发射机的模拟I/Q调制器的I/Q不均衡和DC偏移校准
专利汇可以提供发射机的模拟I/Q调制器的I/Q不均衡和DC偏移校准专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及用来对发射机(3)的模拟I/Q 调制器 (2)的DC偏移和I/Q不均衡进行校准的方法和系统。 频率 为f0的校准 信号 (s(tk))被发送，并且用粗DC偏移补偿的预定补偿系数(E)来调整校准信号的同相信号(sI(tk))和 正交 相位 信号(sQ(tk))。测量第一粗DC偏移测量结果(v1)，值(E)被改变，且测量第二粗DC偏移测量结果(v2)。随后用两个测量结果(v1和v2)估算E的最优值。用预定补偿系数(C(用于I/Q不均衡补偿)和D(用于细DC偏移补偿))及其测量结果(u1，u2和w1，w2)分别重复该处理。通过检测调制器输出的功率以给出功率检测器信号(p(tk))并使该信号与频率为f0的信号相关联来达到测量结果v和w。通过使信号(p(tk))与频率为2f0的信号相关联来达到测量结果(u)。，下面是发射机的模拟I/Q调制器的I/Q不均衡和DC偏移校准专利的具体信息内容。
1.一种用于校准发射机(3)的模拟I/Q调制器(2)的方法， 所述发射机(3)包括补偿电路(4)、检测器电路(20)、和确定电 路(21)，其中，校准信号(s(tk))被发送，并且在至少一个补偿测 量组(un，vn，wn)中，在两个校准步骤中用至少一个预定补偿系数 (C，D，E)来调整校准信号(s(tk))的同相信号(sI(tk))和正交信号(sQ(tk))， 其中：
在第一校准步骤中，用第一复合补偿值(Cn，1，Dn，1，En，1)调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的谐波(H1，H2)相关联，以产生第一复合补偿测量结果(un，1， vn，1，wn，1)，
在第二校准步骤中，用第二复合补偿值(Cn，2，Dn，2，En，2)调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的所述谐波(H1，H2)相关联，以产生第二复合补偿测量结 果(un，2，vn，2，wn，2)，
根据所述复合补偿值(Cn，1，Cn，2，Dn，1，Dn，2，En，1，En，2)和所述复合 补偿测量结果(un，1，un，2，vn，1，vn，2，wn，1，wn，2)确定复合补偿系数 (C，D，E)的下一最优补偿值(Cn，Dn，En)。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述补偿系数之一表示I/Q 补偿的复合I/Q补偿系数(C)。
3.如权利要求2所述的方法，其中，
在第一校准步骤中，用第一复合I/Q补偿值(Cn，1)来调整校准信 号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号(s(tk)) 的第二谐波(H2)相关联，以产生第一复合I/Q补偿测量结果(un，1)，
在第二校准步骤中，用第二复合I/Q补偿值(Cn，2)来调整校准信 号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号(s(tk)) 的第二谐波(H2)相关联，以产生第二复合I/Q补偿测量结果(un，2)，
根据通过式Cn＝(un，2·Cn，1-un，1·Cn，2)/(un，2-un，1)给出的所述复合I/Q 补偿值(Cn，1，Cn，2)和所述复合I/Q补偿测量结果(un，1，un，2)确定下一 最优I/Q补偿值(Cn)：。
4.如权利要求2或3所述的方法，其中，在用于粗I/Q补偿的 粗校准测量组中：
根据正预定常数(ΔCn)设置第一I/Q补偿值(Cn，1)，
根据负预定常数(-ΔCn)设置第二I/Q补偿值(Cn，2)，
在用于求平均的预定周期(N2)上确定各个第一复合粗I/Q测 量结果(un，1，un，2)，
确定通过式Cn＝(un，2·Cn，1-un，1·Cn，2)/(un，2-un，1)给出的下一最 优粗I/Q补偿值(Cn)。
5.如权利要求2至4之一所述的方法，其中，在用于细I/Q补 偿的细校准测量组中：
设置由式Cn，1＝Cn-1，1+ΔCn给出的第一I/Q补偿值(Cn，1)，
设置由式Cn，2＝Cn-1，2-ΔCn给出的第二I/Q补偿值(Cn，2)，
在用于求平均的预定周期(N4)上确定各个第一复合细I/Q测 量结果(un，1，un，2)，
确定通过式Cn＝(un，2·Cn，1-un，1·Cn，2)/(un，2-un，1)给出的下一最 优细I/Q补偿值(Cn)。
6.如权利要求1至5之一所述的方法，其中，所述补偿系数中 的另一个表示用于粗DC补偿的复合粗DC补偿系数(E)。
7.如权利要求6所述的方法，其中，
在第一校准步骤中，用第一复合粗DC补偿值(En，1)来调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的第一谐波(H1)相关联，以产生第一复合粗DC补偿测量 结果(vn，1)，
在第二校准步骤中，用第二复合粗DC补偿值(En，2)来调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的第一谐波(H1)相关联，以产生第二复合粗DC补偿测量 结果(vn，2)，
根据通过式En＝(vn，2·En，1-vn，1·En，2)/(vn，2-vn，1)给出的所述复合粗 DC补偿值(En，1，En，2)和所述复合粗DC补偿测量结果(vn，1，vn，2)确 定下一最优粗DC补偿值(En)。
8.如权利要求6或7所述的方法，其中，在用于粗DC补偿的 粗校准测量组中：
根据正预定常数(ΔEn)设置第一复合粗DC补偿值(En，1)，
根据负预定常数(-ΔEn)设置第二复合粗DC补偿值(En，2)，
在用于求平均的预定周期(N1)上确定各个第一复合粗DC补 偿测量结果(vn，1，vn，2)，
确定通过式En＝(vn，2·En，1-vn，1·En，2)/(vn，2-vn，1)给出的下一最优粗 DC补偿值(En)。
9.如权利要求1至8之一所述的方法，其中，所述补偿系数中 的另一个表示用于细DC补偿的复合细DC补偿系数(D)。
10.如权利要求9所述的方法，其中，
在第一校准步骤中，用第一复合细DC补偿值(Dn，1)来调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的第一谐波(H1)相关联，以产生第一复合细DC补偿测量 结果(wn，1)，
在第二校准步骤中，用第二复合细DC补偿值(Dn，2)来调整校准 信号(s(tk))，并且使检测器电路(20)的输出信号与所述校准信号 (s(tk))的第一谐波(H1)相关联，以产生第二复合细DC补偿测量 结果(wn，2)，
根据通过式Dn＝(wn，2·Dn，1-wn，1·Dn，2)/(wn，2-wn，1)给出的所述复合细 DC补偿值(Dn，1，Dn，2)和所述复合细DC补偿测量结果(wn，1，wn，2)确 定下一最优细DC补偿值(Dn)。
11.如权利要求9或10所述的方法，其中，在用于细DC补偿 的细校准测量组中：
根据正预定常数(ΔDn)设置第一复合细DC补偿值(Dn，1)，
根据负预定常数(-ΔDn)设置第二复合细DC补偿值(Dn，2)，
在用于求平均的预定周期(N3)上确定各个第一复合DC测量 (wn，1，wn，2)，
确定通过式Dn＝(wn，2·Dn，1-wn，1·Dn，2)/(wn，2-wn，1)给出的下一最优细 DC补偿值(Dn)。
12.如前述权利要求之一所述的方法，其中，在相同的预定周 期(N)或在不同的预定周期(N1，N2，N3，N4)中执行每一校准测 量组(un，vn，wn)。
13.如前述权利要求之一所述的方法，其中，在初始化步骤中 将每一复合补偿系数(C，D，E)设置为0。
14.如前述权利要求之一所述的方法，其中，所述粗校准测量 组(un，vn)的预定周期(N1，N2)低于所述细校准测量组(un，wn) 的预定周期(N3，N4)。
15.如前述权利要求之一所述的方法，其中，对于每一补偿系 数(CI/Q，DI/Q，EI/Q)用由下式给出的最大补偿值和最小补偿值来预 定义值范围：
Cmin＜＝CI，CQ＜＝Cmax，
Dmin＜＝DI，DQ＜＝Dmax和/或
Emin＜＝EI，EQ＜＝Emax
其中，如果所述系数(CI/Q，DI/Q，EI/Q)之一的下一最优值的实 部或虚部之一的限制被超出，则相应的实部或虚部被设置给各个最大 补偿值或最小补偿值。
16.如前述权利要求之一所述的方法，其中，在不同的工作条 件下，例如，在不同的频率条件和/或温度条件下、和/或在变化的工 作状态下，确定所述补偿系数(C，D，E)。
17.一种用于校准发射机(3)的模拟I/Q调制器(2)的系统， 包括：
基带处理器(5)，用于产生具有同相信号(sI(tk))和正交信号 (sQ(tk))的作为输入信号的校准信号(s(tk))，
数字补偿电路(4)，用于在两个校准步骤中用至少一个复合补 偿系数(C，D，E)来调整所述同相信号(sI(tk))和所述正交信号 (sQ(tk))，
I/Q调制器(2)，用于调制经调整的同相信号(sI(tk))和经调 整的正交信号(sQ(tk))，并且用于产生RF输出信号(sRF(t))， 模拟检测器电路(20)，其耦接到I/Q调制器(2)并且与所述 校准信号(s(tk))的谐波中的至少一个相关联，从而为所述两个校准 步骤提供复合测量结果(un，vn，wn)，以及
确定电路(21)，用于确定所述复合补偿系数(C，D，E)的 下一最优补偿值(Cn，Dn，En)，以对所述同相信号(sI(tk))和所述 正交信号(sQ(tk))进行预失真。
18.如权利要求17所述的系统，其中，耦接在补偿电路(4) 和模拟I/Q调制器(2)之间的数模转换器(24)将数字的同相信号 (sI(tk))和数字的正交信号(sQ(tk))转换为模拟I基带信号和模拟Q 基带信号。
19.如权利要求17或18所述的系统，其中，所述检测器电路 (20)是用于确定RF输出信号(sRF(t))的输出功率的功率检测器 (22)。
20.如权利要求17至19之一所述的系统，其中，所述检测器 电路(20)耦接到所述模数转换器(24)，所述模数转换器(24)对 确定的RF输出信号(sRF(t))的输出功率进行数字化。
21.如权利要求20所述的系统，其中，所述确定电路(21)是 通过所述模数转换器(24)耦接到所述检测器电路(20)的数字信号 处理器，其用于确定最优补偿值(Cn，Dn，En)。
22.如权利要求17至21之一所述的系统，其中，所述确定电 路(21)耦接到所述补偿电路(4)。
技术领域
本发明涉及用来对数字通信系统中所使用的发射机的模拟I/Q 调制器进行校准的方法和系统。
背景技术
然而，发射机的模拟部分中的I支路和Q支路之间不可避免的 不均衡导致对图像型号抑制不足。由于硬件公差，完全均衡的模拟 I/Q调制器并非现实可行，这导致对图像信号的有限抑制。设计I/Q 调制器时的主要问题是通过维持I信道和Q信道之间的正交(即， 使I信道和Q信道之间的幅度和/或相位误差最小化)并使直流(DC) 偏移最小化(使载波泄露最小化)来对I/Q不均衡进行补偿。这些因 素中的每一个都可导致被发送的信号中出现失真，这导致接收机处的 误码率增大。而且，这些因素随着温度、装置偏压、部件老化、和频 率而改变，这通常使得必须在操作期间进行重新调整。因此，例如， 必须通过使用数字信号处理来补偿I/Q不均衡的影响。
已经在不同的文献中广泛描述了对模拟I/Q不均衡的数字补偿。 大部分公开考虑到了接收机处的I/Q不均衡。因为在此在数字部分之 前出现了模拟不均衡，所以可实现基于自适应滤波或盲系数估计的直 接补偿技术。
其它系统使用了对发射机处的I/Q不均衡进行的补偿。这种方 法更加困难。US6298096B1描述了使用正交调制器的发射调制器， 所述正交调制器具有产生预失真输出信号的预失真模块。预失真模块 基于一组预失真系数对由正交调制器引入的误差进行预补偿。正交调 制器从预失真模块接收输出信号。正交调制器对I信道信号和Q信 道信号进行上变频，并且将它们结合起来。在该处理中，正交调制器 引入了误差。在校准模式下，校准频率处的正弦波被施加到预失真模 块的输入端，并且将变换器耦接到正交调制器的输出端。变换器产生 对变频为基带的正交调制器的输出的频谱的数字表示。在校准频率和 校准频率的两倍处产生由正交调制器误差产生的而由预失真模块的 效应降低的寄生能量。二次多项式最小化计算器接收变换器的输出。 基于处于校准频率的正交调制器的输出的频谱的数字表示中所存在 的能量与之前的预失真系数值之间的二次关系，二次多项式最小化计 算器确定之后的预失真系数值。该现有技术的补偿方法基于重复执行 的迭代处理。在已经做出初始确定之后，每当重复执行迭代补偿处理 时，之前的预失真系数值就被用作起点。该处理需要额外的时间来收 敛于最优值。
另外，EP04106643.2描述了针对LO泄露和I/Q失配校准的另一 方法。该校准方法基于通过至少一个预定补偿系数对校准信号进行的 调整。在三个校准步骤中确定该补偿系数。该处理还需要额外的时间 来收敛于最优补偿值。
发明内容
通过包括权利要求1所给出的特性的校准方法来解决问题。
从属权利要求中给出了本发明的有利的实施例。
根据本发明，校准信号s(tk)被发送，并且在至少一个补偿测量 组中，在两个校准步骤中用至少一个预定补偿系数来调整校准信号 s(tk)的同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)。两个校准步骤被细分为第一 校准步骤和第二校准步骤。在第一校准步骤中，用第一复合补偿值调 整校准信号，并且使检测器电路的输出信号与所述校准信号s(tk)的谐 波相关联，以产生第一复合补偿测量结果。在第二校准步骤中，用第 二复合补偿值调整校准信号s(tk)，并且使检测器电路的输出信号与所 述校准信号s(tk)的所述谐波相关联，以产生第二复合补偿测量结果。 接下来，针对各个复合补偿值和各个复合补偿测量结果确定至少一个 复合补偿系数的下一最优补偿值。
这种减少到两个校准测量步骤的校准方法导致得到简单快速的 处理来用预定补偿系数校准发射机中的I/Q调制器，该预定补偿系数 对幅度和/或相位不均衡以及DC偏移或希望补偿的其它信号衰减进 行补偿。有利的是，该校准处理基于线性补偿，所述线性补偿允许将 校准测量阶段的数量减少为仅剩稍后描述的两个校准阶段。
根据本发明的一方面，补偿系数之一表示I/Q补偿的复合I/Q补 偿系数。对于完整的校准方法，不同的预定复合I/Q补偿值被应用于 粗I/Q补偿系数和细I/Q补偿系数。其它补偿系数表示粗DC补偿系 数和细DC补偿系数。在该校准方法中，将两个补偿值应用于每一补 偿系数。
换言之：无论I/Q补偿或DC补偿之一被提供还是二者都被提供， 在第一校准步骤中，均用第一复合补偿值来调整校准信号。在该步骤 中，使检测器电路的输出信号与所述校准信号的谐波相关联，例如， 与第二谐波相关联，由此来产生第一复合I/Q补偿测量结果，或者与 第一谐波(＝基频)相关联，由此来产生第一复合DC补偿测量结果。 在第二校准步骤中，用第二复合补偿值来调整校准信号。在该步骤中， 使检测器电路的输出信号与校准信号的所述谐波相关联，例如，与第 二谐波相关联，由此来产生第二复合I/Q补偿测量结果，或者与第一 谐波(＝基频)相关联，由此来产生第二复合DC补偿测量结果。根 据通过以下方式得到的所述复合补偿值和所述复合补偿测量结果来 确定下一最优补偿值：
对于用I/Q补偿系数C进行的I/Q补偿：
Cn＝(un，2·Cn，1-un，1·Cn，2)/(un，2-un，1)。
对于用粗DC补偿系数E进行的粗DC补偿：
En＝(vn，2·En，1-vn，1·En，2)/(vn，2-vn，1)。
对于用细DC补偿系数D进行的细DC补偿：
Dn＝(wn，2·Dn，1-wn，1·Dn，2)/(wn，2-wn，1)。
在本发明的另一实施例中，对每一补偿系数提供一组校准测量。 在一个复杂实施例中，在粗校准测量组和细校准测量组中逐步执行对 I/Q不均衡和DC偏移的补偿。例如，在用于粗I/Q补偿的粗校准测 量组中，根据正预定常数设置第一I/Q补偿值，并且在预订数量的周 期提供各个复合粗I/Q补偿测量以进行平均。而且，根据负预定常数 设置第二I/Q补偿值，并且在预订的周期提供各个复合粗I/Q补偿测 量。接下来，用所述I/Q补偿值和所述复合粗I/Q测量结果来确定下 一最优粗I/Q补偿值。在用于细I/Q补偿的第一校准测量组中，用之 前的最优值和正预定常数给出第一复合细I/Q补偿值，并且用之前的 最优值和负预定常数给出第二复合细I/Q补偿值。
在相同的预定周期执行每一校准测量组以进行求平均。可选的 是或其它的是，在不同的预定周期执行校准测量组以进行求平均。这 些用于确定各个补偿系数的补偿值的不同周期允许针对细补偿和粗 补偿的完整校准方法。作为优选实施例，粗校准测量组的预定周期少 于细校准测量组的预定周期。例如，对于粗校准测量组，用于求平均 的预定周期被设置为8个周期，并且对于细校准测量组，用于平均的 预定周期被设置为64个周期。这允许以较容易的方式进行具有I/Q 调制器的细校准和粗校准的完整校准。
在本发明的另一实施例中，对于每一补偿系数，具有最大补偿 值和最小补偿值的值范围被预定义。为了保持值范围，观察下一最优 值。在下一最优值的实数部分或虚数部分超过给定值范围的限制的情 况下，下一最优值被设置为给定的最大补偿值或最小补偿值。
而且，可在不同的工作条件下(例如，在不同的频率条件和/或 温度条件下、和/或在变化的工作状态下)确定补偿系数的补偿值。
配置补偿处理来补偿一个或多个不均衡。例如，补偿系数之一 补偿同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)中的幅度和相位不均衡。其它补 偿系数补偿同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)中的直流偏移。
关于用来校准发射机的模拟I/Q调制器的系统，用以下方式来 解决本发明的问题：
基带处理器，用于产生具有同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)的作 为输入信号的校准信号s(tk)，
数字补偿电路，用于在两个校准步骤中用至少一个复合补偿系 数来调整所述同相信号sI(tk)和所述正交信号sQ(tk)，
I/Q调制器，用于调制经调整的同相信号和经调整的正交信号， 并且产生RF输出信号sRF(t)，
模拟检测器电路，其耦接到I/Q调制器并且与所述校准信号s(tk) 的谐波H1或H2中的至少一个相关联，从而为所述两个校准步骤提供 复合测量结果，以及
确定电路，用于确定复合补偿系数的下一最优补偿值，以对同 相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)进行预失真。
而且，该系统包括数模转换器，所述数模转换器耦接在补偿电 路和模拟I/Q调制器之间，所述数模转换器将数字的同相信号sI(tk) 和数字的正交信号sQ(tk)转换为模拟I基带信号和模拟Q基带信号。
在一个优选实施例中，所述检测器电路是用于确定RF输出信号 sRF(t)的输出功率的功率检测器。检测和确定电路包括使被确定的RF 输出信号sRF(t)数字化的模数转换器。模数转换器与所述检测器电路 耦接。数字化的信号被传送到所述确定电路，所述确定电路例如是耦 接到所述检测器电路的数字信号处理器，从而确定相关补偿系数的 值。
附图说明
图1示出了用于校准发射机的模拟I/Q调制器的系统的发射部 分的功能图，发射机包括补偿电路和I/Q调制器，
图2示出了用于校准所述模拟I/Q调制器的系统的检测和确定 部分的功能图，该部分中包括检测器电路和确定电路。
具体实施方式
图1示出了用于校准具有补偿电路4的例如直接上变频发射机3 的模拟I/Q调制器2的系统的功能图。发射机3可被用在诸如WLAN 发射机或收发机之类的无线电通信设备中，所述无线电通信设备可被 集成在几种电子设备中，例如集成在便携式计算机中、移动电话中、 数码相机中，等等。
发射电路1包括基带处理器5、所述补偿电路4、一对数模转换 器6、所述I/Q调制器2和天线7。基带处理器5可以是例如数字信 号处理器、中央处理器、或某些其他类型的处理设备或逻辑电路。
基带处理器5产生具有同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)的数字 输入信号s(tk)，用于通过天线7进行RF发送。
用以下方程式在补偿电路4中用不同的补偿系数CI/Q、DI/Q和 EI/Q来调整同相信号sI(tk)和正交信号sQ(tk)：
dI(tk)＝CI*sI(tk)+sI(tk)+DI
dQ(tk)＝CQ*sQ(tk)+sQ(tk)+DQ
其中，dI(tk)和dQ(tk)是产生了模拟输出信号aI(t)和aQ(t)的数模转 换器6的数字输入信号；CI和CQ是用于I/Q不均衡补偿的系数；DI 和DQ是用于数字细I/Q偏移补偿的系数。
其后，通过一对数模转换器6将经调整的数字同相信号sI(tk)和 经调整的数字正交信号sQ(tk)转换到模拟域，并且将它们馈送到I/Q 调制器2用于进行直接上变频。
所述I/Q调制器2包含模拟DC偏移补偿电路15，其由以下方 程描述：
cI(t)＝aI(t)+V*EI
cQ(t)＝aQ(t)+V*EQ
其中，EI和EQ是用于模拟粗DC偏移补偿的系数，并且V描 述了数模转换器23的DC偏移补偿特性。
尽管粗DC补偿系数EI和EQ以及细DC补偿系数DI和DQ补偿 了相同的衰减，即，DC偏移，有利的是具有这两者。在没有粗DC 补偿系数EI和EQ的情况下，细DC补偿系数DI和DQ将变得过大从 而数模转换器6的动态范围将会缩减。
补偿电路15的输出信号cI(t)和cQ(t)被馈送到混频器18和19， 混频器18和19运行在来自本机振荡器8的RF载波频率下并产生通 过天线7发射的RF输出信号sRF(t)。另外，诸如放大器、滤波器等 的其它部件，例如低通滤波器，可被包括在发射电路1中。
现在将更详细地描述补偿系数CI/Q、DI/Q和/或EI/Q的确定：
图2示出了用于校准所述模拟I/Q调制器2的系统的检测和确 定部分的功能图，其包括检测器电路20和确定电路21。
所述模拟检测器电路20可直接耦接到I/Q调制器2。在一个优 选实施例中，所述检测器电路20是用于确定RF输出信号sRF(t)的输 出功率的功率检测器22。校准方法相对于功率检测器22的特定特征 是鲁棒的，即，不考虑检测器是线性包络检测器还是对数包络检测器。 检测和确定电路包括耦接到所述检测器电路20的模数转换器24。模 数转换器24将模拟检测器信号转换为数字信号p(tk)。数字化的信号 p(tk)被馈送到所述确定电路21，确定电路21例如是耦接到所述检测 器电路20的数字信号处理器，用于确定一个或多个相关补偿系数 CI，Q、DI，Q和EI，Q的值。
当执行校准测量组时，基带处理器5根据下式发送具有频率f0 的校准信号s(tk)：
SI(tk)＝A·cos(2π·f0·tk)，
sQ(tk)＝A·sin(2π·f0·tk).
对于用于确定DC偏移补偿系数D和E的DC偏移测量，根据 下式，确定电路21将功率检测器信号p(tk)与相同的频率f0相关，尤 其与第一谐波H1(＝1f0，基频)相关：
其中，M是具有频率f0的校准信号s(tk)的单一周期的采样数量， 并且N是用于求平均的周期数；v和w是对补偿系数E和D的测量 结果。
在本发明的可能的实施例中，采样率是20MHz(即，tk+1-tk＝ 50ns)，频率f0是312.5kHz并且采样数M是64。用于求平均的周期 数N可以不同。
对于用于确定I/Q补偿系数C的I/Q不均衡补偿测量，确定电 路21将功率检测器信号p(tk)与频率f0相关，尤其与第二谐波H2(＝2 f0)相关：
为了描述对下一最优补偿系数C、D和/或E进行的计算，有利 的是引入复合符号：
I/Q补偿 C＝CI+j*CQ，
粗DC补偿 E＝EI+j*EQ，
细DC补偿 D＝DI+j*DQ，
I/Q测量结果 u＝uI+j*uQ，
粗DC测量结果 v＝vI+j*vQ，
细DC测量结果 w＝wI+j*wQ
对于I/Q补偿测量n，两个复合I/Q补偿值Cn，1和Cn，2被应用， 并且对应的I/Q补偿测量结果被测量。有利的是，I/Q补偿值Cn，1和 Cn，2被设置如下：
Cn，1＝Cm+ΔCn
Cn，2＝Cm-ΔCn
其中，Cm是前一最优值，并且ΔCn是预定常数。
其后，下一最优I/Q补偿值Cn被给出如下：
Cn＝(un，2·Cn，1-un，1·Cn，2)/(un，2-un，1)。
对于粗DC补偿，用相同的公式，只是I/Q补偿系数C由粗DC 补偿系数E替代：
En＝(vn，2·En，1-vn，1·En，2)/(vn，2-vn，1)。
对于细DC补偿，用相同的公式，只是I/Q补偿系数C由细DC 补偿系数D替代：
Dn＝(wn，2·Dn，1-wn，1·Dn，2)/(wn，2-wn，1)。
全部补偿值CI/Q、DI/Q和/或EI/Q是如下特定有效值范围内的实 数：
Cmin＜＝CI，CQ＜＝Cmax，
Dmin＜＝DI，DQ＜＝Dmax和/或
Emin＜＝EI，EQ＜＝Emax。
为了不超过这些限制，下一最优值的实部(例如，Cn，I)和虚部 (例如，Cn，Q)被针对所述限制进行检查，并且如果超过了限制则所 述实部和虚部饱和，即，如果实际值＞Cmax，则被设置为例如Cmax， 或者如果实际值＜Cmin，则被设置为Cmin。在可能的实施例中，所述 限制被给出如下：
Cmin＝-512，Cmax＝511，
Dmin＝-1024，Dmax＝1023和/或
Emin＝-15，Emax＝15。
而且，在根据本发明的校准模式下，为每一个补偿系数CI/Q、 DI/Q和EI/Q提供多个校准测量组-一组或多组；所述校准测量组中的 每一组都针对每一系数CI/Q、DI/Q和EI/Q包括开个校准步骤。具体而 言：
1.初始化
全部补偿系数被设置为0：
设置C0＝0，D0＝0，E0＝0。
2.粗DC补偿(＝第一校准测量组)
设置E1，1＝ΔE1，使用用于求平均的N1周期来测量v1，1(＝第一 校准步骤)，
设置E1，2＝-ΔE1，使用用于求平均的N1周期来测量v1，2(＝第二 校准步骤)，
设置下一最优值E1＝Sat{[v1，2·E1，1-v1，1·E1，2]/(v1，2-v1，1)}
3.粗I/Q补偿(＝第二校准测量组)
设置C2，1＝ΔC2，使用用于求平均的N2周期来测量u2，1(＝第一 校准步骤)，
设置C1，2＝-ΔC2，使用用于求平均的N2周期来测量u2，2(＝第二 校准步骤)，
设置下一最优值C2＝Sat{[u2，2·C2，1-u2，1·C2，2]/(u2，2-u2，1)}
4.细DC补偿(＝第三校准测量组)
设置D3，1＝ΔD3，使用用于求平均的N3周期来测量w3，1(＝第一 校准步骤)，
设置D3，2＝-ΔD3，使用用于求平均的N3周期来测量w3，2(＝第二 校准步骤)，
设置下一最优值D3＝Sat{[w3，2·D3，1-w3，1·D1，2]/(w3，2-w3，1)}
5.细I/Q补偿(＝第四校准测量组)
设置C4，1＝C2+ΔC4，使用用于求平均的N4周期来测量u4，1(＝第 一校准步骤)，
设置C4，2＝C2-ΔC2，使用用于求平均的N4周期来测量u4，2(＝第 二校准步骤)，
设置下一最优值C4＝Sat{[u4，2·C4，1-u4，1·C4，2]/(u4，2-u4，1)}
可以以用于求平均的相同的预定周期N执行每一校准测量组。优 选的是，用于求平均的周期对于细和粗补偿是不同的。在一个实施例 中，使用以下周期N1至N4：
N1＝N2＝8，用于粗校准测量组，以及
N3＝N4＝64，用于细校准测量组。
这种具有预定值的线性补偿方法将校准测量的数量减少到两个 测量。通常，进一步的迭代不会改善该结果。
而且，可在不同的工作条件下(例如，在不同的频率条件和/或 温度条件下、和/或在变化的工作状态下)确定和计算补偿系数CI/Q、 DI/Q和/或EI/Q。
在另一替代实施例中，基带处理器5和确定电路21可以是同一数 字信号处理单元，诸如数字信号处理器、中央处理器、或某些其他类 型的处理装置或逻辑电路数字处理单元。
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