低复杂性频率选择性IQ失配数字RX平衡器和TX逆平衡器
技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信领域，涉及一种用于减少同相(I)
信号与
正交相(Q)信号之间的失配的系统、方法及产品，特别指涉及一种用于不理想RF前端的低复杂性频率选择性IQ失配数字RX平衡器和TX逆平衡器。
背景技术
[0002] 无线通信系统的激增已导致对于低成本及高效率的无线电实施方案的需求。无线电发射和接收链的组件(包括，例如
混频器、低通
滤波器(LPF)和模/数转换器)的容差在通信信号的同相(I)与正交相(Q)分量之间引入
不平衡或失配。特别的，I和Q信号的量值并不相等，且I和Q信号的
相位并不分开90度。这种IQ不平衡(包括频率选择性分量和非频率选择性分量两者)在不解决的情况下可影响通信可靠性。因此，需要在计算效率高的用于校正IQ失配的频率选择性和非频率选择性分量的改进技术。
发明内容
[0003] 本发明的目的在于提供一种用于不理想RF前端的低复杂性频率选择性IQ失配数字RX平衡器和TX逆平衡器，用于解决现有的通信技术中通信信号的同相(I)与正交相(Q)分量之间因存在不平衡或失配而导致影响通信可靠性的技术问题。
[0004] 本发明第一方面提供了一种用于减少同相(I)信号与正交相(Q)信号之间的失配的系统，其包含：
[0005] 相位补偿
块，其包含
无限脉冲响应滤波器，所述无限脉冲响应滤波器经配置以减少同相信号与正交相信号之间的失配的第一部分，其中所述第一部分包括频率选择性相位失配；以及
[0006] 增益补偿块，其包含
有限脉冲响应滤波器，所述有限脉冲响应滤波器经配置以减少所述失配的第二部分，其中所述第二部分包括频率选择性增益失配，且[0007] 其中所述相位补偿块和所述增益补偿块至少部分地被基于回送信号而校准，其中所述回送信号从射频
电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分。
[0008] 可选的，其中所述无限脉冲响应滤波器包含单系数一阶无限脉冲响应滤波器。
[0009] 可选的，其中所述有限脉冲响应滤波器包含单系数二阶有限脉冲响应滤波器。
[0010] 可选的，其中所述相位补偿块和所述增益补偿块可配置以作为发射器的一部分或接收器的一部分来操作。
[0011] 可选的，其中所述经配置以作为所述发射器的一部分来操作的相位补偿块和增益补偿块的校准是在经配置以作为所述接收器的一部分来操作的相位补偿块和增益补偿块的校准之前执行。
[0012] 可选的，其中所述经配置以作为所述接收器的一部分来操作的相位补偿块和增益补偿块的校准至少部分地基于所述经配置以作为所述发射器的一部分来操作的相位补偿块和增益补偿块的校准。
[0013] 可选的，其中对应于所述相位补偿块和增益补偿块的单个
硬件电路可至少部分地通过配置所述无限脉冲响应滤波器和有限脉冲响应滤波器的系数来配置作为发射器的一部分或接收器的一部分来操作，其中所述发射器和接收器不在同时活动。
[0014] 可选的，其中在所述相位补偿块和增益补偿块经配置以作为发射器的一部分来操作的情况下，所述基于回送信号来校准相位补偿块和增益补偿块包含：
[0016] 将所述多个音调作为回送信号从所述射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分；
[0017] 检测对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配；以及[0018] 至少部分地基于对应于所述多个音调中的每一者的检测到的增益失配和相位失配来确定所述无限脉冲响应滤波器和所述有限脉冲响应滤波器的系数。
[0019] 可选的，其中检测对应于所述多个音调中的每一者的增益失配包含：
[0020] 通过分开地发送所述音调的同相分量和正交相分量来发送所述音调；
[0021] 在所述音调频率的倍数下检测对应于所述音调的同相分量的量值；
[0022] 在所述音调频率的所述倍数下检测对应于所述音调的正交相分量的量值；
[0023] 在所述音调频率的所述倍数下，至少部分地基于对应于所述音调的同相分量的检测到的量值来检测同相分量增益；
[0024] 在所述音调频率的所述倍数下，至少部分地基于对应于所述音调的正交相分量的检测到的量值来检测正交相分量增益；以及
[0025] 至少部分地基于检测到的同相分量增益与检测到的正交相分量增益的比率，来检测对应于所述音调的增益失配。
[0026] 可选的，其中检测对应于所述多个音调中的每一者的相位失配包含：
[0027] 通过同时发送所述音调的同相分量和所述音调的正交相分量来发送所述音调；
[0028] 降低所述音调的同相分量与所述音调的正交相分量之间的增益失配；
[0029] 在所述音调频率的倍数下检测对应于所述音调的量值；以及
[0030] 至少部分地基于所述检测到的对应于所述音调的量值和增益失配而检测对应于所述音调的相位失配。
[0031] 可选的，其中确定所述无限脉冲响应滤波器的系数包含：
[0032] 基于预定准则而使集合误差最小化，其中所述集合误差为多个误差的函数，且其中所述误差中的每一者为：在所述多个音调频率中的一者下评估的所述无限脉冲响应滤波器的频率响应的
角度与对应于所述音调的相位失配的总和。
[0033] 可选的，其中所述预定准则包含以下各项中的一者：最小平方准则和极小极大准则。
[0034] 可选的，其中确定所述有限脉冲响应滤波器的系数包含：
[0035] 基于预定准则而使集合误差最小化，其中所述集合误差为多个误差的函数，且其中所述误差中的每一者为：在所述多个音调频率中的一者下评估的所述有限脉冲响应滤波器的频率响应的对数与对应于所述音调的增益失配的对数的总和。
[0036] 可选的，其中所述预定准则包含以下各项中的一者：最小平方准则和极小极大准则。
[0037] 可选的，其中在所述相位补偿块和增益补偿块经配置以作为所述接收器的一部分来操作的情况下，所述基于回送信号而校准所述相位补偿块和增益补偿块包含：
[0038] 在多个频率下发送多个音调；
[0039] 通过使每一音调
数字预失真来减少由所述射频电路的发射部分引入的，对应于每一音调的同相信号与正交相信号之间的失配；
[0040] 将所述多个音调作为所述回送信号从所述射频电路的所述发射部分路由回到所述射频电路的所述接收部分；
[0041] 检测对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配；以及[0042] 至少部分地基于所述检测到的对应于多个音调中的每一者的增益失配和相位失配来确定所述无限脉冲响应滤波器和所述有限脉冲响应滤波器的系数。
[0043] 可选的，其中确定所述无限脉冲响应滤波器的系数包含：
[0044] 基于预定准则而使集合误差最小化，其中所述集合误差为多个误差的函数，且其中所述误差中的每一者为：在所述多个音调频率中的一者下评估的所述无限脉冲响应滤波器的频率响应的角度与对应于所述音调的相位失配的总和。
[0045] 可选的，其中所述预定准则包含以下各项中的一者：最小平方准则和极小极大准则。
[0046] 可选的，其中确定所述有限脉冲响应滤波器的系数包含：
[0047] 基于预定准则而使集合误差最小化，其中所述集合误差为多个误差的函数，且其中所述误差中的每一者为：在所述多个音调频率中的一者下评估的所述有限脉冲响应滤波器的频率响应的对数与对应于所述音调的增益失配的对数的总和。
[0048] 可选的，其中所述预定准则包含以下各项中的一者：最小平方准则和极小极大准则。
[0049] 可选的，所述系统进一步包含线性组合器，所述线性组合器经配置以减少所述失配的第三部分，其中所述第三部分包括非频率选择性相位失配和非频率选择性增益失配，且其中所述线性组合器至少部分地基于所述回送信号而校准。
[0050] 可选的，其中所述线性组合器可配置以作为发射器的一部分或接收器的一部分来操作。
[0051] 可选的，其中经配置以作为所述发射器的一部分来操作的所述线性组合器的校准在经配置以作为所述接收器的一部分来操作的所述线性组合器的校准之前执行。
[0052] 可选的，其中对应于所述线性组合器的单个硬件电路可至少部分地通过配置所述线性组合器的系数来配置作为所述发射器的一部分或所述接收器的一部分来操作，其中所述发射器和所述接收器不在同时活动。
[0053] 可选的，其中在所述线性组合器经配置以作为发射器的以部分来操作的情况下，所述基于回送信号而校准所述线性组合器包含：
[0054] 在多个频率下发送多个音调；
[0055] 将所述多个音调作为回送信号从所述射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分；
[0056] 检测对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配；以及[0057] 至少部分地基于所述检测到的对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配而确定所述线性组合器的系数。
[0058] 可选的，其中在所述线性组合器经配置以作为所述接收器的部分来操作的情况下，所述基于回送信号而校准所述线性组合器包含：
[0059] 在多个频率下发送多个音调；
[0060] 通过使每一音调数字预失真来减少由所述射频电路的发射部分引入的对应于每一音调的同相信号与正交相信号之间的失配；
[0061] 将所述多个音调作为回送信号从所述射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分；
[0062] 检测对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配；以及[0063] 至少部分地检测到的基于对应于所述多个音调中的每一者的增益失配和相位失配而确定所述线性组合器的系数。
[0064] 可选的，其中所述线性组合器包含两系数线性组合器。
[0065] 可选的，其中所述相位补偿块、所述增益补偿块和所述线性组合器包含总共四个系数。
[0066] 本发明第二方面，提供了一种用于减少同相(I)信号与正交相(Q)信号之间的失配的方法，其包含：
[0067] 使用相位补偿块减少同相信号与正交相信号之间的失配的第一部分，其中所述相位补偿块包含无限脉冲响应滤波器，且其中所述第一部分包括频率选择性相位失配；
[0068] 使用增益补偿块减少所述失配的第二部分，其中所述增益补偿块包含有限脉冲响应滤波器，且其中所述第二部分包括频率选择性增益失配；以及
[0069] 至少部分地基于回送信号而校准所述相位补偿块和所述增益补偿块，其中将所述回送信号从射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分。
[0070] 本发明第三方面，提供了一种用于减少同相(I)信号与正交相(Q)信号之间的失配的
计算机程序产品，所述计算机程序产品包含于有形计算机可读存储媒体中且包含用于以下操作的计算机指令：
[0071] 使用相位补偿块减少同相信号与正交相信号之间的失配的第一部分，其中所述相位补偿块包含无限脉冲响应滤波器，且其中所述第一部分包括频率选择性相位失配；
[0072] 使用增益补偿块减少所述失配的第二部分，其中所述增益补偿块包含有限脉冲响应滤波器，且其中所述第二部分包括频率选择性增益失配；以及
[0073] 至少部分地基于回送信号而校准所述相位补偿块和所述增益补偿块，其中所述回送信号从射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分。
[0074] 本发明的提供了一种低复杂性频率选择性IQ失配数字RX平衡器和TX逆平衡器，即使用相位补偿块减少同相信号与正交相信号之间的失配的第一部分，使用增益补偿块减少所述失配的第二部分，再基于回送信号而校准所述相位补偿块和所述增益补偿块，将所述回送信号从射频电路的发射部分路由回到所述射频电路的接收部分，而达到了减少同相(I)信号与正交相(Q)信号之间的失配的目的，确保了通信信号的
稳定性和可靠性，进而解决了现有通信技术中通信信号的同相(I)与正交相(Q)分量之间因存在不平衡或失配而导致影响通信可靠性的技术问题。
附图说明
[0075] 在以下详细描述和附图中揭示本发明的各种实施方式。
[0076] 图1为说明无线电系统100的
实施例的
框图。
[0077] 图2为说明RX IQ平衡器150的实施例的框图。
[0078] 图3为说明TX逆IQ平衡器120的实施例的框图。
[0079] 图4为说明实施为单系数二阶有限脉冲响应(FIR)滤波器的接收增益补偿滤波器260的实施例的框图。
[0080] 图5为说明实施为单系数一阶无限脉冲响应(IIR)滤波器的接收相位补偿滤波器210的实施例的框图。
[0081] 图6为说明接收IQ线性组合器153的实施例的框图。
[0082] 图7为说明TX逆IQ平衡器120和RX IQ平衡器150电路的实施例的框图，其中所述电路可在无线电发射器和接收器不同时活动时共享。
[0083] 图8为说明数字音调产生器800的实施例的框图。
[0084] 图9为说明执行数字音调振幅和相位检测的数字音调检测器900的实施例的框图。
[0085] 图10为说明复合解调器910或915的实施例的框图。
[0086] 图11为说明复合LPF920或925的实施例的框图。
[0087] 图12为说明用于TX回送模式操作的无线电电路的实施例的框图。
[0088] 图13为说明用于RX回送模式操作的无线电电路的实施例的框图。
[0089] 图14为说明用于校准TX RF前端频率选择性IQ增益和相位失配以及RX RF前端频率选择性IQ增益和相位失配的过程1400的实施例的图。
[0090] 图15为描绘用于计算TX相位补偿块121的系数的搜索程序的实施例的
流程图。
[0091] 图16为描绘用于计算TX增益补偿块122的系数的搜索程序的实施例的流程图。
具体实施方式
[0092] 本发明可以许多方式来实施，包括作为过程、设备、系统、物质组成、包含于计算机可读存储媒体上的计算机程序产品和/或处理器，例如经配置以执行存储于耦合到处理器的
存储器上和/或由耦合到处理器的存储器提供的指令的处理器。在本
说明书中，这些实施方案或本发明可采取的任何其它形式可称为技术。一般来说，可在本发明的范围内更改所揭示过程的步骤的次序。除非另有陈述，否则被描述为经配置以执行任务的例如处理器或存储器等组件可实施为经暂时配置以在给定时间处执行所述任务的一般组件或经制造以执行所述任务的专
门组件。如本文中所使用，术语“处理器”指代一个或一个以上装置、电路和/或处理核心，其经配置以处理数据，例如计算机程序指令。
[0093] 在下文中连同附图一起提供对本发明的一个或一个以上实施例的详细描述，附图说明本发明的原理。结合这些实施例来描述本发明，但本发明并不限于任何实施例。本发明的范围仅由
权利要求书限制，且本发明涵盖许多替代方案、
修改和等效物。在以下描述中陈述许多特定细节以便提供对本发明的透彻理解。出于实例的目的而提供这些细节，且可在没有一些或所有这些特定细节的情况下根据权利要求书来实践本发明。出于清楚起见，尚未详细描述与本发明相关的技术领域中已知的技术材料，以免不必要地混淆本发明。
[0094] 图1为说明无线电系统100的实施例的框图。在无线电系统100的上部分支中，发射(TX)逆IQ平衡器120用于以数字方式校准TX射频(RF)前端频率选择性IQ增益和相位失配。在此发射链中，TX逆IQ平衡器120使平衡数字TX同相(I)和正交相(Q)信号预失真以产生不平衡数字TX I/Q信号，所述不平衡数字TX I/Q信号接着被馈送到数/模转换器(DAC)130中。DAC130产生预失真的模拟I/Q信号，所述预失真的模拟I/Q信号被进一步馈送到TX RF前端140中。TX RF前端(其为不理想的且具有频率选择性IQ失配)将基带信号上变频转换到所要RF带。TX逆IQ平衡器120包括发射相位补偿块121、发射增益补偿块122和发射IQ线性组合器123。TX逆IQ平衡器120的这三个组件含有总共四个系数，其经选择以提供恰当的预失真以补偿由不理想TX RF前端所进行的上变频转换引起的不平衡IQ。如下文中将更详细地描述，发射相位补偿块121经配置以减少频率选择性IQ相位失配；发射增益补偿块122经配置以减少频率选择性IQ增益失配；且发射IQ线性组合器123经配置以减少任何剩余的非频率选择性IQ增益和相位失配。
[0095] 在无线电系统100的下部分支中，接收(RX)IQ平衡器150用于以数字方式校准RX RF前端频率选择性IQ增益和相位失配。在此接收链中，RF信号由RX RF前端170下变频转换为不平衡模拟基带同相(I)和正交相(Q)信号。RX RF前端170为不理想的且具有频率选择性IQ失配。IQ信号由模/数转换器(ADC)160数字化且作为不平衡数字RX IQ信号呈现给RX IQ平衡器150。RX IQ平衡器150通过使用接收相位补偿块151、接收增益补偿块152和接收IQ线性组合器153来处理所述不平衡数字IQ信号且产生平衡数字IQ信号。类似于TX发射链，RX IQ平衡器150的三个组件含有总共四个系数，其经选择以提供恰当的补偿以移除由不理想RX RF前端170中的下变频转换造成的不平衡IQ效应。如下文中将更详细地描述，接收相位补偿块151经配置以移除频率选择性IQ相位失配；接收增益补偿块152经配置以移除频率选择性IQ增益失配；且接收IQ线性组合器153经配置以移除由RX RF前端170造成的任何剩余的非频率选择性IQ增益和相位失配。通过在线校准程序来执行用于TX逆IQ平衡器和RX IQ平衡器150的系数的选择，如稍后将描述。
[0096] 图2为说明RX IQ平衡器150的实施例的框图。通过使用相位补偿滤波器210来实现频率选择性相位补偿，所述相位补偿滤波器210为由Prx(Z)指示的单系数一阶IIR滤波器。在Prx(Z)之前的多路复用器(MUX)220用以选择I或Q信号来穿过滤波器210。当由于I信号在Q信号之前超过90度而造成相位不平衡时，选择I信号。相反，当由于I信号在Q信号之前不到90度而造成相位不平衡时，选择Q信号。当选择I来穿过相位补偿滤波器210时，I分支处的多路分用器(DEMUX)230选择相位补偿滤波器210的输出，且Q分支处的多路分用器(DEMUX)240选择未经滤波的原始Q。类似地，当选择Q来穿过相位补偿滤波器
210时，I分支处的DEMUX230选择原始I且Q分支处的DEMUX240选择相位补偿滤波器210的输出。DEMUX230和240的输出处的I和Q信号接着穿过多路复用器(MUX)250、多路分用器270和280以及由Grx(Z)指示的增益补偿滤波器260，其方式类似于先前所描述的相位补偿级：如果增益补偿滤波器260经选择以对I信号整形，那么MUX250选择I信号。类似地，如果增益补偿滤波器260经选择以对Q信号整形，那么MUX250选择Q信号。应注意，延-1
迟单元(Z )253和255分别被放置于I和Q路径中以便补偿由增益补偿滤波器260造成的滤波器延迟且将未穿过增益补偿滤波器的信号与穿过增益补偿滤波器的信号对准。最后，接收IQ线性组合器153用以组合I与Q信号以形成最终合乎需要的平衡数字IQ。在替代实施例中，接收增益补偿块152和接收相位补偿块151的次序被交换，其中块152在块151之前。
[0097] 图3为说明TX逆IQ平衡器120的实施例的框图。TX逆IQ平衡器
信号处理与RX IQ平衡器150的信号处理相同；只有针对TX和RX链不同地选择用于相位补偿滤波器、增益补偿滤波器和IQ线性组合器的系数。
[0098] 图4为说明接收增益补偿滤波器260的实施例的框图。通过使用接收增益补偿滤波器260来实现频率选择性增益补偿，所述接收增益补偿滤波器260为单系数二阶有限脉冲响应(FIR)滤波器。稍后将描述系数β的选择。
[0099] 图5为说明接收相位补偿滤波器210的实施例的框图。通过使用接收补偿滤波器210来实现频率选择性相位补偿，所述接收补偿滤波器210为单系数一阶无限脉冲响应(IIR)滤波器。稍后将描述系数α的选择。
[0100] 图6为说明接收IQ线性组合器153的实施例的框图。通过使用接收IQ线性组合器153来实现非频率选择性IQ增益和相位补偿，所述接收IQ线性组合器153为两系数IQ线性组合器。稍后将描述系数a和b的选择。
[0101] 参看图3，发射增益补偿滤波器360、发射相位补偿滤波器310和发射IQ线性组合器123的实施方案可分别以与接收增益补偿滤波器260、接收相位补偿滤波器210和接收IQ线性组合器153相像的方式来实施。
[0102] 图7为说明TX逆IQ平衡器120和RX IQ平衡器150电路的实施例的框图，其中所述电路可在无线电发射器和接收器不是同时活动时(即，在它们正在以半双工模式进行操作时)共享。通过针对所述两个平衡器使用完全相同的架构，针对所述两者共享硬件电路变得有可能：发射相位补偿滤波器310和接收相位补偿滤波器210可使用单个相位补偿滤波器电路710来实施；发射增益补偿滤波器360和接收增益补偿滤波器260可使用单个增益补偿滤波器电路760来实施；且发射IQ线性组合器123和接收IQ线性组合器153可使用单个IQ线性组合器电路703来实施。多路复用器771、772和773用以选择用于相位补偿滤波器电路710、增益补偿滤波器电路760和IQ线性组合器电路703的发射或接收系数。多路复用器774用以选择TX或RX作为输入，且多路分用器780用以选择所得TX或RX作为输出。
[0103] 图8为说明数字音调产生器800的实施例的框图。图9为说明数字音调检测器900的实施例的框图，所述数字音调检测器900执行数字音调振幅和相位检测。数字音调产生器800和数字音调检测器900在数字域中一起工作以在校准程序期间执行测量以便计算TX逆IQ平衡器120和RX IQ平衡器150的系数。明确地说，数字音调产生器800在所要I和Q振幅和音调频率下发射数字音调(复数或实数)，所述数字音调穿过TX DAC130和TX RF前端140。对于TX校准，采用如图12中所示的TX回送模式以回送信号以便在RX ADC处呈现。对于RX校准，激活如图13中所示的RX回送模式以回送信号以便在RX ADC处呈现。RX ADC160的输出接着由数字音调(复数或实数)振幅和相位检测器900处理以执行对I与Q信号之间的RF不平衡量的测量，以便计算平衡器系数。
[0104] 参看图9，数字音调检测器900的上部和下部分支经设计以检测可选择频率的两侧(即，f0和-f0)处的振幅和相位。上部和下部分支的电路为几乎相同的，不同之处只是上部分支经设计以测量以f0为中心的复合音调，而下部分支测量以-f0为中心的复合音调(请注意，f0可为正的或负的)。在穿过复合解调器910或915之后，所要音调被向下移位到DC。LPF920或925接着提取此DC分量的实数和虚数部分，从而有效地测量所要音调的实数和虚数部分。将LPF滤波器920和925的输出分别
锁存到寄存器930和935中，所述寄存器930和935接着由主机处理器读取以检测所要音调的振幅和相位且因此计算TX逆IQ平衡器系数。稍后给出对这个系数计算程序的较详细论述。图10为说明复合解调器910或915的实施例的框图，且图11为说明复合LPF920或925的实施例的框图。解调器910(或
915)为复合的，因为其执行 运算；LPF920(或925)也为复合的，因为其执行实数和虚数部分滤波两者。尽管图10和11中所展示的实施例展示用于复合解调器910或915和LPF920或925的典型实施方案，但同样可应用实现相同功能的任何其它形式。
[0105] 另外，在模拟域中存在额外校准电路，其结合两个数字块(数字音调产生器800和数字音调检测器900)来工作以完成校准环路。图12为说明用于TX回送模式操作的无线电电路的实施例的框图，且图13为说明用于RX回送模式操作的无线电电路的实施例的框图。图12中所展示的RF TX回送模式用于“学习”TX逆IQ平衡器系数，而图13中所展示的RX回送模式用于“学习”RF RX IQ平衡器系数。
[0106] 参看图12，将描述TX回送模式。数字音调产生器800产生具有所要振幅和频率(fi)的数字音调。此音调首先穿过TX逆IQ平衡器120(具有经选择的恰当中间系数，如稍后描述)以产生所要的预失真IQ信号，其接着被馈送到DAC130中。所得的模拟IQ信号接着通过同相发射滤波器1230和正交发射滤波器1235且由发射混频器1250上变频转换到RF带，并且最后由TX
可变增益放大器(VGA)1260放大。在正常的TX信号链中，此TX VGA RF输出将去往天线以无线地发射。然而，在TX回送模式中，通过首先使用非线性平方电路1270以产生作为最初产生的音调的谐波的音调来将此RF信号回送到接收器链。非线性平方电路1270还将信号转换到基带，使得具有频率的音调出现在输出处且由模拟LPF1280处理。模拟LPF1280的输出进一步由RX VGA(I)1290和RX VGA(Q)1295放大以提供足以供ADC160取样并转换到数字域的信号电平。出现在非线性平方电路1270的输出处的信号具有实数值，在此情况下，在非线性平方电路1270的输出之后仅需要一个信号链(I路径)。
接着将ADC160的输出呈现给数字音调振幅和相位检测器900以进行
数字信号处理。
[0107] 图13为说明RX回送模式的实施例的框图。数字音调产生器800产生具有所要振幅和频率(fi)的数字音调。此音调首先穿过TX逆IQ平衡器120(具有经选择的恰当系数，如稍后描述)以产生所要的预失真IQ信号，其接着被馈送到DAC130中。所得的模拟IQ信号接着通过同相发射滤波器1230和正交发射滤波器1235且由发射混频器1250上变频转换到RF带，并且最后由TX
可变增益放大器(VGA)1260放大。在正常的TX信号链中，此TX VGA RF输出将去往天线以无线地发射。然而，在RX回送模式中，通过RX混频器1310将此RF信号回送到接收器链，所述RX混频器1310之后跟随有正常的RX接收信号链，其包括RX滤波器(I)1320和RX滤波器(Q)1325进行的RX滤波，接着是由RX VGA(I)1290和RX VGA(Q)1295进行的信号放大。接着将IQ信号呈现给ADC160以进行数字化，最后出现作为对数字音调振幅和相位检测器900的输入以进行数字信号处理。
[0108] 参看图9，在TX回送模式中只有来自ADC160的同相输出ADC(I)为有效的，且因此只有上部分支为活动的。另外，在此模式下在上部分支中使用cal_mode_sel信号来设置Q＝0作为去往解调器915的输入中的一者。相反，在RX回送模式中ADC(I)和ADC(Q)输出两者均为有效的，且因此数字音调检测器900的上部和下部分支两者均为有效的。因此，设置用于
开关950的cal_mode_sel
控制信号以将ADC(Q)940输出输出到解调器915且将ADC(I)945输出输出到解调器910。解调器915和910以及LPF925和920的操作为如先前所描述的，而所要的音调频率经选择为f0＝fi。LPF925和920的输出(两者均包括实数和虚数部分)被锁存到寄存器中且接着由主机处理器读取以检测频率f0和-f0的振幅和相位。接下来描述此校准程序的细节。
[0109] 图14为说明用于校准TX RF前端频率选择性IQ增益和相位失配以及RX RF前端频率选择性IQ增益和相位失配的过程1400的实施例的图。在1402处，执行TX每音调增益和相位失配测量。将无线电设置为TX回送模式。发射多个音调，且针对每一音调，测量所述音调频率下的增益和相位失配。在1404处，基于每一音调频率的增益和相位失配，执行搜索以查找发射相位补偿滤波器310、发射增益补偿滤波器360和发射IQ线性组合器123的系数。在1406处，执行RX每音调增益和相位失配测量。在将无线电设置为RX回送模式的情况下，发射多个音调，且测量在每一音调频率下的增益和相位失配。在1408处，执行搜索以查找接收相位补偿滤波器210、接收增益补偿滤波器260和接收IQ线性组合器153的系数。
[0110] 现在描述每音调TX相位和增益失配测量程序(步骤1402)。对于给定频率ft，测量对应TX相位/增益失配，其经指示为 其中无线电处于TX回送模式，TX逆IQ平衡器120的发射相位补偿块121和发射增益补偿块122处于旁路模式，且TX IQ线性组合器123的系数经初始化为 仅用同相分量发送具有频率ft的数字音调，且在无线电处于TX回送模式中，通过首先将ADC输出处的信号解调到DC且使其穿过
低通滤波器来测量在频率2ft下的音调量值。估计DC的量值(在解调和低通滤波之后)，其由指示。同相分量增益可估计为 类似地，仅用正交相分量发送具有频率ft的数字音调，且通过将ADC输出处的信号解调为DC且对其进行低通滤波来测量在2ft下的音调量值。估计DC的量值(在解调和低通滤波之后)，其由 指示。正交相分量增益可经估计为 在频率ft下的TX增益失配经计算为
[0111] 为了找到在频率ft下的TX相位失配，首先在TX IQ线性组合器123中通过设置系数 来补偿增益失配。用具有相等量值的同相和
正交分量两者发送在频率ft下的数字音调，且通过将ADC输出处的信号解调为DC且使其穿过低通滤波器来测量在2ft下的音调量值。估计DC的量值(在解调和低通滤波之后)，其由 指示。接着由给出相位失配的量值。
[0112] 尽管已经估计了TX相位失配的量值，但TX相位失配的正负号(正或负)仍待确定。首先，假定TX相位失配的正负号为正，那么将TX IQ线性组合器123的系数设置为以便校正增益和相位失配两者。用具有相等量值的同相和正交分量两者发送在频率ft下的数字音调，且通过将ADC输出处的信号解调为DC且使其穿过低通滤波器来测量在2ft下的音调量值。估计DC的量值(在解调和低通滤波之后)，其由 指示。
[0113] 接下来，假定TX相位失配的正负号为负，那么将TX IQ线性组合器123的系数设置为 以便校正增益和相位失配两者。用具有相等量值的同相和正交分量两者发送在频率ft下的数字音调，且通过将ADC输出处的信号解调为DC且使其穿过低通滤波器来测量在2ft下的音调量值。估计DC的量值(在解调和低通滤波之后)，其由 指示。如果 小于 那么在频率ft下的TX相位失配经估计为否则，估计为
[0114] 现在描述每音调RX相位和增益失配测量程序(步骤1406)。对于给定频率ft，测量对应RX相位/增益失配，其中无线电处于RX回送模式，TX逆IQ平衡器120的TX相位补偿块121和TX增益补偿滤波器块122处于旁路模式，且TX IQ线性组合器123的系数经初始化为 用具有相等量值的同相和正交分量两者发送在频率ft下的数字音调。参看图9，由数字音调检测器900的两个分支测量在频率-ft和fi下的复合音调，如先前所描述。将对应于频率-ft和ft的锁存到寄存器930和935中的两个输出分别指示为vt和ft。令
[0115]
[0116] 接着，RX增益失配经估计为
[0117]
[0118] 且RX相位失配经估计为
[0119]
[0120] 通过前述程序，获得分别针对给定频率f的TX相位/增益和RX相位/增益失配可针对2N个关注频率点(由{fi|i＝±1，±2，...，±N}指示，其中f-i＝-fi)来重复相同的程序，以针对2N个频率点产生TX相位/增益和RX相位/增益失配集合。用足以使得对应相位/增益失配测量充分俘获RF发射器和接收器链的频率相依性特性的
分辨率选择频率点。集合 可接着用以计算
TX逆IQ平衡器120和RX IQ平衡器150的系数，如接下来描述。
[0121] 图15为描绘用于计算TX相位补偿块121的系数的搜索程序的实施例的流程图。在1502处，通过上文所描述的每音调校准程序(步骤1402)来获得针对所有关注频率的TX IQ增益和相位失配估计集合 在不失一般性的情况下，频率
排序为0＜f1＜f2＜…＜fN。
[0122] 在1504处，确定选择同相(I)还是正交相(Q)信号通过TX相位补偿块121中的滤波器Ptx(Z)。如果 那么(i)选择I信号来穿过Ptx(Z)；(ii)将多路复用器控tx制信号pIIR1_I_sel 设置为1；且(iii)通过设置 来反转所有相位失配估计的正负号。否则，(i)选择Q信号来穿过Ptx(Z)；且(ii)将多路复用器控制信号pIIR1_I_seltx设置为0。
[0123] 在1506处，将量 设置为 且接着通过针对所有i设置来正规化相位失配估计。
[0124] 在1508处，执行搜索以查找针对所有i使误差 最小化的系数αtx∈[0，1]，其中argPtx(fi)指示在频率点ft下评估的Ptx(Z)的角度。可使用最小平方准则或极小极大准则执行误差最小化；其它准则也是可能的。举例来说，如果执行最小平方tx
误差最小化，那么选择使误差函数 最小化的系数α ∈[0，1]。此搜索
的解由 来指示。
[0125] 在1509处，在频率点ft处的发射相位失配经计算为 其中 为在TX相位补偿滤波器系数 下在频率点ft下评估的Ptx(Z)的角度。
[0126] 在1510处，如果pIIR1_I_seltx＝1，那么通过设置 来反转相位失配估计的正负号。
[0127] 在1512处，将量 计算为 用以计算TX IQ线性组合器123的系数，如稍后将描述。
[0128] 在1514处，将Ptx(Z)的系数选择为 由步骤1504产生的多路复用器控制信号txpIIR1_I_sel 用以选择I还是Q信号穿过发射相位补偿块121中的Pxt(Z)。
[0129] 图16为描绘用于计算TX增益补偿块122的系数的搜索程序的实施例的流程图。在1602处，针对所有关注频率的TX IQ增益和相位失配估计集合可容易地从如上文所描述的用于计算TX相位补偿块121的系数的搜索程序的步骤1502获得。在不失一般性的情况下，频率排序为0＜f1＜f2＜…＜fN。
[0130] 在1604处，确定选择同相(I)还是正交相(Q)信号通过TX增益补偿块122中的滤波器Gtx(Z)。如果 那么(i)选择I信号来穿过Gtx(Z)；(ii)将多路复用器控tx制信号gFIR3_I_sel 设置为1；且(iii)通过设置 来颠倒所有增益失配估计。
tx tx
否则，(i)选择Q信号来穿过G (Z)；且(ii)将多路复用器控制信号gFIR2_I_sel 设置为
0。
[0131] 在1606处，将量 设置为 通过针对所有i设置 来正规化增益失配估计，且针对所有i将对数增益失配估计计算为
[0132] 在1608处，执行搜索以查找针对所有i使误差 最小化的tx tx tx
系数β ∈[0，1]，其中G (fi)指示在频率点f处评估的G (Z)。可使用最小平方准则或极小极大准则执行误差最小化；其它准则也是可能的。举例来说，如果执行最小平方误差最tx
小化，那么选择使误差函数 最小化的系数β ∈[0，1]。此搜
索的解由 来指示。
[0133] 在1610处，通过计算 来正规化对数增益失配估计 接着针对所有i由 给出正规化增益失配估
计。
tx
[0134] 在1612处，如果gFIR2-I-sel ＝1，那么通过设置 来颠倒增益失配估计。
[0135] 在1614处，将量 计算为 用以计算TX IQ线性组合器123的系数，如稍后将描述。
[0136] 在1616处，将Gtx(Z)的系数选择为 从步骤1604处产生的多路复用器控制信tx号gFIR2_I_sel 用以选择I还是Q信号穿过发射增益补偿块122中的Gtx(Z)。
[0137] TX逆 IQ平 衡 器 线 性 组 合 器 123系 数 atx和btx的 计 算 经 计 算 为其中 和 分别为来自TX相位补偿和增益补偿滤波器搜索的输出。
[0138] RX IQ平衡器150的系数的确定可以与先前针对确定TX逆IQ平衡器的系数所描述的方式相同的方式来进行。举例来说，为了确定RX相位补偿块151的系数，通过上文描述的每音调校准程序获得针对所有关注频率的RX IQ增益和相位失配估计集合其中在不失一般性的情况下，频率排序为0＜f1＜f2＜…＜fN。在RX校准结果 用作输入的情况下，针对Ptx(Z)系数搜索
rx
所描述的程序可用以找到Prx(Z)的系数，其中RX结果可类似地由pIIR1_I_sel 、 和指示。
[0139] 为了确定RX增益补偿块152的系数，已经在以上Prx(Z)系数搜索程序期间计算出针对所有关注频率的RX IQ增益和相位失配估计集合在不失一般性的情况下，频率排序为0＜f1＜f2＜…＜fN。在RX校准结果用作输入的情况下，针对Gtx(Z)系数搜索所描述的程序可用以
rx
找到Grx(Z)的系数，其中RX结果可类似地由gFIR2_I-sel 和 指示。
[0140] 最后，RX IQ平衡器线性组合器153系数arx和brx的计算经计算为其中 和 分别为来自RX相位补偿和增益补偿滤波器搜索的输出。
[0141] 综上所述，本发明提供的低复杂性频率选择性IQ失配数字RX平衡器和TX逆平衡器，使用相位补偿块减少I信号与Q信号之间的失配的第一部分，使用增益补偿块减少所述失配的第二部分，再基于回送信号而校准所述相位补偿块和所述增益补偿块，将所述回送信号从射频(RF)电路的发射部分路由回到所述RF电路的接收部分，而达到了减少同相(I)信号与正交相(Q)信号之间的失配的目的，确保了通信信号的稳定性和可靠性，进而解决了现有通信技术中通信信号的同相(I)与正交相(Q)分量之间因存在不平衡或失配而导致影响通信可靠性的技术问题。
[0142] 虽然已经出于理解清楚的目的而以某种详细程度描述了前述实施例，但本发明不限于所提供的细节。存在许多替代方式来实施本发明。所揭示的实施例为说明性的而非限制性的。
