图3图示根据本发明的用于信号处理模块的线性化设备的优选实 施例。如图3所示，用于非线性消除的线性化设备的第一优选实施例 是通用的，并可以在包括功率放大器应用设备的任一非线性系统内使 用。根据本发明的线性化设备的第一优选实施例可以提高信号处理通 信建立模块或系统的线性，最好在体积和功耗需求中的至少之一方面 具有较低或最小开销。
如图3所示，线性化设备的第一优选实施例具有信号处理模块 300或系统，它包括主信号处理模块H1和辅助补偿建立模块H2。对 于信号处理模块300而言，X是输入函数，Y是结果输出函数。主信 号模块H1和辅助补偿建立模块H2具有可以表示为等式(2)的传递函 数H1(X)和H2(X)。应当指出非线性在三次谐波上是最严重的， 因此，等式(2)仅包含基波和三次谐波。然而，所公开的优选实施例 可以被一般化地扩展，本发明将不限制于三次谐波。
H1(X)＝a1X+a3X3，H2(X)＝b1X+b3X3..............................................等式(2)
在不失一般性的情况下，在所有的情况下都可以满足表示为等式 (3)的下述条件。
a1xa3＜0，b1xb3＜0............................................................等式(3)
如果使辅助补偿建立模块H2足够非线性或非常不线性，可以满 足表示为等式(4)的下述条件。
a1-a3≈a3，b1-b3≈0...........................................................等式(4)
在这种情况下，信号处理模块300的输出信号Y(X)成为：
Y(X)≈a1X
使用上述非线性消除技术的根据本发明的设备和方法的优选实 施例对于一般的情况，甚至对于低功率的PA应用设备来说特别有效， 因为辅助补偿建立模块H2应当被设计地具有非常大的非线性。在实际 的设计中，辅助补偿建立模块H2可能占用很小的区域，并消耗较低或 很小的功率。而且，因为辅助补偿建立模块H2可以具有与主信号处理 模块H1相同的结构，如果信号处理模块300具有一开始很好设计或预 先确定的满足等式(2)-(4)和一般化形式的参数，则跟踪性能将被 提高，或者非常好。因而，主信号处理模块H1可以是所设计的带有不 希望的非线性的已经存在的电路。
当参数的初始化估计(例如线性化和/或系统)很困难时，当参 数的确定很困难或者甚至当需要高性能的参数时，线性化设备或方法 的优选实施例可以分别包括校正环路或处理，如图4所示。
如图4所示，辅助补偿建立模块H2包括校正环路410。当在信 号处理模块内存在过多的非线性或者当消除很差时，互调导致的频谱 泄漏出现在临近信道上。校正环路410包括检测器412，它最好检测 临近信道内频谱分量的量值，并提供与模块300的所检测的非线性量 值相对应的输出信号。分析器414接收来自检测器412的输出信号， 用于最好与预先确定的分量电平等相互比较。分析器414输出辅助补 偿建立模块H2的环路控制参数416。因而，如果分析器414确定频谱 泄漏分量过大，则修改辅助补偿建立模块H2的环路控制参数416以生 成所期望的非线性内的改变，从而降低辅助模块H2的非线性。辅助补 偿建立模块H2的环路控制参数416是影响模块H2线性的参数。此外， 如图4所示，校正环路410能够在确定系统性能(例如非线性或消除 量值)之前修改信号处理模块300的输出信号420。因而，校正环路 410可以包括滤波器418，例如接收模块300的输出信号420，它通过 模块300所期望信道的相邻或临近信道。
现在将描述如图4所示的带有校正环路的线性化设备的优选实施 例的操作。当存在过多非线性或者模块300的消除很差时，互调等导 致的频谱泄漏可能出现在相邻信道上。使用带通滤波器作为滤波器 418，最好能够控制所期望的互调量值。作为检测器412的功率检测器 测量这个从带通滤波器418接收到的滤波后信道内的频谱分量，作为 分析器414的阈值检测器检查它是否过大。如果到相邻信道(例如边 带)的频谱泄漏过大，则校正环路410控制辅助模块H2的参数以降低 非线性。环路控制参数416可以是任何影响辅助模块H2线性的参数。 例如，环路控制参数416可以是辅助模块的实际信号电平或偏离电平 等。
如图3-4所示的优选实施例能够被轻易地应用于各种线性化方 法。在下文中提供根据本发明的若干详细优选实施例以更清楚地解释 本发明的某些方面。然而，本领域的技术人员将意识到这些实施例将 是示例性的，本发明并不仅限制于这些详细的例子。
当将校正环路应用于高频单元，例如功率放大器时，在射频上实 现带通滤波器可能是相当困难的。例如当在1GHz上以1MHz的带宽 工作时，带通滤波器应当具有1000的品质因子，这非常困难，几乎不 可能实现。在这种情况下，能够实现使用混频器等的频率转换。在功 率检测器的输入上使用附加增益级能够实现性能的进一步改进。如果 到边带的频谱泄漏很小，则应当使用精确的功率检测器和阈值检测器 等。附加的增益级能够克服随后的检测器偏移，从而提高信号处理通 信建立模块的分辨率。
图5图示根据本发明的线性化设备的第二优选实施例。如图5所 示，线性化设备的第二优选实施例具体可应用于功率放大器。
图9图示这个例子，其中将所推荐的线性化技术应用于前馈线性 化器。
如图5所示，辅助补偿建立模块H2耦合到校正环路。因而，校 正环路可以包括混频器522，它接收模块300的射频输出信号520，并 使用最好具有频率fLO的的本振信号524降低射频输出信号的频率。 因而，使用混频器522由频率fLO将混频器522的输出信号的频率降 低到基带或中频。混频器522的输出通过带通滤波器518，它最好使 模块300所期望信道的相邻或临近信道通过。放大器526接收带通滤 波器518的输出信号。功率检测器512接收来自放大器526的放大输 出信号。阈值检测器514接收来自功率检测器512的放大输出信号以 与预定电平相比较。阈值检测器514输出辅助补偿建立模块H2的控制 参数516。因而，如果阈值检测器514确定频谱泄漏分量过大，则修 改辅助补偿建立模块H2的控制参数516以生成所期望的非线性内的改 变，从而降低辅助模块H2的非线性，并降低相邻信道内的频谱泄漏， 直到阈值检测器514确定它低于预定量值。
图6图示根据本发明的线性化设备的第三优选实施例。如图6所 示，线性化设备的第三优选实施例包括前馈线性化器630和线性化环 路610。前馈线性化器630接收输入信号632，它可以包括两个不同的 载波信号，每个载波信号具有不同的频率F1和F2。输入信号632通 过第一耦合器640经支路A被提供到主放大器650，并通过支路B到 移相器655。主放大器650的输出信号通过第二耦合器660提供给移 相器670，移相器670具有提供给第三耦合器680的输出信号。由第 二耦合器660接收移相器655的输出信号。第一耦合器640、主放大 器650、移相器655和第二耦合器660组成消除环路1。因此，经支路 B来自第二耦合器660的消除环路1的输出将输入信号632消除，并 仅包含因为设备非线性所生成的失真和噪声，所述设备非线性例如是 主放大器650的不良放大和互调产物。然而，因为包括不理想频率响 应的和至少主放大器650的匹配方面的误差，在消除环路1内并未完 全消除输入信号632。
第二耦合器660的输出经支路A输入到移相器670，移相器670 的输出输入第三耦合器680。经支路B的第二耦合器660的输出输入 辅助放大器675，所述辅助放大器675放大由主放大器630引入到输 入信号632内的已调整失真和噪声分量。辅助放大器675的输出信号 是第三耦合器680的输入。第二耦合器660、移相器670、辅助放大器 675和第三耦合器680组成失真消除环路2，它可操作地降低或消除来 自主放大器650输出信号的失真和噪声分量以生成最佳放大的输出信 号634，该信号具有降低的由主放大器650引入的噪声和失真。
前馈线性化器630的操作通过例如从主放大器650的放大输出中 减去输入信号632在消除环路1内隔离主放大器650所生成的失真和 噪声。信号662是经支路B来自第二耦合器660的输出并由辅助放大 器675放大，然后，例如在第三耦合器680上从主放大器650的移相 放大输出信号672中减去，所述移相放大输出信号672包含主放大器 650所引入的失真和噪声。因而，来自前馈线性化器630的放大输出 信号634已经降低了失真和噪声。
如图6所示，使用线性化环路610来控制第二路径(即支路B) 内辅助放大器的增益和移相器的实际相移。线性化环路610提供线性 化的通用性，它能够控制影响前馈线性化器630线性的任意一个或多 个参数。如图6所示，校正环路610包括混频器622，它接收前馈线 性化器630的射频输出信号634，并使用最好具有频率fLO的本振信号 来降低射频输出信号的频率。因而，使用混频器622将混频器622的 输出信号的频率降低频率fLO到基带或中频。混频器622的输出信号 通过带通滤波器618到功率检测器612，功率检测器612检测在通过 放大器626的前馈线性化器630所期望信道的相邻或临近信道的频谱 分量量值。由阈值检测器614接收功率检测器612的输出信号，所述 阈值检测器614输出前馈线性化器630的控制参数616。如图6所示， 前馈线性化器630的控制参数包括相位控制和幅度控制。因而，如果 线性化环路610确定频谱泄漏分量超过规定范围，则修改前馈线性化 器630的控制参数616以生成在非线性补偿内所期望的改变，最好使 用移相器655和辅助放大器675中的至少之一。
图7图示根据本发明的线性化设备的第四优选实施例。如图7所 示，线性化设备的第四优选实施例包括用于放大器线性化的笛卡儿反 馈环路730和线性化环路710。用于放大器线性化的笛卡儿反馈环路 730可以接收不同放大器710内基带频率上的相应I和Q输入。最好 由I-Q调制器720A将放大器710的输出信号上变频到射频。由放大 器730(例如功率放大器PA)放大调制信号，并通过耦合器740发送 线性化后的输出信号。耦合器740还将一部分线性化输出信号提供给 反馈路径。反馈路径可以包括可控制的衰减器750、I-Q解调器720B 和放大器760。衰减器750的输出信号通过I-Q解调器720B下变频到 基带和中频，并在放大器760放大之后，分别输入给差分放大器710。 差分放大器710将反馈路径信号从I和Q输入信号中减去以生成误差 信号，从而降低笛卡儿反馈环路操作中的非线性。
如图7所示，使用线性化环路710至少可以控制反馈路径内的衰 减器。线性化环路710显示了线性化的通用性，其中它可以控制影响 用于放大器线性化的笛卡儿反馈环路730的线性的任意一个或多个参 数。如图7所示，校正环路710在结构上最好类似于校正环路610。 因而，如果线性化环路710确定频谱泄漏分量过大，则至少使用衰减 器760修改用于放大器线性化的笛卡儿反馈环路730的控制参数716， 从而生成非线性补偿内所期望的改变，尽管诸如衰减器单元和放大器 的附加噪声控制设备可附加地耦合在前馈或反馈路径内，并使用控制 参数716来控制。
图8图示根据本发明的线性化设备的第五优选实施例。如图7所 示，线性化设备的第五优选实施例包括极性环路校正系统830和线性 化环路810。极性环路校正系统830可接收中频信号，该信号分成极 性分量、幅度和相位，并与功率放大器PA输出信号内的相应分量相 比较。将所得到的相位误差输入给VCO，由其向功率放大器馈送一个 受控(例如相位)输入信号。幅度误差信号调制功率放大器的控制输 入。锁相环可以跟踪相位，反馈电路跟踪幅度。可以由诸如反馈路径 内的振荡器的射频源来设置信道频率。
如图8所示，使用线性化环路810可以至少控制幅度和相位极性 分量。线性化环路810最好提供线性化通用性，其中它可以控制影响 极性环路校正系统830的线性的任意一个或多个参数。如图8所示， 校正环路810最好在结构上类似于校正环路610。因此，修改极性环 路校正系统830的控制参数816以在极性分量内产生所期望的改变， 尽管可以添加附加的非线性控制单元。
图9图示示例性的数字自适应预失真系统900。数字自适应预失 真系统900的操作类似于笛卡儿环路，但是不同点在于使用数字信号 处理(DSP)和查找表(LUT)进行非线性消除。尽管系统900的校 正是自适应的，因而是非常可靠的，但它需要很大的区域和功率。因 而，该系统不适用于低功率放大器(PA)应用设备。
图10图示根据本发明的信号处理系统的输出信号的线性化方法。 如图10所示，在处理开始之后，控制前进到步骤S1010，其中在步骤 S1010确定主信号处理模块的传递函数。主信号处理模块可以是包括 混频器、放大器和滤波器等的功能建立模块中的一个、多个或其组合。 控制从步骤S1010前进到步骤S1020，其中确定非线性辅助模块的传 递函数。确定主信号处理模块和非线性辅助模块的传递函数以满足上 述的等式2-4。控制从步骤S1020前进到步骤S1030。因为系统的设备 非线性的累积导致主信号模块对输入函数的期望信号处理，在步骤 S1030确定信号处理系统的组合输出信号是否在所期望的参数内。步 骤S1030的确定可以是一次、多次或周期确定。如果在步骤S1030的 确定结果为是，则控制前进到步骤S1050，在此结束处理。
如果步骤S1030的确定为否，则控制前进到步骤S1042，其中提 取一部分输出信号来分析。例如，在步骤S1042，滤波器等可使输出 信号的选定信道通过，同时降低或阻断输出信号的其余部分。控制从 步骤1042前进到步骤S1044，其中分析输出信号的选定部分。例如， 在步骤S1044，分析选定信道内的功率电平以确定其电平。例如，信 号分析基于输出信号的平均。控制从步骤S1044前进到步骤S1046。
在步骤S1046，如果输出信号的选定部分的信号电平大于诸如阈 值电平的规定量值，则修改非线性辅助模块的控制参数。非线性辅助 模块控制参数的修改可降低或提高非线性，从而修改系统内设备非线 性所生成噪声的消除。控制从步骤S1046跳回到步骤S1030。
通常，多种方法能够提高线性。因为功率放大器消耗了无线系统 内的大部分功率，已经投入大量的努力来设计功率放大器。放大器线 性化的方法可能涉及下述技术之一：笛卡儿环路、极性环路、前馈和 预失真。当与极性环路相比时，笛卡儿反馈环路可能具有对称的结构， 因而不太可能在AM-AM和AM-PM处理之间引入影响所有校正系统 的相移。然而，视频带宽和稳定性限制了处理多载波信号的能力。
与笛卡儿和极性环路反馈拓扑结构不同，前馈线性化系统具有很 低的不稳定性和带宽限制。然而，前馈线性化系统需要增益和相位上 的精确匹配以实现对谐波信号的充分抑制。
根据本发明的优选实施例可应用于需要高度线性的任一通信系 统。优选实施例可在无线应用内使用，由此可以使用所推荐的技术以 最小开销来线性化功率放大器。
本发明的优选实施例是在通信系统内线性化所期望的。本发明的 一个优点，如图3所示，是使用辅助非线性模块来提高线性。辅助模 块的存在所导致的开销非常小，因为可以将辅助非线性模块设计得非 常小，并具有很低的功耗。而且，不存在反馈路径，因而不会由于反 馈延迟导致任何稳定性问题或性能上的降低。图3至图5中所描述的 优选实施例实现了上述优点，因为附加的硬件对性能并不是决定性的。
尽管根据本发明的选定优选实施例使用反馈路径，但是因为消除 设备和处理以平均为基础，并仅处理非线性所导致的边带内的功率泄 漏，所以它并未导致任何稳定性问题。因此，在本发明中并不存在笛 卡儿环路等的延迟效应。
而且，当与预失真技术相比时，根据本发明的优选实施例需要较 少的硬件，并且实现起来更容易。相反，因为优选实施例仅处理非线 性所产生的功率，所推荐的线性化方法并不需要任何复杂的算法和大 型的数字硬件。因而，所推荐的方法甚至可以应用于低功率的功率放 大器(PA)应用设备。
上述实施例和优点仅仅是示例性的，并不构成对本发明的限制。 本教导可轻易地应用于其它类型的设备。本发明的描述将是说明性的， 并不限制权利要求书的范围。对于本领域的技术人员来说，许多替代、 修改和变型将是显而易见的。在权利要求书中，功能性限定的技术特 征将涵盖在此所述的执行所述功能的结构，并且不仅仅包含结构的等 价物，而且还包含等价的结构。