具有发送机一侧频率扩展和时间扩展的传输方法

本发明涉及一种在具有干扰和多径传播的信道中利用扩展方法进行无线或有线宽带传输信息的传输方法。

应用扩展方法传输信息已经公知。因此在直接序列扩频(DSSS)方法中，将要传输的数据流的符号与确定的代码序列(码片序列，扩展代码)相乘，然后被传输。因此，根据代码序列中的码片数，可由此而增加消息的带宽。也就是说，消息信号在传输前经过扩频。

在接收机一侧，已知在发送机一侧为扩频所使用的代码序列，通过接收信号与所述代码序列的相关，去除扩频，即接收信号在频率上被解扩。

在发送机和接收机中用于编码和解码的代码序列具有固定的时间长度，它与数据源中的符号的实际长度相同。系统在符号数据速率改变的情况下无法作出响应。

在跳频扩频(FHSS)方法中，待发送的信号通过下述方式进行扩频：通过代码序列(跳频序列)控制数据流的各个分组前后相接地在给定的消息信道的不同的频率范围内传输。这里，在接收机中也利用公知的跳频序列将接收的消息信号再进行解扩。

这两种方法的共同点是，它们对于消息信号的传输都要求相当于基带信号带宽固定倍数的传输带宽。因此，由于系统的原因，无论是直接序列法还是跳频法在点对点连接中都只能利用部分现有信道容量。而可达到的符号数据速率与其它传输方法相比是很低的。这两种方法的结构都不灵活，并不能适应接收到的数据的变化，即符号速率和与之相关的基带信号带宽的变化。

对信道容量利用的改善是通过在多址方法(如DS-CDMA)中使用扩频技术实现的。通过对各个用户站并行地使用不同的代码序列，以及利用空间分集，从理论上CDMA方法也可在给定的带宽下达到最大数据速率。其前提是码片级同步。但在实际中则显示，这种最佳值是无法达到的。

由于其较低的符号速率，CDMA方法对通过多径传播的传输干扰相对地不敏感。与此相关的好处是，这种方法可以与相关的选择方法一起使用，即通过在时间轴上的相关来划分信道。由于多径传播产生具有不同时间关系的干扰信号，因此与时间相关的方法不仅抑制相邻信道，而且还抑制多路信号。

如果要通过可用消息信道以尽可能高的数据速率传输数据，以及能同时灵活地分配带宽资源，则须采用其它的接入方法，如TDMA方法，这种方法可以允许灵活地管理各个信道，利用这种方法可以通过优化使用信道的频段，使数据速率达到尽可能高的物理边界值。

但是，若在给定带宽下提高传输数据速率，则同时也增加了对于多径传播造成的干扰(失真)的灵敏性。如果在经消息信道传输信息符号时产生一定长度的时延扩展，则有多少随后的符号由于发生反射而失真取决于符号速率。符号速率越高，符号流的失真就越复杂，在接收机中对该多路效应的补偿(均衡)也就越难。

所有公知的均衡方法都需要非常准确地确定信道参数。在现有技术中，信道参数的确定是通过信道评估(信道测量)实现的。评估的起始值是信道的单位脉冲响应。

对于无线信道的测量，在现有技术德国专利申请公开说明书DE 3403 715 A1中，使用具有良好自相关性的信号，以下称之为“相关信号”。所述相关信号的良好特性在于，信号的自相关(按照定义它是一个时间偏移函数)在时间偏移为零时具有最大值，而对所有其它时间偏移所述自相关具有尽可能小的绝对值。显然，这就意味着所述相关信号的自相关表示一个尽可能窄的、具有较小前后沿瞬变振荡的脉冲。已知有不同类型的相关信号。其中包括经常提起的、在实践中借助时间离散的信号处理实现的伪噪声(PN)序列。为了确切阐述有关概念，这里将时间离散的相关信号的子集定义为相关序列。作为相关序列的进一步的例子还会提到m-序列和Frank Zadoff Chu-序列。

在CDMA技术(直接序列CDMA)中已知，将相关序列用于在多址系统中的信息传输和信道选择。这里不仅一个序列的自相关特性，而且还有在一族序列中的互相关特性都是重要的。在一个具有良好相关特性的序列族中，该族中任意两个不同的序列间的互相关的绝对值，与该族中的每个序列的自相关的最大值相比，是比较低的。

在T.Kamitake：“Fast Start-up of an Echo Canceller in a 2-wire Full-duplex Modem”，IEEE proc.Of ICC’84，pp360-364，May1984，Amsterdam，Holland(“两线全双工调制解调器中回声消除器的快速启动”，IEEE ICC’84会议文集，360-364页，1984年5月，阿姆斯特丹，荷兰)中，还对在通信技术中利用线性调频脉冲来测试有线连接的电话信道的某些信道特性进行了描述。

在雷达技术中已经公知线性调频信号尤其适用于测试目的，线性调频信号可以同样被解释为相关信号，以及在时间离散的处理过程中被解释为相关序列。但与通常使用的PN序列不同，线性调频信号有较高的复杂性，并具有多个相状态。此外，在美国专利说明书US 5,574,748中，还提出了利用线性调频信号经无线及有线信道传输信息。

总之，在现有技术中均提到，已知的扩频方法在具有抗干扰的优点的同时，也具有较低的符号速率以及较低的频谱效率。而现有方法尚不能实现灵活地分配资源、使系统与变化的符号速率以及可变的带宽需求相适应。

为了在同一带宽下以更高的符号速率传输消息，必须借助于其它不具有以抗窄带干扰的坚固性为突出优点的扩频方法的技术。这将无论如何会增加对多径传播的传输敏感性，从而要求使用均衡电路，以及作为先决条件，需要确切地确定信道特性。

本发明要解决的技术问题是，为经过由多径传播所干扰的信道传输消息，提供一种多址方法，该方法允许以较高的符号速率传输信号，并可在最大频谱效率下对接收数据的变化以及对用户在传输速度及误码率方面多变的要求灵活地作出反应。

本发明要解决的技术问题是通过具有权利要求1至3中任一项的特征的传输方法解决的。其优选的进一步方案在从属权利要求、说明书、以及附图中加以描述。

本发明基于这样的认识，即在顺序传输信息符号的通信系统中，对每个信息符号既通过准Dirac脉冲整形扩频，也通过将扩频后的信息符号与一个相关信号交替进行时间展宽，其实施方式为，对每个输入数据速率总存在基于带宽的最大可能扩频，以及出于技术可实现性的原因，对待传输的信息符号保证有意义的最大时间展宽，这又可以使易受干扰性降到最小。在高数据速率下出现的时间上重叠的相关信号会导致符号间干扰，但这种干扰通过适当选择相关信号和/或修正滤波器设置可以忽略不计。

此外，为传输单个信息符号所使用的同一相关信号(例如线性调频信号)也用于信道测量，这大大简化了接收机的结构。

下面结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。

图1所示为按照本发明的传输系统的框图；图2所示为按照本发明的传输方法的另一种实施方式的框图；图3所示为结合框图说明的本发明的另一种实施方式；图4所示为本发明的另一种变形实施方式的框图；图5所示为接收机中时序控制的框图；图6为图3中信号的信号图；图7为信道评估的程序流程图；图8所示为一个压缩的线性调频脉冲的包络线；图9.1a所示为信噪比/信道数据速率；图9.1b所示为在接收机端压缩滤波器输出端的信号；图9.2a所示为宽带传输干扰的信号图；图9.2b所示为一个发送信号及一个重叠其上的宽带干扰的频谱展示；图9.2c所示为发送信号的重叠与脉冲形式的干扰相叠加的框图；图9.2d所示为压缩的线性调频脉冲及扩展的干扰部分的信号图；图9.3至图9.8所示为按照本发明的接入方法程序流程图；图9.9所示为具有多个不同宽度的用户时隙的TDMA帧；图9.10a和图9.10b所示为具有不同宽度时隙的TDMA帧，以及在接收机端被压缩后的信号变化示意图；图9.11所示为根据图9.10计算在接收机一侧压缩后、不同时隙中的信号振幅峰值的公式；图9.12所示为在系统需求改变的情况下(相对于图9.10)时隙数据的变化；图9.13所示为根据图9.12计算在接收端压缩后的信号振幅峰值的公式；图9.14所示为图9.9的发送信号的包络线。

图1所示为按照本发明的传输系统的简化结构。待传输的信息符号首先经历扩频。在时间连续的信号处理过程中，这可以通过例如将其转换为准Dirac脉冲，并随后进行带通滤波实现；在时间离散的信号处理过程中，例如，高取样(提高取样速率，“upsampling”)操作起到了扩频的作用。

在下一步是对已扩频的符号进行时间展宽。这例如是通过与一个相关序列交替实现的。然后是传输信道，其中作为传输信道的组成部分可能是现有的调制级、ZF(中频)级以及HF(高频)级。该接收到的、带有干扰的信号现在要经过一个时间压缩过程，例如通过与时间倒向的共轭复数相关序列的交替。

随后到达的信号可对信道进行很好的评估，这允许对高符号速率也可以使用已知的均衡器。在最后一步实施频率压缩，例如通过取样保持环节，或集成并转储(Integrate and Dump)环节实现。

在图2中示出了本发明的一种(具体的)实施方式，其中使用数字的、并因此也是时间离散的信号处理技术。一个发送信号序列，其中每个单元都表示一个符号字母的复数，以一个符号时钟加在该设备的输入端。该序列以系数N在1被高速取样，在那里提高取样速率，并向该序列中加入数学上的零(无信息)，这相当于作了扩频；该被高速取样的序列经过发送滤波器2，其脉冲响应相当于所选择的相关序列。这在物理上表示，每个符号通过乘以符号值来启动该完整的符号序列。在数学上，这相当于将该被高速取样的序列与相关序列进行交替，其中，发生单个符号的时间展宽。所产生的信号经过数字模拟转换器3并接着通过输出低通滤波器4。随后是传输信道5，在本例中，传输信道可以是任何其它可能的、现有的传输部件，如放大器级、混频级、中频级和高频级。

在接收机端，该信号首先经过一个输入低通滤波器6，并随后经过一个模拟数字转换器7；该被数字化的信号被送至接收滤波器8，该接收滤波器8具有与发送滤波器2相当的共轭复数频率特性。由此发生一个时间压缩过程。在发送机一侧发送一个单个参考符号的情况下，该信道脉冲响应就直接出现在接收滤波器的输出端，而无需附加步骤。

由此，可以在13根据已知算法，如K.D.Kammayer：Nachrichten-uebertragung 2 Aufl，Stuttgart 1996，181ff…(信息传输，第二版，斯图加特，1996，第181页)，立即算出一个补偿器或一个均衡器的系数。在本例中，使用了“分集均衡器(Fracional Spaced Equalizer)”FSE和“判断反馈均衡器(Decision-Feedback-Equalizer)”DFE的组合(S.Qureshi：AdaptiveEqualization，IEEE Communications Magazine，vol 20 March 1982，pp9-16(自适应均衡，IEEE通信杂志，卷20，1982年3月，第9-16页))。

所述信号现在经过该以线性滤波器的形式出现的FSE 9，在那里该信号通过信道所产生的失真得到部分补偿。然后该信号在10以系数N减速取样。减速取样表示取样率的降低，其中，只对每第N个值继续进行取样。最后是判断级11，在那里确定当前符号是哪个约定的字母。所作出的判断接着被反馈到DFE12。以进一步对该信号的其它信道失真进行补偿。

在图3所示的另一种实施方式中，在待传输的、由信息符号构成的数据分组前设置用于确定特定的测试间隔内信道特性的参考符号。结合使用扩频和时间展宽方法，将参考符号和信息符号传输至接收机。记录、分析在测试间隔内由于多径传播而产生的参考符号的失真、并将其直接用于确定均衡器的系数。

为了实现信道测试所需的高精确度，必须传输具有高信噪比的参考符号。此外，参考信号必须在时间轴上具有高分辨率，以便准确确定多径部分的相位。利用扩频和时间展宽传输参考符号可同时满足这两项要求。

作为用于符号的时间展宽及时间压缩的相关序列，例如可以使用线性调频脉冲。线性调频脉冲是一种在脉冲持续时间T内振幅恒定、而频率从低到高连续地线性增高或下降的线性频率调制脉冲。高频和低频之间的频差表示所述线性调频脉冲的带宽B。

这些脉冲的总持续时间T乘以脉冲的带宽B被称为扩展因子Ψ，其中，Ψ＝B·T。当一个这样的线性调频脉冲通过一个符合频率-运行时间特性的滤波器时，产生一个具有类似sin(x)/x的包络线(图8)的时间压缩脉冲，其最大振幅相对于其输入振幅增高因数 这意味着，输出峰值功率与输入功率之比等于所述线性调频脉冲的BT之积，在给定带宽的情况下，增高的程度Pout_max/Pin可通过发送脉冲的脉冲持续时间T自由调节。压缩的脉冲拥有全带宽B，其平均脉冲持续时间为1/B。由此，可达到的时间分辨率仅通过传输带宽就可确定。当两个相邻的压缩脉冲之间的距离至少为1/B时，即，当未压缩的线性调频脉冲相互间的距离为确切的该距离时，还可以将它们进一步分开。

压缩的过程是可逆的；一个具有类似sin(x)/x的包络线的载频脉冲可利用具有频率-组运行时间特性(Frequenz-Gruppenlautzeit-Charakterisk)的分散式滤波器被转换为具有近似恒定振幅的线性调频脉冲。其中，所述类似sin(x)/x脉冲被以因子BT时间展宽。

在发送机中产生、通过存在干扰的信道传输、并在接收机中被压缩的线性调频脉冲，相对于未压缩的信号在信噪比(S/N)上有很大的优越性。为测量信道而预设的线性调频信号(或通常的时间展宽信号)的最大优点是，通过在接收机一侧的时间压缩，在信噪比上所获得的系统增益，其以dB表示时可达到10·log(BT)。

在下面的例子中，符号速率为D的信息符号经带宽为B的消息信道传输。

用一个长度为T的线性调频脉冲作为用于时间展宽的相关序列。对每一个单个的符号产生一个这样的、用符号值加权的线性调频脉冲。一个符号然后会在长度T上被时间展宽。相邻线性调频脉冲的距离Δt可以直接由符号速率D(波特)得出：Δt＝1/D。依据这一脉冲间距，所产生的线性调频脉冲可以在时间上重叠。在某一时刻重叠的脉冲的脉冲数n，由线性调频脉冲持续时间T及脉冲间距Δt的商确定。

为了传输已展宽的信号，在发送周期中，以最大可用发送功率P进行发送。该功率被分配给n个重叠的线性调频脉冲，即每个线性调频脉冲以功率P/n传输。

通过在接收机中的时间压缩，线性调频脉冲得到的功率增长为Pout_max/Pin＝B·T。当具有输入频率Pin的n个重叠的线性调频脉冲被接收并被压缩时，则单个脉冲的峰值功率为Pout_max＝Pin·B·T/n。

按照本发明，对于信息符号以及参考符号(用作信道评估)的时间展宽使用相同的相关序列。为使在测试间隔内发送的参考符号能相对于数据分组的信息符号以有利的信噪比(S/N)传输，只需在峰值功率恒定的情况下，将参考符号的符号间隔加大到使重叠的脉冲较少，即使n值下降。

如果脉冲间隔Δt等于或大于线性调频脉冲持续时间T，则以全发送功率P传输一个线性调频脉冲。而在接收机端压缩之后的峰值功率为：Pout_max＝Pin·B·T。

在最简单的情况下，在测试间隔内只发送一个参考脉冲，则满足条件Δt＝T。在所示例子中，传输两个参考脉冲。其中示出，它们之间要选择的间隔不仅取决于线性调频脉冲的长度，而且还附加地取决于预期的传输路程的时延扩展。

输入信号g1(见图3和图6a)包括要传输的、包含在长度为Tsignal的数据分组中的信息符号。本例中g1是由双极矩形脉冲构成的信号。

脉冲发生器G在用Tref表示的测试间隔内产生参考符号(在本例中为两个)序列g2，其位置示于图6b。所产生的为矩形脉冲，其脉冲功率相对于信号间隔中的脉冲提高系数n＝D·T(D为信号间隔中的符号速率，T为线性调频脉冲持续时间，n为在信号间隔内、在时间展宽后重叠的脉冲数)。

相应于预期的传输信道的最大时延扩展，两个参考信号间的时间间隔至少这样选择，使得第一个参考符号在传输过程中出现的反射能够在脉冲间的间隔中完全消失。

由于信号间隔Tsignal与测试间隔Tref不重叠，可以借助求和步骤将输入信号g1与参考信号g2无重叠地相加。

和信号g3随后被送至一个脉冲整形器，该脉冲整形器将该和信号的每个矩形脉冲变换为具有同样能量的准Dirac脉冲，并由此开始实际的扩频过程。所产生的尖脉冲序列(图6c)被送至一个低通滤波器，并由此使其带宽被限制在传输带宽的一半。低通滤波器的运行时间特性在接近临界频率时有所增高，因此使每个尖脉冲分别变换为si脉冲，其形状与已知的si函数si(x)＝sin(x)/x相应。

随后，该si脉冲序列被送至一个调幅器(例如设置为四象限乘法器)，该调幅器将所述信号调制到由振荡器产生的、频率为fT的载波振荡，从而在调幅器的输出端产生一个如图6d所示的、具有脉冲形式的si形包络线的载波频率脉冲。该调幅器的输出信号具有传输带宽。换言之，参考符号和信息符号的序列在全信道带宽上进行扩频。

以这种方式产生的脉冲在传输频率范围内，具有接近于矩形的功率密度频谱。因此测试间隔中的参考脉冲在理想情况下可以作为用于确定信道脉冲响应的测试信号。

在该调幅器后连接有一个分散滤波器(线性调频滤波器)，该分散滤波器将已调制的载波信号g4按照其与频率相关的、差分的运行时间特性进行滤波(时间展宽)。这一过程相应于将载波信号与线性调频滤波器的加权函数进行交替。该操作的结果是，每个单个载频脉冲被转换为一个线性调频脉冲，并由此而在时间轴上扩展(图6e)。在测试间隔中出现不重叠的参考线性调频脉冲，其具有与信号间隔中传输n个重叠的线性调频脉冲相同的功率。相对于数据分组的一个脉冲，这种脉冲产生n倍高的功率，并因此以一个系数为n的改进信噪比进行传输。

该分散滤波器的输出信号经消息信道传输给接收机。在该消息信道内还包括所有其它传输级，如发送端级、接收滤波器、接收放大器等。

包含测试间隔和数据分组的线性调频脉冲以及这些脉冲反射的接收信号g6，通过一个分散滤波器，该分散滤波器的与频率相关的、差分的组运行时间特性与发送机端的分散滤波器的特性互补。其中，各个线性调频脉冲被时间压缩，即，它们被转换为具有近似sin(x)/x包络线的载频脉冲。

由于传输的线性调频脉冲的重叠反射也是线性调频脉冲，即它们具有相同的频率时间特性，因此这些脉冲也以相同的方式被压缩。

分散滤波器的输出信号然后被送至一个解调器及一个接于其后的低通滤波器，该低通滤波器滤除信号中的高频载波振荡。在该低通滤波器的输出端是经过压缩和解调的信号g7，由于多径传播使干扰重叠于其上。

在随后的方框“确定系数”中，对测试间隔TRef中的信号进行分析。在该间隔内，存在着经过压缩和解调、并含有叠加的多径反射的参考信号。由此为信道评估提供了一个回波图，该回波图以sin(x)/x形状的尖脉冲表示在传输路径上所叠加的反射。

所确定的传输信道的脉冲响应被送至均衡器，均衡器对在信号周期Tsignal内叠加在信息符号上的反射部分进行补偿。该均衡器的输出信号被送至取样保存级(S&H)。由此，这些信号将在该频率范围内被解扩。这个过程的结果是，被传输的符号重新以矩形脉冲的形式出现。

由于高时间分辨率，以及特别是抗干扰的可靠传输，解调的参考脉冲也可用作接收机的时序控制。

在另一种改进实施方式中(见图4)，在确定系数之前，还附加了一个方框“信道评估”，其中，利用附加的数学算法对信道对参考符号的反应进行检查，其目的是更加准确地确定信道的脉冲响应。

用于信道评估的一种可能的算法在图7中用流程图的形式示出。与已知的算法不同，该算法用“参数”进行信道评估。即，对离散的多路回波进行检查，并估算该多路回波当时的参数，振幅、相位、以及时刻，下面将把这些称为“反射系数”在第一次开始之后，首先计算未失真的符号的已知脉冲形状，并将其存入存储器。下一步等待均衡周期的开始。在均衡周期中，将输入信号存入一个缓存器。在均衡周期之后，对该缓存器的内容进行分析。首先确定噪音的标准偏离，其中，将在一个或多个在均衡周期被保存的符号之前的信号解释为噪音。依据该标准偏移，计算振幅的阈值。

这时循环开始：1.查找缓存器中具有最大绝对值的取样值，并将其解释为反射系数。

2.检查该值是否超过阈值。

3.a当超过阈值时，计算反射脉冲，依据所述反射系数确定其绝对值、相位、及时刻，而其形状由参考脉冲给出。

3.b当未超过阈值时，循环结束，将迄今为止所找到的反射系数相对于具有最大绝对值的反射系数规格化，并将其作为结果返回。

4.将以取样的方式计算出的反射脉冲从缓存器的内容中减去。只要反射脉冲取样值的绝对值大于缓存器中时间上相应的取样值的绝对值，就将取样值间的差写入存储器，否则就在缓存器的该位置上写零。

从1重新开始。

在均衡周期中传输一个或多个参考符号。在最简单的情况下，将一个参考符号的时间压缩信号h(t)解释为信道脉冲响应的评估。通过对多个参考符号取平均值，可以获得基于减小噪音而改善的信道脉冲响应的评估。同样，阈值滤波对于减小噪音的作用是显而易见的。其中，阈值滤波后的信道脉冲响应hSch(t)在h(t)的绝对值小于一个要确定的振幅阈值的所有地方，被解释为噪音并被置为零。所述阈值例如可以选择为最大或平均信号振幅的确定的一小部分。另一种可能性是，这样选择阈值，使得在形成阈值之后，该信号仍含有其能量的固定部分(例如为95％)。

为了借助正交调幅QAM在中频或高频范围内产生具有线性增加的频率的线性调频信号，一个下述形式的复数基带信号是适用的：其中，B是线性调频信号的带宽，T为持续时间，而Z0为待传输的信息，其在线性调频信号的持续期内被认为是常数。通过以取样频率fs取样，得出一个有N个点的线性调频序列：因此信号z(t)表示一个可以用于图1所示装置的线性调频信号。此外，z(n)表示可以用作图2所示装置的相关序列的线性调频序列。序列z(n)在这种情况下是一个均匀的、多相复数序列，但这并不是将其用于图2所示的装置的必要条件。

在现有技术中的传输系统中，为了对待传输的符号进行脉冲整形，采用升余弦滚降滤波器(Raised-Cosine-Rolloff-Filter)对其滤波。由此可以确保，信号在传输之后满足奈奎斯特第一准则，由此保证不发生符号间干扰的故障。此外，通常还将升余弦滚降滤波器分布于发送机和接收机，其中例如对每种情况使用具有根升余弦滚降(Wurzel-Raised-Cosine-Rolloff)特性的滤波器。其中起决定作用的是，所得到的传输路径的所有元件的传输函数与由所期望的符号速率产生的升余弦滚降特性相符。

线性调频信号的突出优点在于，可以以简单的方式引入任何频率特性，也包括根升余弦滚降特性，其中，将该信号在时间范围内与期望的频率特性相乘，即被加权。这是可能的，因为在线性调频脉冲的情况下，每个时刻也恰好是一个频率点。时刻与频率点之间准确的关系f(t)是由线性调频信号的相推导出来的。

下述形式的序列表示一个加权的线性调频序列：加权函数W(f)是所期望的频率特性，例如是已知的根升余弦滚降特性。

这里函数f(n)描述瞬时时刻与瞬时频率间的关系。下式对这里所使用的线性调频序列是适用的：f(n)=2·π·Bfs·nN]]>在利用相关信号、特别是线性调频信号时，通过对相关信号作相应的预滤波，以及对线性调频信号作相应的加权，就可能使本来必须的脉冲整形滤波在传输开始前就已经完成。由此足以抵消处理相关信号增加计算开销的缺点。

由于参考符号优选地无重叠发送，它们在时间压缩后具有较高的振幅。因此可以用简单的方式准确地随时对其进行检测。这使由参考符号直接导出接收机的时序控制成为可能。图5示出了一种实施这种可能性的装置。其简单的情况是，在每个参考符号后，由M个符号周期构成的时间间隔后，跟随着一个由N个信息符号构成的分组。

首先借助比较电路1检测参考符号，当出现参考符号时，触发分频器3。在该分频器的输入端是振荡器2的信号，其频率为符号时钟的若干倍。在该分频器的输出端为所述符号时序。该符号时序的相由触发的时刻确定。由于符号时序的相误差仅取决于触发时刻的时间准确性，因此可以预期，符号时序的相误差是很小的。

一个1至M计数器4对已知的、处于参考符号和第一信息符号之间的符号脉冲数M进行计数；一个1至N计数器5对已知的、处于第一信息符号和最后信息符号之间的符号脉冲数N进行计数。1至M计数器和1至N计数器是“一次性”计数器，即一旦达到终值，就会保持在它们当时的状态，直至通过复位(RESET)信号复位。

在1至N计数器工作的时间间隔内，在输出门6的输出端产生输出信号，利用该信号的边沿可对所有信息符号精确取样。一旦该1至N计数器达到其终值，则该装置返回其初始状态，并等待由下一个参考符号激活。

本发明为了传输消息信号，将扩频方法与时间展宽方法相结合。为了实现尽可能好地利用传输信道的频谱，对待传输的符号进行扩频。为了区别于其它扩频方法，这里的扩频不是通过将符号逐个与一个代码序列相乘，而是通过高速取样、以及形成准Dirac脉冲、并随后进行滤波实现的。

扩频的结果是，每个单个待传输的脉冲在整个传输频率范围内具有近似矩形的频谱功率密度。由于这种宽带性，扩频后的信号具有抵抗窄带干扰的坚固性。

此外，本发明的一个重要特征是，整个发送周期中被扩频的符号(即参考符号和信息符号)在传输前被附加地进行时间展宽。通过这种时间展宽将各个符号的脉冲能量分布到较长的时间内。由此使传输具有抵抗短时间干扰的坚固性。这种在时间上展宽的符号将在接收机内再进行时间压缩。

通过这种压缩可以在信噪比上获得系统增益，其直接取决于时间展宽的方式。由于其矩形功率密度频谱，扩频后的符号尤其适于作为确定信道特性的测试信号。

因此，在一个用于信道评估的特定的测试间隔内，发送已扩频的符号，以在整个频率范围内以相同的强度激励信道。信道的脉冲响应将在接收机中被记录，并用作回波补偿的输入量。

在经有干扰的消息信道以高符号数据速率传输时，对多径失真的补偿的前提是，非常准确地确定信道参数。其条件是参考符号的传输具有特别可靠的抗干扰能力。这意味着，参考符号必须以高于发送信息符号的功率被发送。但是，在有功率限制的系统中，在发送周期中总是以相同的最大功率发送。通过逐个符号的扩频，被传输的信息符号会由于符号速率及扩频序列的长度或多或少有所重叠，从而使发出的发送功率分布在多个符号上。与此相反，按照本发明，在测试间隔传输的、用于信道评估的参考信号是这样定位的：即使它们不重叠，因此可利用全部发送功率传输。也就是说，它们相对于各个信息符号有更高的功率，并在接收机中表现为具有增高的信噪比S/N。

无论是用于信道评估的参考符号还是信息符号，在发送机中都经过同一个首先进行扩频，然后进行时间展宽的装置。接收机也是与此相应地设置的，即首先进行时间压缩，然后在频率范围内进行频率解扩。

参考符号的传输是以非常简单的方式与数据传输结合在一起的。确定信道参数不需任何附加的专用发送或接收模块、增加开销的滤波装置、或附加的相关器。

在纯信息传输中所使用的扩频方法已使其失去了其优点(对于窄带和宽带干扰的高抗干扰性)，通过附加地用于信道参数的确定，使这个优点以特殊的方式体现出来。

在前面如借助于图3已经描述过，将一个线性调频信号用作相关信号。这样的线性调频信号已经公知，这里仅仅是再一次提及线性调频脉冲以及线性调频信号的基本特性。线性调频脉冲是振幅为常数、持续时间为T的线性调频脉冲，在其持续时间T内频率在高、低频之间总是作线性上升或线性下降变化。高频和低频之间的差表示线性调频脉冲的带宽。这些脉冲的总持续时间T与脉冲的带宽B相乘被描述为扩展系数。图8所示为一个压缩脉冲的包络线，当一个线性调频脉冲通过一个其相位变化为抛物线形的、其组运行时间特性(Gruppenlaufzeitverhalten)为线性的分散滤波器时，产生该压缩脉冲。

前面对通过扩频和时间展宽的信号准备进行了描述。这种将扩频和时间展宽相结合的方法在降低传输路径上的干扰方面尤其具有优点。应强调的是，无论是扩频还是时间展宽，都可以很好地融入到以限定的数据速率进行数据传输的高速方法中。如果以最高数据速率进行传输，则需要进行有效的均衡以减小多径效应。其前提是所述的信道评估。

下面将描述，如何将扩频和时间展宽方法以新的方式用于多址系统，其最主要的目的是，在保证各种情况下的尽可能最大的抗干扰性的情况下，保证用户接入的最大灵活性。

传输可用的信道资源包括带宽B和最大可达(或允许)发送功率P。特别是当要建立一个点到多点系统时，须对信道资源进行有效管理。其中，不仅涉及到一次性的优化和调整，如构造定向发送线路，而且还涉及到在同样变化的环境条件下对各个用户的带宽要求的动态匹配。

按照本发明的接入系统在下述运行条件下工作：-从用户到用户的不同的数据速率，非对称数据速率-变化的环境影响(噪音，干扰信号)-不同用户的不同并变化的多径条件-不同的、并可能是变化的用户到基站的距离-可变的业务量密度-BER要求(BER＝误码率)对于不同的用户来说也是不同的，这取决于待传输的数据的性质(语音、音乐、视频、在线银行业务等)。该系统还应保证，在每种情况下，保持对每个用户要传输的数据的类型所要求的误码率。

一种要对众多这类变化的量作出反应、并能同时保证可接受的各种误码率的传输系统，按照本发明，要求尽可能高的灵活性，并且同时使对信道的所有频率及功率预留处于活跃状态，简言之：在每个时刻充分利用信道资源。

按照本发明这里推荐了一种(接入)系统，为不同的用户站提供数据连接，其参量(BER、数据速率、发送功率)可根据不同用户的各自的要求确定。此外还应保证，该传输系统可将这些参量自动地与变化的传输及业务量条件相匹配。

按照本发明的接入系统将可变的扩频、可变的时间展宽、可变的与用户相关的发送功率、以及一个可变的TDMA-多路复用-网格(TDMA-Multiplex-Raster)相互结合起来传输信息。

这些参数的设置直接影响到对变化的用户要求、数据传输率以及所涉及到的BER的灵活并自适应的反应。在资源管理中要考虑：不同的用户与基站的距离不同，对各个传输路径有不同的环境条件(干扰、多径效应、噪音)。按照本发明的接入系统提供了降低噪音和其它干扰信号的可能性。

所述扩频、时间展宽、发送功率(每信息符号)、以及TDMA(时分多址)网格参量在这里可以动态地与业务量、变化的传输条件相匹配。它们在某种程度上可互不相关地调节，即互不相关地确定大小。

用于时间展宽和频率扩展的方法可以与不同的多址方法结合使用，例如在TDMA系统中、在FDMA(频分多址)系统中、或在TDMA和FDMA的组合系统中。

TDMA接入方法允许在各个用户的变化的符号速率下运行，这允许以非对称的数据速率进行通信。TDMA系统可以通过时隙长度的变化以公知的方式对变化的用户密度(或带宽要求)作出反应。与该特性密切相关，可看到这样设置与用户相关的传输质量的可能性，即通过不超过一定要求的误码率(BER)(BER根据请求)。

下面对扩频、时间展宽、数据速率的变化、TDMA时隙长度、以及发送功率的共同作用加以描述。

按照本发明的方法是一种多址方法，它具有与用户相关的可变的数据速率和发送功率，并使用自适应方法进行信息符号的频率和时间扩展的传输，其特征如下：-具有可变多路复用-网格的TDMA帧本发明的接入方法在基本结构上的实施如TDMA方法。在时间轴上进行用户分离。在已知的TDMA系统中(例如欧洲数字无绳电话(DECT))常见的是，设置固定多路复用网格，对于增高的数据速率要求以将多个时隙重叠作为响应，然后将其分配给一个用户。

在本发明的接入方法中所使用的TDMA帧没有固定的时隙数或固定的时隙宽度。所述多路复用网格随登录的用户的数量和数据速率要求而变化。

-可变扩频为了使传输达到尽可能高的抗干扰性，将在时隙中传输的信息符号在信道带宽上进行扩频。

扩频的过程分为两个步骤：-对每个单个符号进行准Dirac脉冲整形，而与符号速率无关(该操作在基带中实施，并可视为是实际的扩频)。

-对准Dirac序列的带通滤波扩频过程以带通滤波结束。在传输信道带宽B上达到信号频谱的限制。然后一个单个符号在整个可用频率范围内占有一个矩形功率密度频谱。在时间范围内，所述符号流表现为sin(x)/x形状的脉冲序列。这类脉冲的平均宽度δ由信道带宽B确定，并确定为δ＝1/B。

如果在扩频之前有频率预留，即，当信道带宽与用户符号速率的商大于1时，则由扩频传输产生一个在信噪比上的系统增益。该系统增益将在接收机中通过频率压缩实现。与此相关还减小了误码率。通过改变相关的符号速率可以控制该系统增益。在信道带宽不变的情况下降低符号速率，会自动导致更强的扩频，即导致更高的系统增益，也就是更强的抗噪音和窄带干扰的能力。

最后，可变扩频还允许在变化的传输条件下设置一个由用户确定的、符合要求的误码率。

图9.1a示出了维持特定的误码率(BER)所要求的信噪比(S/N)相对于数据速率的关系。图中示出了常用的CDMA(码分多址)系统的运行范围，该CDMA系统用一个带有固定调节扩频的扩展频谱方法工作，与之相比较还示出了四相绝对相移键控(QPSK)系统和按照本发明的、具有可变扩频的传输系统的工作范围。系数k表示单位为δ的相邻符号间的距离，其中δ表示在带宽B上扩频的符号的平均宽度(δ＝1/B)。值k可被视为对扩频的度量，并与可达到的系统增益G相同。如果CDMA方法在信噪比要求较低的情况下以固定数据速率传输，则可变扩频允许沿所示的线经历整个区域(S/N；数据速率)。如果所要求的BER降低，例如当传输较少的敏感数据时，则可使传输速度提高。对于线上所有的点，在各种情况下都可保证“带宽”资源得到完全利用(频谱效率)。任意大小的频率预留都可自动转换为在数据传输中起作用的系统增益。

图9.1b示出了扩频(以及时间展宽)传输的例子。其中，扩频的发送信号以相同的发送功率、但以不同的符号速率(不同的系数k)传输。  图中所示为在接收机一侧的压缩滤波器输出端的信号。该压缩信号的振幅峰值US out相对于接收的扩频信号的振幅US高出系数 。功率的增高相应于值k。系统增益可随符号速率按G＝k变化。

扩频后的符号在传输给接收机之前还要进行时间展宽。对逐个符号产生的宽度为δ的sin(x)/x脉冲，在传输前转换为长度为T的线性调频脉冲。因此可由线性调频脉冲持续时间确定可达到的最大时间展宽[＝T/δ]。时间展宽传输的优点尤其在于可以降低宽带干扰。因此线性调频脉冲持续时间T与信道中周期性出现的宽带干扰一致。这种一致在图9.2中作了说明：在图9.2a示出了可能的宽带传输干扰，它以周期Tn出现。干扰脉冲的带宽Bn大于有效信道带宽B。

图9.2b示出了发送信号的频谱以及叠加的宽带干扰。Bn是干扰信号的有效带宽，通过接收机中的输入滤波器加以限制。Bnom是整个可用(许可使用的)信道带宽，而B是由发送机和接收机中的滚降滤波器限制的信道带宽，为了更好地区分，下面将其称为有效带宽。

图9.2c示出了干扰脉冲是如何相加地重叠在发送信号上的。数据脉冲和干扰脉冲的信号混合在接收机中首先经过一个输入滤波器，然后经过一个分散延迟线(线性调频滤波器)。

图9.2d示出了该延迟线的输出信号Uout(t)。为了更好地理解，将压缩后的数据脉冲与扩展的干扰部分分别表示。US表示压缩前数据脉冲的振幅；Un表示叠加的宽带干扰脉冲的振幅。在压缩滤波器的输出端，数据脉冲的振幅增高 倍，而干扰脉冲的振幅减小 倍。相对于未压缩的接收信号，信号-干扰间隔在考虑振幅时增加了系数 ，或在考虑功率时，增加了系数n。在图的右边示出了两个扩展的干扰脉冲。经过扩展后，它们在持续时间T上被延长了。原则上，可以通过选择合适的线性调频脉冲持续时间T将宽带干扰任意延长。但边界条件是线性调频滤波器的技术可实现性。当所描述的短时干扰周期性地出现时，则在确定该系统时应注意，不要使扩展的干扰脉冲相互重叠，以避免在扩展的干扰信号Un out中出现不期望的增高。为了排除这种情况，须将待设置的线性调频脉冲持续时间T选择为小于干扰脉冲的周期Tn。

待传输的信号通过时间展宽获得了抗宽带干扰的能力。在建立基站与用户站之间的连接时，时间展宽的尺度应与周期性出现的宽带干扰脉冲相一致(设置)。因此所涉及的是可变时间展宽。

可以为各个用户，或不同的时隙分配不同的发送功率。

这些参数的设置可直接用于对可变的用户要求、传输数据速率、及相关的BER作出灵活并且自适应的反应。在资源管理中要考虑：不同的用户与基站的距离不同，以及对各个传输路径有不同的环境条件(干扰、多径效应、噪音)。在消息传输中采用扩频和时间展宽提供了抑制噪音信号和其它干扰信号的可能性。

TDMA网格、扩频、时间展宽、以及发送功率的量可以动态地与业务量、变化的传输条件及用户要求相匹配。它们在某种程度上可以互不相关地设置。但通常，改变的不是这些量中的某个单个量，而是它们的共同作用和相互关联的部分，如在下述实施方式中所示的那样：在本实施方式中所示的原理是，在扩频之后，相互调谐时间展宽和发送功率。下面将指出，以哪种方式使这些参数与用户要求、传输条件、以及业务密度相匹配(调适)。

在为此而使用的程序简图中，首先分析信道特性，然后查询用户对传输的要求，接着参考这些数据确定时间展宽、扩频、以及必须的发送功率的度量。然后利用这些数据建立与用户之间的连接。

一个要建立的连接主要以三种特性为特征：-所期望的传输速度(传输数据速率)-所要求的误码率-所期望的(必要时也是最大允许的)发送功率。

当一个用户站期望建立与基站的数据连接时，它提供这三个值。依据所传输的数据的特性，可以对这三种要求设置不同的优先级。因此对传输语音的误码率的要求就低于对传输敏感的银行数据的误码率的要求。例如对语音传输，其优先级的顺序是[发送功率、传输速度、BER]，而对银行数据传输其顺序例如是[BER、发送功率、传输速度]。

超长数据(如图形数据)的传输要与短的数据库查询的传输相比要求更高的传输速度。在其它领域内，如在医学应用中，可将允许发送功率限制在很小的量，而对传输速度没有更高的要求。

在图9.3至9.8中，示出了一个程序流程，该程序接收用户要求(包括所设置的优先级)，并将其与信道特性相匹配，通过使用扩频或时间展宽以及功率控制建立一个具有尽可能高的抗干扰性的连接。

在开始时刻，用户提出连接要求。基站已为该连接在TDMA帧中预留了一个具有一定长度的时隙。(该时隙可在该连接的后续运行中扩大或缩小，这需要与其他用户协调以及若干与协议相关的开销。例如当用户在该连接运行期间要求提高数据速率而不可能降低BER或提高发送功率时，则需要延长所分配的时隙)。对以后的程序简图，设时隙长度为常数。

该程序划分为五个部分，各自用一张图表示。第一部分(见图9.3)描述在注册时刻的输入数据，以及用户可以设置的、可能的优先级。依据所涉及到的选择(传输速度、要求的BER、发送功率)，转向图9.4、图9.5、图9.6所示的程序部分。在这些程序部分中，第三量(优先级3)是由优选量(优先级1)以及具有“优先级2”的量确定的。例如对于具有所期望的符号速率和所要求的BER的传输，对遵守边界条件(线路衰落，噪音功率密度)所需的发送功率进行计算。

在图9.7中示出了一个计算过程，它由上述三个程序部分调用。利用该过程计算对每个用户可达到的符号速率，以及可能的时间展宽。

该过程所得的结果将传递给图9.8所示的“自适应过程”。该自适应过程复核计算出的结果，即为传输所设置的值：符号速率、BER、以及发送功率是否满足用户的需要或是否是传输系统可实现的。当结果是肯定的时，则准确地利用这些值建立与用户的连接。否则仍通过已设置的优先级进行控制，该程序循环执行，修改符号速率和发送功率，直至利用这些参数可以实施数据传输。该自适应过程同样还可对线路衰落以及频谱噪音功率密度的变化作出反应，以使传输系统能够对变化的传输条件作出动态匹配。

在图9.3中示出了对传输系统必须是已知的输入数据。这些数据或者系统专用、且为不变数据的是固定值(关键数据)(如，最大发送功率Pmax、信道带宽Bnom、调制类型、滚降系数r)；或者是用户的要求(如，所要求的误码率BERreq、或所要求的符号速率Dreq)；或者是须在专用的测试周期中必须确定的信道特性数据(线路衰落Alink、频谱噪音功率密度Nmeans)。

利用这些在开始时刻有效的输入数据，可以对用户至基站间的连接进行组织。如果该“输入数据”的数据记录是完整的，则可以确定传输特性。

其中将首先确定传输系统的有效带宽B(通过带有滚降系数r的滤波而减小的信道带宽)。

然后，依据该有效带宽B计算压缩脉冲的平均宽度δ。计算δ的背景是，在后面将实施的扩频过程中，每个待传输的符号都将被转换为sin(x)/x形状的脉冲。一个这样的脉冲拥有全部带宽B和平均时间宽度δ＝1/B。在传输之前，该sin(x)/x形状的脉冲被转换为具有同样带宽的线性调频脉冲。在接收机中，该线性调频脉冲被压缩。该压缩的脉冲仍是具有sin(x)/x形状的变化过程且平均宽度为δ的脉冲。

下一步确定线性调频脉冲持续时间T。该线性调频脉冲持续时间T将根据在信道中出现的(有时也是周期性的)宽带干扰进行调谐。如果所述干扰的周期为Tn，则要调节的线性调频脉冲持续时间T必须选择为小于Tn。

在随后的方框中将确定，三个传输量中(传输速度、BER和发送功率)哪一个具有最高优先级(优先级1)和次高优先级(优先级2)。程序的后续运行将依此进行。下面将参照相应程序步骤的附图编号对三种可能的判断(涉及到优先级1)加以说明：[I].传输速度具有最高优先级(图9.4)第一步(见图9.4)，依据所要求的符号速率Dreq以及有效带宽B计算相邻符号间所需的间隔k。前提是，该间隔为平均脉冲宽度δ的整数倍。间隔k将以δ为单位给出。

在第二步将查询优先级2。

[I]；BER具有优先级2-保持所要求的BER是强制性的。从一个存储在存储器中的表中，对所涉及的调制类型(例如QPSK)，读出在接收机中对所要求的误码率BERreq所需的比值Es/N(Es表示比特能量，N表示频谱噪音功率密度)。例如，按照所示的图形对于一个10-3的BER要求Es/N为10dB。

该过程转向入口7(见图9.7)-依据计算出的比值Es/N、测得的线路衰落Alink、所述噪音功率密度Nmeans、有效带宽B以及脉冲间隔k确定所需的发送功率Pxmit。

该过程转向入口8(见图9.7)-由所述间隔系数k和所述平均脉冲宽度δ计算出以时间单位(秒)为单位的相邻符号(＝符号持续时间)间的间隔Δt。后续的传输将利用该符号间隔Δt进行。

-随后的一步确定传输的预定的符号速率D。

-下一步将确定时间展宽后重叠的线性调频脉冲的数量n。在时间展宽的过程中，单个sin(x)/x脉冲以系数Ψ＝BT被时间展宽。一个平均脉冲宽度为δ的单脉冲将被转换为宽度为T的线性调频脉冲。如果线性调频脉冲持续时间T大于符号持续时间Δt，则表示一个时间展宽的符号传输。在这种情况下，相邻(线性调频的)符号会或多或少重叠。商n＝BT/k(＝T/Δt)给出任一时刻相重叠的符号数量。该n值可以作为时间展宽的实际度量。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

[I]；发送功率具有优先级2(见图9.4)-应利用所确定的发送功率Pxmit发送该过程转向入口6(见图9.6)-依据发送功率、线路衰落Alink、噪音功率密度Nmeans、有效带宽以及间隔系数k计算可达到的Es/N。

-根据一个存储在存储器中的表，对所涉及的调制类型(本例中为QPSK)，对所得到的Es/N确定可达到的误码率。

该过程转向入口8(见图9.7)-计算符号间隔Δt、符号速率D以及重叠的脉冲数n。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

对于这种情况，即传输的最高优先级被设置为能够达到一个确定的传输速度、而对于第二优先级设置为达到一个确定的BER或保持一个预定的发送功率的情况，详细说明了该程序的运行。两个确定优先级的子过程在确定了所有传输参数之后最终都转向图9.8所示的自适应过程。该过程的工作方式将在后面进行描述。

[II].保持所要求的BER具有最高优先级(图9.5)该过程开始于入口3(见图9.5)。对所要求的误码率确定所需的Es/N。

随后将对第二优先级进行查询。

[II]；传输速度具有第二优先级-在发送机给出最大发送功率Pmax的前提下，确定最大可能接收功率。

-确定该接收功率所需的系数k(什么样的系统增益G＝k可以保证在接收机中有足够高的信噪比？)。

该过程转向入口7(见图9.7)-利用所得到的间隔系数k计算所要求的发送功率Pxmit(通过该过程前面的运行可以预期，该Pxmit除一个舍入误差外可认为与最大发送功率Pmax几乎相等)。

-计算符号间隔Δt、符号速率D以及重叠的脉冲数n。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

[II]；预先给定的减小的发送功率具有第二优先级(图9.5)-对预先给定的发送功率确定可达到的接收功率。

-确定该接收功率所需的间隔系数k(什么样的系统增益G＝k可以保证在接收机中所要求的Es/N？)。

该过程转向入口7(见图9.7)-利用所得到的间隔系数k计算所要求的发送功率Pxmit(通过该过程前面的运行可以预期，所要求的发送功率Pxmit除一个舍入误差外可认为与预先给定的发送功率相等)。

-计算符号间隔Δt、符号速率D以及重叠的脉冲数n。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

[III].保持预先给定的发送功率具有最高优先级(图9.6)该过程开始于入口5(见图9.6)。

对预先给定的发送功率将确定可达到的接收功率。随后将确定第二优先级。

[III]；保持预先给定的BER具有第二优先级-确定为保持该BER在接收机中所需的Es/N。

该过程转向入口4(见图9.5)。

-确定对该Es/N所需的间隔系数k(什么样的系统增益G＝k可以保证在接收机中有足够高的信噪比？)。

该过程转向入口7(见图9.7)-利用所得到的间隔系数k计算所要求的发送功率Pxmit(通过该过程前面的运行可以预期，该Pxmit除一个出现的舍入误差外可认为与预先给定的发送功率相等)。

-计算符号间隔Δt、符号速率D以及重叠的脉冲数n。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

[III]；保持预先给定的传输速度具有第二优先级(见图9.6)-确定在保持所期望的符号速率Dreq的情况下所能达到的间隔系数k(当以带宽B、符号速率Dreq传输的情况下，什么样的系统增益G＝k是还可达到的？)。

-确定在计算出的间隔系数k的情况下还能达到的Es/N。

-根据一个存储在存储器中的表，对所涉及的调制类型(本例中为QPSK)，对所确定的Es/N确定可达到的误码率。

该过程转向入口8(见图9.7)-计算符号间隔Δt、符号速率D以及重叠的脉冲数n。

该过程转向自适应过程的入口9(见图9.8)。

下面对于最后所示的情况III中的例子(优先级1为保持预先给定的发送功率，优先级2为保持预先给定的传输速度)，对自适应过程的工作方式(参见图9.8)进行阐述。

所述自适应过程开始于入口9(见图9.8)。

-首先进行检查，是否能以所确定的和所传递的参数(符号速率、BER、发送功率)进行数据传输。当传输系统允许这样确定的运行情况时，则相应地设置发送/接收装置，传输开始。该过程随后重新转向开始(见图9.3)。

如果检查的结果是否定的，则将按照所设置的优先级的顺序进行检查，检查哪个或哪些所要求的参数未被保持住。

-如果发送功率不够，则重新设置参数Pxmit，过程转向入口5。利用新选择的发送功率，再重新确定其它参数。如果在此期间传输条件(线路衰落、噪音功率密度)改变，则这些变化也将反应在所作出的新的确定中。当该自适应过程再次计算时，则重新开始检查。这一循环将一直进行下去，直至设置了必要的发送功率。

-如果没有达到所要求的传输速度时(相应于优先级2)，则首先检查，是否存在对增高的符号速率的预留，如果间隔系数k的值已经为1，说明不存在预留。在这种情况下，符号速率等于有效带宽。一个单个符号拥有全部带宽说明已达符号速率的上限。扩频不会发生，系统增益G＝k＝1。对用户有效的传输速率的提高只能通过延长TDMA帧的时隙实现。这要求降低总的系统负载，必要时，需要等待系统负载的降低。当实现这一点时，就可以建立所期望的连接。该过程将转向开始(见图9.3)。

如果在查询时k值为k＞1，则存在提高符号速率，而降低频率扩展或与之相关的系统增益G＝k的可能性：首先将k减小1。在这种情况下，可以预期误码率的增高。至于这种误码率的增高是否是可承受的，将通过一个循环过程(跳至入口2)来判断。如果在该循环中到达自适应过程，则这一过程重新开始，直至达到所要求的传输速度。

-如果在系统查询中发现BER(相应于优先级3)未达到要求，则根据优先级列表判断，数据速率或发送功率是否可以改变。在目前考虑的情况下，一个固定的发送功率具有优先级，因此该过程转向改变符号速率，在这里是降低符号速率。为此，将间隔系数k增加1，以扩大符号间隔。这个新的符号间隔是否足以保持所期望的BER，将在一个循环中(跳至入口6，见图9.6)进行检查。如果过程在运行过程中到达自适应过程(图9.8)，则必要时该循环将重新开始，直至达到所要求的BER。

下面将借助图9.9至图9.14对按照本发明的传输系统中对各个用户站进行发送功率和时隙长度的资源分配进行描述。

在图9.9中，示出了帧长为TF的TDMA帧。该帧被划分为一个用于信道测试的间隔TS0、一个长度为TS1的机构信道、以及m个互不相关且时隙宽度为TS2、TS3、…TSm的消息信道。对其中每个时隙都可分配发送功率PS(PS0，PS1，…PSm)。各信道的发送功率受到最大值Pmax的限制。数n(n0，n1，…nm)表示在任意时刻在所涉及的时隙0，1，…，m内重叠的脉冲数。n的值与当时时隙内的符号持续时间以及线性调频脉冲持续时间T相关(N＝T/Δt)。当采用上述间隔系数k(有效带宽与生效的符号速率D的商)以及用于时间展宽的线性调频滤波器的BT-积作为计算的基础时，则n值由n＝BT/k确定。

从图9.9中可以看出，每个时隙可以有各自的时隙长度和发送功率。由图9.3至图9.8的程序简图示出的可变时间展宽的结果是，与时隙相关的不同的重叠脉冲数n。于是在每个时隙中，发送功率PS在每个时刻都被分配给n个重叠的线性调频脉冲。如果象在用于信道测试的时隙中那样选择符号间隔，使符号间隔大到使相邻线性调频脉冲不再重叠(这里为Δt≥T)，则单个线性调频脉冲，即单个传输的时间展宽符号，以该时隙的总发送功率，例如以最大发送功率进行传输，如图中时隙0所示。

图9.10a示出了由图9.9已知的TDMA系统的信道资源分配。图9.10b示意性地给出了在接收机中经过时间压缩所获得的信号。

可以看出，时隙0(PS0＝Pmax，n0＝1)的时间压缩(解扩)信号的振幅峰值US0out最大。在其旁边的时隙1也以相同的功率(PS1＝Pmax)传输。而压缩脉冲达到的振幅峰值US1out则明显较小。在时隙0[TS0]，符号间隔达到Δt0≥T；在时隙1[TS1]，具有更高的符号速率，则符号间隔Δt1就相应的比较小。在该图的下方示出了，如何对各个时隙计算所能达到的系统增益。在用于信道测试的时隙中的符号以很小的符号速率、但对此以可能的最大系统增益G0＝BT传输。如果在保持线性调频脉冲持续时间T的情况下提高符号速率，则系统增益降至G＝1，如在本例中的时隙m[TSm]所示。其中符号速率D达到其最大值，相邻符号的间隔为δ。在这种情况下符号速率D等于有效带宽B；不发生扩频(最高数据速率的极限情况)。

对于时隙0，1以及m采用了最大发送功率(PS0＝PS1＝PSm＝Pmax)。对于时隙2，3，4，…的例子，在时隙图中显示出，发送功率也可以采用低于Pmax的值。因此，在用户接入的机构中，存在三个自由度：时隙长度、各个时隙内的符号速率、以及为各个时隙所设定的发送功率。

考虑时隙3，则可清楚看出，以很小的发送功率PS3以及尽可能最大的符号速率1/δ传输。这种组合通常只有在这种情况下是可能的：即当相对于噪音功率密度由发送信号所要克服的距离很小时。用于信道测试的间隔(时隙0)示出了另一种极端情况：在非常小的符号速率下的最大发送功率。为了测试的目的，要求该两个脉冲尤其能抗噪音干扰，即以增高的S/N传输。为此目的，对每个单个测试符号的传输采用最大系统固有的扩展增益Gmax＝BT，并且附加地使发送功率Pxmit最大化(Pxmit＝Pmax)。

在这两种极端情况之间，TDMA帧的时隙数据都可以与可变的用户要求以及传输条件相匹配。在此还有需注意的另一方面：通常传输受到多径效应的干扰。这意味着，一个时隙的消息符号由于多重反射而造成失真，并在本时隙和随后的时隙内造成符号间的干扰。为使由此产生的干扰功率在随后的时隙中(相对于那里所设置的发送功率PS)尽可能的小，将TDMA帧中的各个业务时隙按照功率的升高排序是具有优点的，例如PS2＜PS3＜PS4＜…＜PSm。

在图9.10中还附加地示出了对每个时隙确定在接收机一侧压缩信号的系统增益G和振幅峰值Usi_out的公式。

在图9.11中对按照图9.10的时隙划分所预期的时隙0，1，…，m中在接收机一侧的压缩信号的振幅峰值进行了计算。

在图9.12中给出了一个在改变了系统要求的情况下改变时隙数据的例子。其对照是图9.10。改变了的是时隙S2，S3和S4的时隙宽度以及分配给时隙S3的发送功率。

在图9.13中对按照图9.12中的改变了的时隙划分所预期的时隙0，1，…，m中在接收机一侧的压缩信号的振幅峰值进行了计算。

在图9.14中对由图9.9已知的TDMA时隙范围(TDMA-Slot-Regime)给出了发送信号的包络线的变化曲线。如果象在测试间隔TS0中一样，传输单个不重叠的线性调频脉冲，则上升或下降时间取决于发送机的带宽；如果传输重叠的线性调频脉冲，则其边沿形状为平的。在这种情况下，上升和下降时间附加地与重叠脉冲的数量相关。

在该图的下部，明确地示出了这种效应。在一个截取段中突出了测试间隔TS0中的第二个线性调频脉冲的下降边沿和同步间隔TS1的脉冲上升边沿的变化曲线。

这里明确指出的是通过一个分散滤波器的时间展宽机制。可以将时间展宽解释为将每个符号转换为长度为T的线性调频脉冲。于是时间展宽的信号中的符号序列表现为具有相同特性的线性调频脉冲序列，该线性调频脉冲序列以彼此偏离符号间隔Δt的方式产生，并相互叠加。只有在经过大约n个Δt的时间间隔之后，上升边沿才到达其最终位置(图中作了很大简化。当传输一个双极sin(x)/x脉冲序列时，实际上时间偏移的线性调频脉冲以统计分布的极性变化相叠加)。但原理上，利用这一模型可以阐述包络线边沿的变化。

下面对本发明及其优点加以概括：按照本发明的传输方法，或按照本发明的多址系统利用扩频的和时间展宽的信号工作，并且按照本发明的方法使利用与用户相关的不同的和可变的符号速率进行操作成为可能。每个用户都可以与所要求的符号速率R无关地被分配给全部信道带宽B。如果存在频率预留，即，如果信道带宽大于符号速率R，则该频率预留将自动并直接地通过扩频传输转化为系统增益。该用于扩频和时间展宽的方法可以单独在物理层面上实现。由此就可能通过简单地改变数据速率控制系统增益，而无需改变其它系统特性(重新初始化等)。

所述扩频方法(逐个信号进行准Dirac脉冲整形，并随后进行匹配滤波)保证使每个消息符号都能在全部信道带宽上扩展。随后的时间展宽(将发送机中的扩频符号转换为线性调频脉冲)是以简单的方式通过使扩频符号序列经过一个具有合适的频率-运行时间特性的分散滤波器(例如一个SAW线性调频脉冲滤波器)实现的。

线性调频信号在接收机一侧的逆转换是利用另一个线性调频脉冲滤波器实现的，其频率-运行时间特性与发送机一侧的线性调频脉冲滤波器的相反。

所述发送和接收线性调频脉冲滤波器的相反的频率-运行时间特性是逆转换所要求的唯一条件。如果具有这种特性的线性调频脉冲滤波器作为被动构件(例如在SAW技术中(SAW＝Surface Acoustic Wave表面声波))实施，则线性调频信号的逆转换，以及在适当选择调制方法时的接收信号的去调制可以完全异步地进行。

对每个单个符号的传输充分利用总信道带宽使发送脉冲(时间展宽信号)也适用于信道评估。如果发送这样的宽带信号(线性调频脉冲)时，其以均匀的强度在其总带宽上激励信道。在接收机中，所述线性调频脉冲滤波器实施从频率范围到时间范围的转换，以使在该滤波器的输出端直接出现信道脉冲响应。与逐个符号时间展宽相关连的是抑制了传输路径上叠加在消息信号上的干扰。接收信号在接收机一侧的解扩(压缩)同时也对叠加的干扰信号起扩展的作用。通过这一过程使干扰能量分散在更大的时间范围内，从而降低了破坏信息符号的可能性。

对于本发明的传输方法用一个单符号(线性调频脉冲)就足以精确确定完整的信道脉冲响应。

但这并不排除，通过在一个相应于最大时延扩展的间隔中传输多个前后相接的参考符号，利用产生平均值或利用自相关可以更加提高这种准确性。

按照本发明的传输方法在物理层上就已经提供了对灵活性和功能性的度量，而其它公知的系统(CDMA、TDMA、FDMA)要在信号处理的更高的层面上借助于计算机操作才能实现。

为了例如将传输数据速率折半，在已描述的本发明的传输方法中，将两个前后相接的符号间的时间间隔以及单个符号的能量加倍。由此可以在数据速率折半的情况下，使信道资源得到完全的利用。对于相同的效果，其它系统必须在数据流中引入冗余(例如通过交替)。由此在物理符号速率不变的情况下，使用户可见的数据速率折半。