，而且包含给 第一信号源202的输入信号的分量和在德耳塔西格马调制期间产生的量化 噪声分量。
以这种方式，第一信号源202输出包含信号分量和量化噪声分量的信 号。
另一方面，第二信号源203输出对应于包含在来自第一信号源202的 输出中的量化噪声分量的信号。
主放大器204放大来自第一信号源202的信号，并向组合器206输出。
另一方面，辅助放大器205放大来自第二信号源203的信号，并向组 合器206输出。
在给组合器206的输入中，已经由矢量调整器(未示出)之类将包含 在来自第一信号源202的输出中的量化噪声分量和来自第二信号源203的 信号调整为幅度相等而相位相反。这样，当组合器206组合这些信号时， 量化噪声分量抵消，以及只有信号分量出现在输出端207上。
依赖于通路延迟时间、增益或通过的相位之间的差别，操作x2(t)＝ x1(t)-x0(t)可能不能充分地抑制量化噪声。在这种情况下，需要调整 输入组合器的两个信号使其幅度相等而相位相反。图19(a)示出了调整 包含在来自第一信号源202的信号中的量化噪声和来自第二信号源203的 信号幅度相等而相位相反的调整方法。具体地，将组合器输出输入分配 器，而反馈分配器的部分输出。更具体地，将分配器的部分输出输入到 量化噪声监视器中，随后量化噪声监视器检测未被组合器抵消的量化噪 声的大小。
按照量化噪声监视器检测的量化噪声电平，控制器以最小化从组合 器输出的量化噪声的大小的方式控制信号处理器。
图19(b)示出了量化噪声监视器的结构示例。带通滤波器通过处于 包含量化噪声的特定频率范围内的信号。由功率检测器检测信号的大小。 这种结构可以以稳定而有效的方式抑制量化噪声。
图20示出了使组合器中的两个输入信号幅度相等而相位相反的控制 系统的另一示例。将组合器的输出输入分配器，而反馈分配器的部分输 出。具体地，将分配器的部分输出输入到解调信号的解调器中。
比较器比较来自解调器的解调信号和原始信号，而控制器控制信号 处理器，从而减小误差。这种结构可以以稳定而有效的方式抑制量化噪 声。
尽管已经参照图19和20解释了控制信号处理器，同样可以控制安装 在第一信号源的输出或第二信号源的输出的矢量调整器。
按照本实施例，由于来自第一信号源202的输出是二元或者多电平离 散模拟信号，主放大器204甚至在非线性区域也可以正确地进行操作。这 样，即使使主放大器204执行几乎在其饱和电平的B类操作或C类操作，从 输出端仍然可以获得具有充分减少的失真分量的信号。
具体地，如果第一信号源202输出二元模拟信号，开关放大器可以用 作主放大器204。另一方面，即使第一信号源202输出其包络具有少量可 用数值的信号，而不是输出二元模拟信号，仍然可以容易地确保线性。
因此，按照本实施例的传输电路装置201可以获得功率消耗上的减 少。
此外，由于按照本实施例的传输电路装置201可以不利用带通滤波器 而抵消量化噪声分量，可以获得尺寸上的缩小。
附带地，尽管已经解释了按照本发明的第一信号源202输出二元或多 电平离散模拟信号，这并不是限制性的。第一信号源202可以输出其包络 是二元或多电平的模拟信号。图3(b)示出了这样的信号：其包络是二 元的信号的示例。
图14示出了其中第一信号源202输出其包络是二元或多电平的模拟信 号的传输电路装置213的结构。
传输电路装置213由输入端209、信号处理器210、第一矢量调制器 211、第二矢量调制器212、主放大器204、辅助放大器205、组合器206和 输出端207组成。
附带地，图14中的第一矢量调制器211对应于第一信号源202，以及 第二矢量调制器212对应于第二信号源203。
输入端209用以将矢量数据(此后称为矢量数据x)输入信号处理器 210。矢量数据x由I信号和Q信号组成。
信号处理器210是对矢量数据x执行信号处理、并分别向第一矢量调 制器211和第二矢量调制器212输出第一矢量数据(此后称为第一矢量数 据x′)和第二矢量数据(此后称为第二矢量数据xn)的电路。
第一矢量调制器211是以输入的第一矢量数据x′矢量调制载波的电 路。
第二矢量调制器212是以输入的第二矢量数据xn矢量调制载波的电 路。
主放大器204是放大来自第一矢量调制器211的输出的信号的电路。
辅助放大器205是放大来自第二矢量调制器212的输出的信号的电 路。
组合器206是组合来自主放大器204的输出的信号和来自辅助放大器 205的输出的信号的电路。
输出端207用以输出由组合器206输出的信号。
下面将描述本实施例的操作。
将通过输入端209输入的矢量数据x输入到信号处理器210中。
信号处理器210对输入矢量数据x执行信号处理，并分别向第一矢量 调制器211和第二矢量调制器212输出第一矢量数据x′和第二矢量数据 xn。
第一矢量数据x′是这样的信号，信号包络可以在以第一矢量数据x′ 矢量调制载波时比在以矢量数据x矢量调制载波时取得更少数目的数值。 这意味着矢量数据x的大小可用的数值的数目比矢量数据x′的大小可用的 数值的数目要多。这里，矢量数据x的大小是I信号和Q信号的平方和的平 方根。
矢量数据xn是通过从第一矢量数据x′中减去矢量数据x获得的信号。 换句话说，由xn＝x′-x给定矢量数据xn。这样，矢量数据xn是第一矢量 数据x′的量化噪声分量。
在执行上述信号处理之后，信号处理器210分别向第一矢量调制器211 和第二矢量调制器212输出第一矢量数据x′和第二矢量数据xn。
第一矢量调制器211以从信号处理器210输出的输入第一矢量数据x′ 矢量调制载波。
第二矢量调制器212以从信号处理器210输出的输入第二矢量数据xn 矢量调制载波。
主放大器204放大来自第一矢量调制器211的输出的信号，并向组合 器206输出。
辅助放大器205放大来自第二矢量调制器212的输出的信号，并向组 合器206输出。
在给组合器206的输入中，已经由矢量调整器(未示出)之类将包含 在来自主放大器204的输出中的量化噪声分量和来自辅助放大器205的输 出的信号调整为幅度相等而相位相反。这样，当组合器206组合这些信号 时，量化噪声分量抵消，以及只有信号分量出现在输出端207上。
按照本实施例，由于来自第一矢量调制器211的输出的信号的包络可 以取得比通过以矢量数据x矢量调制载波所获的的信号的包络更少数目的 数值，主放大器204甚至在非线性区域中也可以正确地进行操作。这样， 即使使主放大器204执行几乎在其饱和电平的B类操作或C类操作，从输入 端仍然可以获得具有充分减少的失真分量的信号。
具体地，如果第一矢量调制器211的包络输出二元信号，即，如果第 一矢量数据x′可以取两个数值-0或正实数，开关放大器可以用作主放大 器204。
以这种方式，按照本实施例的传输电路装置213可以获得功率消耗上 的减少。
附带地，即使第一信号源和第二信号源是矢量调制器，仍然可以以 图19和20中相同的方式控制信号使其幅度相等而相位相反。
此外，由于按照本实施例的传输电路装置213可以不利用带通滤波器 而抵消量化噪声分量，可以获得尺寸上的缩小。此外，由于不存在带通 滤波器的损耗，可以获得高效率。
此外，尽管已经解释了按照本实施例的传输电路装置213包括辅助放 大器205，也可以如图15所示的传输电路装置213a那样，配置其不具有辅 助放大器205。
此外，尽管已经解释了没有滤波器用于减少量化噪声分量，可以在 组合器206的输出侧安装带通滤波器以减少量化噪声分量，而通过信号分 量。甚至在这种情况下，由于组合器206充分地减少了量化噪声分量，不 需要带通滤波器具有较陡的特性，以及它可以是小尺寸、低损耗滤波器。
此外，在将第一矢量数据x′输入第一矢量调制器211之前，可以由 放大器放大从信号处理器210输出的第一矢量数据x′。类似地，在将第二 矢量数据xn输入第二矢量调制器212之前，可以由放大器放大从信号处理 器210输出的第二矢量数据xn。
此外，尽管按照本实施例的传输电路装置201包括上述示例中的辅助 放大器205，也可以如图2所示的传输电路装置208那样，不具有辅助放大 器205。
同样，如后面在第二实施例中所描述的那样，如果第二信号源203的 输出是德耳塔西格马调制信号的量化噪声分量，频域中的频率失调变得 越大，功率也变得越大。这样，输入辅助放大器205的信号在频域中很宽 的区域内保持高功率。这也同样增加了流入辅助放大器205的电功率，这 样引起功率消耗增加。为了解决这个问题，可以通过在第二信号源203和 辅助放大器205之间安装带通滤波器来频带限制第二信号源203的输出。 这样减少了流入辅助放大器205的电功率，以及因此减少了功率消耗和附 近的量化噪声。
此外，为了减少功率消耗，在信号处理器210和第二矢量调制器212 之间可以安装低通滤波器。代替地，也可以通过在第二矢量调制器212和 辅助放大器205之间安装带通滤波器来减少功率消耗。在这种情况下，也 应该在组合器206的输出侧安装带通滤波器以减少不需要的频率分量。
此外，尽管在本实施例中已经解释了通过德耳塔西格马调制x0(t)产 生x1(t)，这并不是限制性的。可以通过PWM以及通过德耳塔西格马调制 x0(t)产生x1(t)。 (第二实施例)
接下来将描述第二实施例。
图4示出了按照第二实施例的传输电路装置1的结构。
传输电路装置1由输入端2、第一分配器3、德耳塔西格马调制器4、 第二分配器5、主放大器6、第一矢量调整器7、第一组合器8、第二矢量 调整器9、辅助放大器10、第二组合器11和输出端12组成。组成传输电路 装置1的这些电路元件用于模拟信号处理。
第一分配器3和第二分配器5是将输入信号分为两个的电路。德耳塔 西格马调制器4是德耳塔西格马调制输入信号并输出多电平离散模拟信号 的电路。
主放大器6和辅助放大器10是放大信号的电路。
第一矢量调整器7和第二矢量调整器9是调整输入信号的幅度和相位 的电路，以及由可变衰减器和可变移相器组成。
第一组合器8和第二组合器11是组合通过两个输入端口输入的信号并 输出得到的信号的电路。
下面，将描述本实施例的操作。
第一分配器3将通过输入端2输入的作为模拟信号的输入信号分为两 部分，来自第一分配器3的第一输出的信号输入德耳塔西格马调制器4， 而来自第二输出的信号输入第一矢量调整器7。
图6(b)示出了在图4中的点B，即，在第一矢量调整器7的输入的信 号的功率谱。在图6(b)中，横轴代表频率(MHz)，而纵轴代表功率(dBm)。 正如从图6(b)可以看到的那样，在点B的功率谱分布在900MHz周围0.02MHz 的频带上。除了按照第一分配器3分开信号的比例在功率上的差别之外， 在给德耳塔西格马调制器4的输入类似于图6(b)分布。以这种方式，在 第一分配器3的输出，信号分量分布在900MHz周围0.02MHz的频带上。
德耳塔西格马调制器4从第一分配器3的第一输出接收信号，使其量 化，并输出多电平离散模拟信号。图6(a)示出了在图4中的点A，即， 在德耳塔西格马调制器4的输出的信号的功率谱。在图6(a)中，横轴代 表频率(MHz)，而纵轴代表功率(dBm)。在图6(a)中，由于当德耳塔 西格马调制器4量化模拟信号时产生的量化噪声，在德耳塔西格马调制器 4的输出的模拟信号的功率谱分布在较宽的频带上。因此，从德耳塔西格 马调制器4输出的信号由分布在900MHz周围0.02MHz的频带上的信号分量 和分布在较宽的频带上的量化噪声组成。
将从德耳塔西格马调制器4输出的模拟信号输入将其分为两部分的第 二分配器5。主放大器6从第二分配器5的第一输出接收模拟信号，并进行 放大。图6(d)示出了在图4中的点D，即，在主放大器6的输出的信号的 功率谱。在图6(d)中，横轴代表频率(MHz)，而纵轴代表功率(dBm)。 与图6(a)中的功率谱相比较，由于主放大器6的放大，图6(d)中的功 率谱表现出增加的功率。
另一方面，第一矢量调整器7从第一分配器3的第二输出接收信号， 并调整它的幅度和相位。第一组合器8组合来自第二分配器5的第二输出 的信号和来自第一矢量调整器7的信号。第一矢量调整器7调整它接收到 的信号的幅度和相位，以产生与来自第二分配器5的第二输出的信号的信 号分量幅度相等而相位相反的输出。因此，第一组合器8只输出抵消了信 号分量的量化噪声分量。
第二矢量调整器9调整从第一组合器8输出的量化噪声分量的幅度和 相位。图6(c)示出了在图4中的点C，即，在第二矢量调整器9的输出的 信号的功率谱。在图6(c)中，横轴代表频率(MHz)，而纵轴代表功率 (dBm)。正如从图6(c)可用看到的那样，在点C的信号只由抵消了信号 分量的量化噪声分量组成。辅助放大器10放大从第二矢量调整器9输出的 量化噪声分量。图6(e)示出了在图4中的点E，即，在辅助放大器10的 输出的信号的功率谱。与图6(c)中的功率谱相比较，由于辅助放大器10 的放大，图6(e)中的功率谱表现出增加的功率。
第二组合器11组合来自主放大器6的输出的信号和来自辅助放大器10 的输出的信号。第二矢量调整器9调整其输入信号的幅度和相位，使得来 自辅助放大器10的输出的信号和来自主放大器6的输出的信号在量化噪声 分量的频率上幅度相等而相位相反。因此，随着量化噪声分量的抵消， 第二组合器11输出只包含信号分量的信号。图6(f)示出了在图4中的点 F，即，在第二组合器11的输出的信号的功率谱。可以看到的是，来自包 含在图6(d)中的信号，随着量化噪声分量的抵消，只有信号分量分布 在图6(f)中。
附带地，尽管已经解释了按照第二实施例的传输电路装置1不具有安 装在输出端12侧的带通滤波器，可以在输出端12和第二组合器11之间安 装带通滤波器。
同样，如图6(a)所示，频域中的频率失调变得越大，德耳塔西格 马调制的信号的功率也变得越大。图16以横轴代表中心频率周围-100MHz 和+100MHz之间的范围中的频率示出了从德耳塔西格马调制器4输出的信 号的功率谱。正如图6(a)的情况那样，图中示出了在频域较宽的范围 上的大功率谱。
以这种方式，由于从德耳塔西格马调制器4输出的信号表现出在频域 中较宽的范围内的大功率，输入辅助放大器10的信号也表现出在频域中 较宽的范围内的大功率。由此，流入辅助放大器10的电功率很大，因此 引起大功率消耗。为了解决这个问题，可以通过在第一组合器8和第二矢 量调整器9之间或者在第二矢量调整器9和辅助放大器10之间安装带通滤 波器来频带限制德耳塔西格马调制器4的输出。这样减少了流入辅助放大 器10的电功率，以及因此减少了功率消耗和附近的量化噪声。
图17示出了以安装在第一组合器8和第二矢量调整器9之间的带通滤 波器获得的、来自第二组合器11的输出信号的功率谱。安装在第一组合 器8和第二矢量调整器9之间的带通滤波器的截止频率是80MHz。图17以横 轴代表与中心频率在范围-100MHz和+100MHz之间的频率差示出了从第二 组合器11输出的信号的功率谱。从图17可以看到，在比中心频率低80MHz 或更多的频率功率增加。同样，可以看到，在比中心频率高80MHz或更多 的频率功率增加。
在比中心频率低80MHz或更多的范围和比中心频率高80MHz或更多的 范围中，可以通过在第二组合器11的输出侧安装带通滤波器来降低信号 功率。安装在第二组合器11的输出侧的带通滤波器不需要具有较陡的衰 减特性，因为它只是必须衰减在离中心频率足够远的频率的信号功率。
通过在德耳塔西格马调制器4和辅助放大器10之间的某个地方以这种 方式安装带通滤波器，可以进一步降低功率消耗。
因此，按照本实施例的传输电路装置1可以在抵消了在德耳塔西格马 调制器4德耳塔西格马调制期间产生的量化噪声之后，从输出端12输出信 号。同样，传输电路装置1可以不利用带通滤波器而充分地减少量化噪声。 即使当利用带通滤波器以进一步减少量化噪声时，不需要带通滤波器具 有较陡的特性，因为本发明的电路结构足以去除载波附近的量化噪声。 因此，按照本实施例的传输电路装置1与利用具有较陡的特性的带通滤波 器时相比，可以获得尺寸的缩小，以及即使当使用带通滤波器时，可以 获得高效率，因为它降低了由于带通滤波器的损耗。
尽管已经说明了图4中的传输电路装置1实现模拟信号处理，同样可 以利用数字信号处理实现与图4中相同的功能。图5中的传输电路装置1a 利用数字信号处理实现了与图4中的传输电路装置1相同的功能。附带地， 图1是图5中示出的传输电路装置1a的概念性方框图。
图5中的数字信号处理器13被配置为数字信号处理电路。在数字信号 处理器13的外部，由模拟信号处理电路实现模拟信号处理。图5是数字信 号处理器13的方框图。可用使用基于数学公式的算法。
输入第一分配器3a的信号是数字信号。通过由至少传输时钟信号的 信号线和与时钟信号同步传输各自二元数字信号的两条或更多条信号线 组成的总线，将信号输入第一分配器3a。同样，通过类似的总线传输数 字信号处理器13中处理的信号，以及进行数字信号处理。
德耳塔西格马调制器4a的输出是具有比德耳塔西格马调制器4a的输 入低的垂直分辨率，即，较少数目的可用数值的数字信号。
D/A转换器14和15是将总线上的数字信号转换为模拟信号的电路。
德耳塔西格马调制器4a、第二分配器5a、矢量调整器7a、第一组合 器8a以及矢量调整器9a都是对总线上传输的数字信号执行数字信号处理 的数字信号处理电路。
其中用于模拟信号处理的电路比传输电路装置1中占用更少的部分 的、图5所示的传输电路装置1a在电路规模上比图4的传输电路装置1更 小，而且比图4的传输电路装置1更容易调整。
当在第一组合器8a中去除信号分量时，监控D/A转换器15的输出，并 利用监控的结果操作矢量调整器7a。同样，为了促进第二组合器11中的 组合，监控输出端12，并对矢量调整器9a进行操作。
为了促进图5中传输电路装置1a的第二组合器11等中的组合，可以如 下确定主放大器6和辅助放大器10的增益。
首先，将描述传输电路装置1a的操作，包括用于图5中的数字信号处 理13的计算算法的操作。
在数字信号处理13的外部，由模拟信号处理电路实现模拟信号处理。 实际上，由利用基于数学公式的算法的数字信号处理电路实现数字信号 处理13，但是图5示出了模拟形式的电路框图以帮助理解数字信号处理电 路的操作。
第一分配器3a将通过总线传输的输入信号分为两部分。
德耳塔西格马调制器4a德耳塔西格马调制来自第一分配器3a的第一 输出的信号，将其转换为具有比来自第一分配器3a的第一输出的信号低 的垂直分辨率，即，较少数目的可用数值的信号，并输入第二分配器5a， 然后分为两部分。另一方面，由矢量调整器7a对第一分配器3a的第二输 出进行幅度和相位调整，并输入第一组合器8a。
第一组合器8a组合来自第二分配器5a的第二输出的信号和来自矢量 调整器7a的输出的信号，并向矢量调整器9a输出得到的信号。
矢量调整器9a调整来自第一组合器8a的输出的信号的幅度和相位， 并向D/A转换器15输出得到的信号。
D/A转换器15将来自矢量调整器9a的输出的信号转换为模拟信号，然 后由辅助放大器10进行放大，并输入第二组合器11。
将来自第二分配器5a的第一输出的信号输入D/A转换器14，由D/A转 换器14转换为模拟信号，并输出给主放大器6。
主放大器6放大从D/A转换器14接收到的模拟信号，并向第二组合器11 输出。
第二组合器11组合来自主放大器6的输出的信号和来自辅助放大器10 的输出的信号，并输出得到的信号。
当被第一组合器8a接收时，来自第二分配器5a的第二输出的信号包 含信号分量以及在量化信号分量时产生的量化噪声分量。另一方面，来 自矢量调整器7a的信号只包含信号分量。当输入第一组合器8a时，这些 信号已经被调整为幅度相等而相位相反。这样，第一组合器8a输出只包 含量化噪声分量的信号。
由于当输入第二组合器11时，已经将在来自主放大器6的输出的信号 中的量化噪声分量和来自辅助放大器10的输出的信号调整为幅度相等而 相位相反，随着量化噪声分量的抵消，第二组合器11向输出端输出只包 含信号分量的信号。
如果主放大器6和辅助放大器10接收到的信号是二元的，开关元件可 以用作主放大器6和辅助放大器10，进一步增加了效率。
接下来，将利用数学公式，提供具体的描述。
即，如果X(t)表示来自矢量调整器7a的输出信号，以及Y(t)表示德 耳塔西格马调制器4a德耳塔西格马调制的信号，则下面的方程式1有效。
[方程式1]
        Y(t)＝X(t)+E(t)
其中E(t)是量化噪声。
从点A输出信号Y(t)。从点B输出信号a1×Y(t)，其中a1是主放大器6 的增益。另一方面，从点C输出a2×E(t)，其中a2是常数。
为了使第二组合器11抵消量化噪声分量，从点D必须输出a1×E(t)。 因此，可以将辅助放大器10的增益设置为a1/a2。
附带地，可以在第一分配器3a的第二输出和矢量调整器7a之间安装 A/D转换器，将模拟信号输入第一分配器3a，以及使A/D转换器将从第一 分配器3a输出的模拟信号转换为数字信号。代替地，可以在第一分配器3a 的第一输出和德耳塔西格马调制器4a之间安装A/D转换器，将模拟信号输 入第一分配器3a，以及使A/D转换器将从第一分配器3a输出的模拟信号转 换为数字信号。同样可以在组成数字信号处理器13的方框的输出侧安装 A/D转换器，将模拟信号输入此方框，以及使A/D转换器将模拟信号转换 为数字信号。简而言之，全部所需的是，将通过总线传输的数字信号输 入全部或某些数字信号处理13的方框，以及使得全部或某些数字信号处 理13的方框实现数字信号处理。
如图7所示，通过在图4所示的传输电路装置1的辅助放大器10和第二 矢量调整器9之间安装预失真电路16，可以改进辅助放大器10的失真特 性，减少辅助放大器的功率消耗，总体上减少传输电路的功率消耗，以 及因此提供具有良好特性的传输电路装置1b。同样，可以使与图5中传输 电路装置1a的数字信号处理13相对应的图7中传输电路装置1b的部分执行 类似数字信号处理13的数字信号处理。在这种情况下，可以使图7中的传 输电路装置1b在电路规模上更小而且更容易调整。 (第三实施例)
接下来，将描述第三实施例。
图8示出了按照第三实施例的传输电路装置37的结构。按照本实施例 的传输电路装置37起到调制器以及功率放大器的作用。
传输电路装置37包括数据发生器23、第一分配器24、德耳塔西格马 调制器25、第一矢量调整器26、第二分配器27、第一组合器28、角度调 制信号源36、角度调制器29、本地振荡器30、第三分配器31、第一乘法 器32、第二乘法器33、第二矢量调整器34、第二组合器35和输出端22。 角度调制信号源36由角度调制器29和本地振荡器30组成。
数据发生器23是产生调幅数据和角度调制数据的电路。
第一分配器24、第二分配器27和第三分配器31是将输入信号分为两 部分的电路。
德耳塔西格马调制器25是降低调幅数据的垂直分辨率的电路。例如， 它将8位输入数据(可以取256个数值的数据)转换为2位数据(可以取4 个数值的数据)。以这种方式，德耳塔西格马调制器25减少调幅数据可用 数值的数目。
第一矢量调整器26和第二矢量调整器34是调整输入信号的幅度和相 位的电路，以及由可变衰减器和可变移相器组成。
第一组合器28和第二组合器35是组合通过两个不同端口输入的信号 并输出得到的信号的电路。
角度调制信号源36是提供角度调制信号的电路。这样，本地振荡器30 发生载波，以及角度调制器29以角度调制数据角度调制发生的载波。
第一乘法器32和第二乘法器33是将通过两个不同端口输入的信号相 乘的电路。这样的电路可以是被配置以将德耳塔西格马调制器的输出输 入第一栅极、而角度调制波输入第二栅极的双栅场效应管(FET)。代替 地，可以在第二乘法器33后面的级中安装放大器。
下面，将描述本实施例的操作。
数据发生器23产生调幅数据和角度调制数据。
将从数据发生器23输出的调幅数据输入第一分配器24，并由第一分 配器24分为两部分。德耳塔西格马调制器25德耳塔西格马调制来自第一 分配器24的第一输出的调幅数据，并作为具有比调幅数据低的垂直分辨 率，即较少数目的可用数值的数字数据，或者作为离散模拟数据输出。
将输出信号输入第二分配器27，并由第二分配器27分为两部分。
另一方面，将来自第一分配器24的第二输出的调幅数据输入第一矢 量调整器26。第一矢量调整器26调整调幅数据的幅度和相位。第一组合 器28组合来自第二分配器27的第一输出的信号和来自第一矢量调整器26 的输出的信号。第一矢量调整器26调整接收到的调幅数据的幅度和相位， 使得接收到的调幅数据和来自第二分配器27的第一输出的信号幅度相等 而相位相反。从而，抵消了来自第一组合器的输出的信号中的信号分量， 以及只输出归因于德耳塔西格马调制器25进行的量化的量化噪声分量。 在按照本实施例的传输电路装置37中，在低于来自输出端22的输出的频 率的调幅数据的频率处检测归因于量化的分量。
此外，本地振荡器30产生作为载频的波的载波。角度调制器29，利 用从数据发生器23接收到的角度调制数据，角度调制由本地振荡器30产 生的载波。第三分配器31将角度调制器29已经角度调制的信号分为两部 分。第一乘法器32将来自第三分配器31的第一输出的角度调制信号与来 自第二分配器27的第二输出的信号相乘。这样，从第一乘法器32输出的 信号已经受到了角度调制和调幅。
另一方面，第二乘法器33将来自第三分配器31的第二输出的信号与 从第一组合器28输出的信号相乘。这样，从第二乘法器33输出的信号已 经被角度调制，然后以归因于量化的量化噪声分量进行调幅。第二矢量 调整器34调整来自第二乘法器33的信号的幅度和相位。
第二组合器35组合来自第一乘法器32的输出的信号和来自第二矢量 调整器34的输出的信号。第二矢量调整器34调整来自第二乘法器33的输 出的信号的幅度和相位以产生在量化噪声分量方面与来自第一乘法器32 的输出的信号幅度相等而相位相反的输出。
具体地，以包含量化噪声分量和信号分量的信号角度调制了来自第 一乘法器32的输出的信号，然后进行调幅。另一方面，角度调制了来自 第二矢量调整器34的信号，然后以只包含量化噪声分量的信号进行调幅。 从而，第二组合器35输出只包含已经以信号分量角度调制并随后调幅的 信号分量的信号。换句话说，已经从第二组合器35的输出中去除了以量 化噪声分量角度调制并随后调幅的信号分量。
因此，从输出端22可以获得已经从中去除了归因于量化噪声分量的 分量的信号。
如果第一乘法器32或第二乘法器33由混频器和放大器组成，它同样 可以起到上述角度调制器和功率放大器的作用。此外，由于可以不利用 带通滤波器而抵消以量化噪声分量角度调整并随后调幅的信号，可以实 现高效率、小尺寸的传输电路装置。
如在参照图16描述的第二实施例的情况下一样，频率失调变得越大， 输入第二乘法器33的信号的功率也变得越大。这样，如果通过在第二分 配器27和第一组合器28之间或者在第一组合器和第二乘法器33之间安装 低通滤波器来频带限制信号，则可以降低输入第二乘法器33的信号的功 率，以及因此降低功率消耗。在这种情况下，通过在第二组合器35的输 出侧安装带通滤波器可以减少不需要的频率分量。附带地，由于关于第 二实施例所陈述的原因，安装在第二组合器35的输出侧的带通滤波器不 需要具有较陡的特性。
以这种方式，通过在第一组合器28和第二乘法器33之间安装低通滤 波器，可以进一步降低功率消耗。
图9示出了通过数字信号处理实现了与传输电路装置37的功能相等价 的功能的传输电路装置37a。换句话说，传输电路装置37a的数字信号处 理40部分通过数字信号处理实现了图8中传输电路装置37的功能。同样， D/A转换器38和D/A转换器39将从数字信号处理40输出并在总线上传输的 数字数据转换为模拟信号。
图21示出了图9中所示的传输电路装置37的概念性示意图。图21中的 信号处理器对应于第一分配器24、德耳塔西格马调制器25、第二分配器 27、第一矢量调整器26和第一组合器28。
图21中的信号处理器是从第一输出产生具有低垂直分辨率的振幅数 据的、以及从第二输出产生量化噪声信号的电路。
图21中的信号处理器从第一输出产生具有低垂直分辨率的振幅数据 x1(t)，以及从第二输出产生量化噪声信号。作为第二输出，信号处理器 产生从x2(t)＝x1(t)-x0(t)确定的x2(t)，其中x0(t)是原始振幅数据。
信号处理器可以利用图22和23所示的控制方法以稳定而有效的方式 抑制量化噪声。附带地，图22所示的控制方法类似于关于第一实施例所 描述的图19中的控制方法，而图23所示的控制方法类似于关于第一实施 例所描述的图20中的控制方法，以及因此省略了它们的详细描述。图23 所示的比较器比较原始振幅信号与解调振幅信号。代替地，可以以最小 化在输入比较器的原始矢量信号和从解调器输出的矢量信号之间的差别 的方式实现控制。
由于图9中的传输电路装置37a具有比图8中的传输电路装置37更少数 目的模拟信号处理电路，可以使其尺寸小巧和结构简单。
当按照第二实施例的传输电路装置1被用作使用传输频率的功率放大 器时，由德耳塔西格马调制器25德耳塔西格马调制的数字信号具有非常 高的频率。如果传输频率在如1GHz频带中，在按照第二实施例的传输电 路装置1中的德耳塔西格马调制器25的时钟频率将大约在如4GHz左右。这 种非常高传输频率的使用使得难以生产德耳塔西格马调制器25或者导致 功率消耗的增加。
正如图8中传输电路装置37的情况一样，可以通过利用其中德耳塔西 格马调制器25德耳塔西格马调制从数据发生器23输出的振幅数据的结构 来避免这个问题。具体地，传输电路装置37的德耳塔西格马调制器25可 以通过德耳塔西格马调制频率比传输频率低的调幅数据而不是德耳塔西 格马调制传输频率。因此，即使使用如1GHz频带频率等非常高的传输频 率，可以很容易地生产德耳塔西格马调制器25，以及可以通过输出端22 输出传输频率的低失真信号。
附带地，尽管已经解释了在按照本发明的传输电路装置37和传输电 路装置37a中，第一乘法器32和第二组合器35直接相连，这并不是限制性 的。在第一乘法器32和第二组合器35之间可以连接功率放大器。
在图24和25中示出了乘法器的示例。这些结构使其可以与乘法功能 一起实现放大功能。图24示出了其中混频器被用作乘法器，以及在混频 器后面的级中安装功率放大器的结构。图25示出了其中使用高功率调幅 器的结构。即，通过控制功率放大器的电源电压来实现图25中的乘法器。
以这种方式，针对本实施例的传输电路装置37可以进行多种修改， 以及依赖于此修改，可以在本实施例的传输电路装置37上加上唯一的效 果。
此外，角度调制器29可以是利用从本地振荡器30输出的调频数据调 频从数据发生器23输出的载波的调频器，或者可以是利用从本地振荡器30 输出的相位调制数据相位调制从数据发生器23输出的载波的相位调制 器。在后面的实施例中使用的角度调制器同样如此。 (第四实施例)
接下来，将描述第四实施例。
图10按照本实施例示出了传输电路装置54的结构。不同于在调幅数 据的频带中检测归因于量化的分量的按照第三实施例的传输电路装置 37，按照本实施例的传输电路装置54检测传输频率的频带中的分量。
这样，按照本实施例的传输电路装置54由数据发生器23、第一分配 器44、德耳塔西格马调制器45、第一乘法器46、角度调制信号源36、第 二分配器47、第三分配器48、第二乘法器49、第一矢量调整器50、第一 组合器51、第二组合器52、辅助放大器53以及第二组合器54′组成。
数据发生器23是如第三实施例的情况中一样的产生调幅数据和角度 调制数据的电路。
第一分配器44、第二分配器47和第三分配器48是将输入信号分为两 部分的电路。
德耳塔西格马调制器45是将调幅数据转换为具有比调幅数据低的垂 直分辨率，即，较少数目的可用数值的数字数据，然后转换为离散模拟 数据的电路。
角度调制信号源36是如第三实施例的情况中一样的输出通过以角度 调制数据角度调制载波获得的信号的电路。
第一乘法器46和第二乘法器49是将通过两个端口输入的信号相乘的 电路。这样的电路可以是例如由混频器和功率放大器组成的电路。
第一矢量调整器50和第二矢量调整器52是调整输入信号的幅度和相 位的电路。
第一组合器51和第二组合器54′是组合通过两个端口输入的信号并输 出得到的信号的电路。
辅助放大器53是放大输入信号的电路。
附带地，可以在第三分配器48和第二组合器54′之间安装放大器。
接下来，将描述本实施例的操作。
数据发生器23如在第三实施例的情况中那样产生调幅数据和角度调 制数据。第一分配器44将数据发生器23输出的调幅数据分为两部分。
德耳塔西格马调制器45德耳塔西格马调制来自第一分配器44的第一 输出的调幅数据。
另一方面，角度调制信号源36如第三实施例的情况中那样输出角度 调制信号。第二分配器47将角度调制信号分为两部分。第一乘法器46将 来自第二分配器47的第一输出的角度调制信号与来自德耳塔西格马调制 器45的信号相乘。换句话说，第一乘法器46以来自德耳塔西格马调制器45 的输出信号调幅角度调制信号。第三分配器48将通过乘法得到的信号分 为两部分。
第二乘法器49将来自第二分配器47的第二输出的角度调制信号与来 自第一分配器44的第二输出的调幅数据相乘。换句话说，第二乘法器49 以调幅数据调幅角度调制信号。第一矢量调整器50对通过乘法得到的信 号进行其幅度和相位的调整。
第一组合器51组合来自第三分配器48的第一输出的信号和来自第一 矢量调整器50的输出的信号。
已经角度调制了输入第一矢量调整器50的信号，然后以调幅数据进 行调幅。第一矢量调整器50调整这个信号的幅度和相位以产生与来自第 三分配器48的第一输出的信号幅度相等而相位相反的输出。这样，第一 组合器51只输出以量化噪声分量角度调制并随后调幅的信号。以信号分 量角度调制并随后调幅的信号被抵消。
第二矢量调整器52调整从第一组合器51输出的信号的幅度和相位。 辅助放大器53放大来自第二矢量调整器52的输出的信号。第二组合器54′ 组合来自第三分配器48的第二输出的信号和来自辅助放大器53的输出的 信号，并向输出端42输出得到的信号。
已经角度调制了来自第三分配器48的第二输出的信号，然后以包含 信号分量和量化噪声分量的数字数据进行调幅。另一方面，已经以归因 于量化的分量角度调制了来自辅助放大器53的输出的信号，然后进行调 幅。为了使两个信号幅度相等而相位相反，第二矢量调整器52调整来自 第一组合器51的输出的信号的幅度和相位。因此，在第二组合器54′中， 抵消了以量化噪声分量调幅的信号。第二组合器54′输出具有减少了量化 噪声分量的信号。
因此，从输出端42可以获得具有减少了量化噪声分量的载频信号。
附带地，尽管已经解释了在按照本实施例的传输电路装置54中，第 三分配器48和第二组合器54′直接相连，这并不是限制性的。在第三分配 器48和第二组合器54′之间可以连接功率放大器。
正如第二和第三实施例的情况那样，可以通过在第一组合器51和第 二矢量调整器52之间或者在第二矢量调整器52和辅助放大器53之间安装 带通滤波器来降低功率消耗。在这种情况下，在第二组合器54′的输出侧 应该安装带通滤波器以减少不需要的频率分量。
附带地，第四实施例的效果以及除了上面这些以外的其他变化类似 于第三实施例的效果和变化，以及因此将省略它们的描述。 (第五实施例)
接下来，将描述第五实施例。
图11按照第五实施例示出了传输电路装置71的结构。
按照第五实施例的传输电路装置71由数据发生器23、德耳塔西格马 调制器45、第一分配器63、角度调制信号源36、乘法器64、矢量调制器65、 第一矢量调整器66、第一组合器67、第二矢量调整器68、辅助放大器69、 第二组合器70和输出端62组成。
数据发生器23、德耳塔西格马调制器45和角度调制信号源36与第四 实施例中的那些相同。
第一分配器63使将输入信号分为两部分并输出得到的信号的电路。
乘法器64是将通过两个端口输入的信号相乘的电路。
矢量调制器65是以矢量信号矢量调制载波的电路。这里所用的矢量 调制器65可以是以基带I信号和基带Q信号正交调制载波的正交调制器， 或者是以振幅信号和相位信号极化调制载波的极化调制器。将引用其中 正交调制器被用作矢量调制器65的情况来描述第五实施例。
第一矢量调整器66和第二矢量调整器68是调整输入信号的幅度和相 位的电路。
第一组合器67和第二组合器70是组合通过两个端口输入的信号并输 出得到的信号的电路。
辅助放大器69是放大输入信号的电路。
附带地，在第一分配器63和第二组合器70之间可以安装放大器。
下面，将描述本实施例的操作。
数据发生器23输出调幅数据、角度调制数据和基带IQ信号。
德耳塔西格马调制器45德耳塔西格马调制调幅数据，并输出离散模 拟信号，然后将其输入乘法器64。
将从数据发生器23输出的调幅数据输入角度调制信号源36，它以调 幅数据角度调制载波，并向乘法器64输出得到的信号。
乘法器64将从德耳塔西格马调制器45输出的信号与从角度调制信号 源36输出的信号相乘。
将从数据发生器23输出的基带IQ信号输入矢量调制器65，它以基带IQ 信号正交调制载频。附带地，从角度调制信号源36的本地振荡器30提供 输入调制器65的载波。第一矢量调整器66调整从矢量调制器65输出的正 交调制的信号的幅度和相位。
第一组合器67组合来自第一分配器63的第二输出的信号和来自第一 矢量调整器66的信号。已经角度调制了来自乘法器64的信号，然后以包 含信号分量和量化噪声分量(归因于量化)的信号进行调幅。已经正交 调制了来自第一矢量调整器66的输出的信号。第一矢量调整器66调整来 自矢量调制器65的输出的信号的幅度和相位，以产生与在乘法器64的输 出的信号幅度相等而相位相反的输出。这样，第一组合器67抵消了已经 角度调制并随后以信号分量调幅的信号，并只输出以归因于量化的量化 噪声分量调幅的信号。
将从第一组合器67输出的信号输入第二矢量调整器68，对其幅度和 相位进行调整。然后，由辅助放大器69进行放大。
第二组合器70组合来自第一分配器63的第一输出的信号和来自辅助 放大器69的输出的信号。已经角度调制了来自第一分配器63的第一输出 的信号，然后以包含信号分量和归因于量化的分量的信号进行调幅。已 经角度调制了来自附属放大器69的输出的信号，然后以归因于量化的分 量进行调幅。第二矢量调整器68调整来自第一组合器67的输出的信号的 幅度和相位，使得在第一分配器63的第一输出的信号与在辅助放大器69 的输出的信号幅度相等而相位相反。这样，第二组合器70抵消了已经被 角度调制并随后以归因于量化的分量进行调幅的信号，以及只输出以信 号分量进行调幅的信号。这使其可以从输出端62获得具有良好失真特性 的信号。
如上述其他实施例的情况那样，以这种方式，按照本实施例的传输 电路装置71可以不使用带通滤波器而输出具有良好失真特性的信号。
同样，通过利用如乘法器64那样由混频器和功率放大器组成的电路， 传输电路装置71可以结合调制器和功率放大器的功能。此外，带通滤波 器或者是不需要的，或者如果曾经使用的话，不需要具有较陡的特性。 这使其可以实现高效率、小尺寸的传输电路装置。此外，可用以芯片形 式实现的半导体电路的使用将允许使装置比具有大滤波器更小。
不用说，正如按照上述其他实施例的传输电路装置的情况那样，按 照本实施例的传输电路装置71可以是基于数字信号处理的。
此外，如果在乘法器64和第二组合器70之间安装功率放大器，则可 以实现更高功率、更高效率的传输电路装置。
此外，尽管引用正交调制器作为矢量调制器65描述了第五实施例， 极化调制器可以被用作矢量调制器65。在这种情况下，代替基带IQ信号， 应当从数据发生器23输出振幅信号和相位信号。
此外，为了降低功率消耗，可以通过在德耳塔西格马调制器45和乘 法器64之间安装低通滤波器来频带限制从德耳塔西格马调制器45输出的 信号。在这种情况下，应该在第二组合器70的输出侧安装带通滤波器以 减少不需要的频率分量。 (第六实施例)
接下来，将描述第六实施例。
图12按照第六实施例示出了传输电路装置104的结构。
按照第六实施例的传输电路装置104包括数据发生器23、德耳塔西格 马调制器94a和94b、第一分配器95a和95b、第一矢量调整器96a和96b、 第一组合器97a和97b、第一乘法器98a和98b、第二矢量调整器104a和 104b、第二乘法器99a和99b、第二组合器100a和100b、第三组合器103以 及输出端62。
数据发生器23是输出基带I信号和基带Q信号的电路。
德耳塔西格马调制器94a和94b是德耳塔西格马调制基带I信号和基带 Q信号的电路。
第一分配器95a和95b是将输入信号分为两部分并输出得到的信号的 电路。
第一矢量调整器96a和96b以及第二矢量调整器104a和104b是调整输 入信号的振幅和相位的电路。
第一组合器97a和97b、第二组合器100a和100b以及第三组合器103是 组合通过两个端口输入的信号并输出得到的信号的电路。
第一乘法器98a和98b以及第二乘法器99a和99b是将通过两个不同端 口输入的信号相乘的电路。
信号发生器101是产生载波的电路。
移相器102是改变载波相位的电路。它移相相位互差90度的两个输 出。
下面，将描述本实施例的操作。
输入的语音信号之类进入数据发生器23，然后输出基带I信号和基带 Q信号。
分配器(未示出)将基带I信号分为两部分，并输入德耳塔西格马调 制器94a和第一矢量调整器96a。德耳塔西格马调制器94a德耳塔西格马调 制输入其的信号，并将其输入第一分配器95a，第一分配器95a将其分为 两部分。
另一方面，对输入第一矢量调整器96a的基带I信号的幅度和相位进 行调整。第一组合器97a组合来自第一分配器95a的第一输出的信号和来 自第一矢量调整器96a的输出的基带I信号。由于来自第一分配器95a的第 一输出的信号是德耳塔西格马调制的基带I信号，它包含作为基带I信号 的信号分量和由量化产生的量化噪声分量。第一矢量调整器96a调整其接 收的基带I信号的幅度和相位，以产生与来自第一分配器95a的第一输出 的信号幅度相等而相位相反的输出。这样，第一组合器97a抵消了作为基 带I信号的信号分量，并且只输出归因于量化的量化噪声分量。
第一乘法器98a将信号发生器101产生的载波与从第一组合器97a 输出的信号相乘。这样，从第一乘法器98a输出的信号是通过以量化噪 声分量调幅载波获得的信号。
另一方面，将来自第一分配器95a的第二输出的信号输入第二乘法 器99a，同样将由信号发生器101产生的载波输入第二乘法器99a。第二 乘法器99a将来自第一分配器95a的信号与来自信号发生器101的载波 相乘。这样，从第二乘法器99a输出的信号是通过以包含作为基带I信 号的信号分量和由量化产生的量化噪声分量的信号调幅载波获得的信 号。
第二组合器100a组合来自第二乘法器99a的信号和来自第一乘法器 98a的信号。
来自第二乘法器99a的输出的信号是通过以包含作为基带I信号的 信号分量和量化噪声分量的信号调幅载波获得的信号。来自第一乘法器 98a的输出的信号是通过以当德耳塔西格马调制I信号时产生的量化噪 声分量调幅载波信号获得的信号。第二矢量调整器104a调整它接收到的 信号的幅度和相位，以产生与来自第二乘法器99a的输出的信号幅度相 等而相位相反的输出。这样，第二组合器100a抵消了通过以量化噪声分 量调幅载波获得的分量，并且只输出通过以作为基带I信号的信号分量 调幅载波获得的信号。
上面的操作类似地应用于基带Q信号。第二组合器100b只输出通过 以作为基带Q信号的信号分量调幅载波获得的信号。
第三组合器103组合从第二组合器100a输出的信号和从第二组合器 100b输出的信号，并通过输出端输出。
以这种方式，如上述其他实施例的情况一样，按照本实施例的传输 电路装置104可以不利用带通滤波器而输出具有良好失真特性的信号。
同样，通过利用每个由混频器和功率放大器组成的电路作为第二乘 法器99a和99b，传输电路装置104可以结合调制器和功率放大器的功 能。此外，带通滤波器或者是不需要的，或者如果使用的话，不需要具 有较陡的特性。这使其可以实现高效率、小尺寸的传输电路装置。此外， 在乘法器之前的级中数字信号处理和IC芯片的应用将得到尺寸的缩小。
不用说，正如按照上述其他实施例的传输电路装置的情况一样，按 照本实施例的传输电路装置104可以是基于数字信号处理的。
此外，在第二乘法器99a和第二组合器100a之间以及在第二乘法器 99b和第二组合器100b之间可以安装功率放大器。
附带地，在上面的实施例中，在乘法器之前可以安装预失真电路， 而在矢量调整器之后可以安装预失真电路和放大器。
同样，为了降低功率消耗，可以通过在第一组合器97a和第一乘法 器98a之间以及在第一组合器97b和第一乘法器98b之间安装低通滤波 器来频带限制从德耳塔西格马调制器94a和94b输出的信号。在这种情 况下，应该在第三组合器103的输出侧安装带通滤波器以减少不需要的 频率分量。
图13示出了另一实施例。数字信号处理135部分类似于图9中的传 输电路装置37，但是不同的是，由分配器127将信号分开，以及由移相 器128对这个信号的相位进行旋转。
D/A转换器138将分配器127的输出转换为模拟信号，并输入角度 调制信号源129。另一方面，D/A转换器139将移相器128的输出转换为 模拟信号，并输入角度调制信号源131。角度调制信号源129和131是 角度调制输入信号并进行输出的电路。
D/A转换器136将分配器124的输出转换为模拟信号。将D/A转换 器136的输出和角度调制信号源129的输出输入乘法器130。另一方面， D/A转换器137将组合器126的输出转换为模拟信号。然后，将D/A转 换器137的输出和角度调制信号源131的输出输入乘法器132。组合器133 组合乘法器130和132的输出，并通过输出端134输出。
以这种结构，本实施例具有如下优势。
由于图13中的传输电路装置135a具有较少数目的模拟信号处理电 路，可以是电路规模更小，而且更容易调整。
附带地，无线通信装置，包括：传输电路，输出传输信号；以及接 收电路，接收接收信号，其中按照本发明的任意传输电路装置可以被用 于同样属于本发明的传输电路。
如上所述，本发明可以提供一种小尺寸而高效率的传输电路装置和 无线通信装置。