US5570066公开了一种频率合成器，它包括基准振荡器，该基 准振荡器可以通过模拟电压来精细调谐。基准振荡器的输出被耦合 到频率合成回路，用于使压控振荡器与基准振荡器同步。上述回路 包括可调分频器，用于压控振荡器的频率的过程调谐。
US5146186公开了一种具有锁相环的频率合成器，它包括混频 器，用于将输出信号与基准信号的谐波进行复用。混频器的输出信 号包括混频器输入信号的频率和以及频率差，对上述输出信号进行 滤波以选择一个频率分量。
相位检测器将被选择的频率分量与通过对基准信号的频率进行 分频和复用所得到的信号进行比较。相位检测器的输出信号被耦合 到振荡器，提供输出信号。上述回路使输出信号与基准信号同步。 例如，通过选择将基准信号的哪一次谐波施加给混频器以及对基准 频率采用哪样的分频因子，可以选择输出信号的频率。
US-A5,150,078描述了用于多普勒雷达和通信系统的现有技术的 频率合成器。现有技术的频率合成器包括两个锁相环(PLL)。第一 PLL是精细或VHF步进调谐回路，提供精细的频率步进信号。第二 或L频段PLL将精细的频率步进信号变成L频段的频率信号。它包 括L频段受电压控制的振荡器(VCO)，该振荡器的输出信号被二 分频，然后与基准频率信号的三次谐波混频，产生频偏信号。频偏 信号的相位与精细的频率步进信号的分频结果进行比较。因此，得 到相位差信号，该信号控制L频段VCO的频率和相位。
US-A5,150,078给出了以下实例。精细的频率步进信号的频率是 280MHz。该频率被五分频，得到56MHz信号。L频段VCO提供 1388MHz输出信号。由于该输出信号被二分频，所以得到694MHz 的信号。基准频率信号是250MHz，因此其三次谐波是750MHz。将 该三次谐波与694MHz信号混频，得到频率之和与频率之差，选择 差频750-694＝56MHz，用来进行相位比较。
发明概述
本发明具体地说是针对现有技术，提供一种具有更好的抗干扰 特性的接收机。本发明提供一种调谐系统，以此实现本发明的一个 目的，该调谐系统包括：
频率合成回路，用于产生频率可由步进方式改变的步进频率信 号，频率合成回路包括具有基准频率的基准频率源和第一分频器； 以及
同步电路，用于使具有调谐振荡器频率的调谐振荡器与步进频 率信号同步，同步电路包括第二分频器，
其特征在于，第一分频器连接到基准频率源，用于按整数因子 Nband对基准频率进行分频，并且第二分频器连接到调谐振荡器，用 于按整数因子Nband对调谐振荡器频率Flo进行分频，以便提供步进 频率信号的频率Fsf与调谐振荡器频率Flo之间的整数频率关系(Flo ＝Nband·Fsf)。
本发明考虑了以下方面。接收机的抗干扰性能取决于其调谐振 荡器的频谱纯度，其理由如下。实际上，任何接收机包括至少一个 接收来自调谐振荡器的信号的混频器。如果调谐振荡器信号包括的 频谱分量不具有所需的振荡频率，那么混频电路将产生引起干扰的 附加混频结果。这些干扰本身是很明显的，例如在模拟AM和FM 无线电接收机中的可听得见的尖叫声，在电视接收机中的视频干扰， 或在数字传输情况下位错误率增加。
如果一个信号不是来自调谐振荡器本身，而是泄漏进调谐振荡 器的，那么调谐振荡器的频谱纯度也会受到不利的影响。这种信号 泄漏例如可以是由于在接收机中的调谐振荡器和其它电路之间耦合 的电容和电感引起的。泄漏信号的频率越高，耦合就越强，因此调 谐振荡器的频谱纯度受影响的程度也就越大。此外，泄漏信号的频 率与调谐振荡器的频率越接近，调谐振荡器的频谱纯度受影响的程 度也就越大。在这一方面，实际上一个信号包括各种频率分量，例 如基频分量和谐波频率分量。
在现有技术中，由第一PLL提供的步进的频率信号的频率是 280MHz，因此五次谐波是1400MHz。实际上，频率是1400MHz的 五次谐波将泄漏进振荡频率是1388MHz的L频段VCO。结果，L频 段VCO将被12MHz的频率寄生调制，该频率是1388MHz的振荡频 率与1400MHz的五次谐波的差频。因此，L频段VCO的信号将包 括1376MHz频率分量和1400MHz频率分量。如果L频段VCO驱动 一个将输入信号的频率转变的混频器电路，那么与所需信号差12MHz 的输入信号将被转变成与所需信号频率相同的信号，因此将产生干 扰。
根据本发明，提供了调谐振荡器和步进频率信号之间的整数频 率关系。如果步进频率信号或它的任何谐波泄漏进调谐振荡器，那 么由于这一整数频率关系，将不会导致任何寄生调制。与现有技术 不同，这种信号泄漏不会对调谐振荡器的频谱纯度产生比例的影响。 因此，本发明提供了调谐振荡器的更高的频谱纯度，使得接收机在 抗干扰方面具有更好的性能。
在一个实施例中，频率合成回路包括第三分频器(DIV2)，用 于按另一个因子Ntune对步进频率信号的频率Fsf进行分频，所述回路 适合提供基准频率Fxtal与步进频率信号的频率Fsf之间的关系： Fxtal/(Nband.M)＝Fsf/Ntune。
在一个实施例中，调谐振荡器频率Flo的范围是可以通过选择 整数因子Nband和所述另一个因子Ntune的组合来选择的，所述组合导 致相对小于调谐振荡器频率Flo范围的频率Fsf范围。
在一个实施例中，同步电路包括相位/频率检测器，用于向调谐 振荡器提供一个频率控制信号，该频率控制信号是步进频率信号与 调谐振荡器之间的同步误差的函数。
在一个实施例中，频率控制信号和同步误差之间的关系是可调 的。
可以根据整数因子Nband来调整所述关系，以降低同步电路的带 宽变化。
频率合成回路包括压控振荡器和频率检测器，压控振荡器用于 提供步进频率信号，频率检测器用于向压控振荡器提供频率控制信 号，该频率控制信号是步进频率信号与基准振荡器之间的同步误差 的函数。
本发明提供一种接收机，以此实现本发明的一个目的，该该接 收机上面公开的调谐系统及连接到调谐振荡器的混频器。
在一个实施例中，同步电路具有的带宽复盖了与能够被接收机 处理的传输信号的类型有关的典型基带的至少基本部分。
本发明提供一种调谐方法，以此实现本发明的一个目的，该调 谐方法包括以下步骤：
产生频率Fsf可由步进方式改变的步进频率信号；以及
使具有调谐器-振荡器频率Flo的调谐振荡器与步进频率信号同 步；其特征在于上述产生步骤包括以下步骤：
按整数因子Nband对基准频率进行分频；并且上述同步步骤包括 以下步骤：
按整数因子Nband对调谐振荡器频率Flo进行分频，以提供步进 频率信号的频率Fsf和调谐振荡器频率Flo之间的整数频率关系(Flo ＝Nband·Fsf)。
通过阅读下面结合附图所作的详细描述，本发明的特征和优点 将会看得更清楚。
附图的简要描述
附图中：
图1是表示本发明的基本特征概念图；
图2至4用来说明实现本发明的附加特征；
图5是根据本发明的一种调谐系统的框图；
图6表示图5接收机中的调谐振荡器LO的噪声特性。
附图的详细描述
首先说明参考符号的使用。在附图中，类似的项目采用相同的 字母代码表示。在一张图中可能示出了几个类似的项目。在这种情 况下，将在字母代码的后面加上数字，以示区别。在说明书和权利 要求书中，适当之处将省略参考符号中的数字。
图1表示本发明的基本特征。频率合成电路SYNTH产生步进 频率信号Ssf，该频率可按步进改变。同步电路LOOP使调谐振荡器 LO与步进频率信号同步。同步电路LOOP提供步进频率信号Ssf和 调谐振荡器LO之间的整数频率关系。这就是说，如果步进频率信号 Ssf的频率是Fsf，调谐振荡器LO将在频率Flo＝N·Fsf下工作，其 中N是整数或整分母分数。
图2表示以下的附加特征。步进频率信号和调谐振荡器之间整 数频率关系是可调的。图2是频率图，表示两种不同的整数频率关 系Flo1＝N1·Fsf1和Flo2＝N2·Fsf2，Flo1和Flo2是可能的调谐振 荡器频率，N1和N2是两个不同的整数，Fsf1和Fsf2是步进频率信 号的两个可能的频率。
图2的特征考虑了以下因素。一方面，振荡器可以调谐的程度， 另一方面，振荡器的频谱纯度，这些标准通常是相互抵触的。如果 振荡器需要在一个比较宽的频率范围内调谐，那么其频率需要在一 个比较大的范围内作为频率控制信号的函数而改变。因此，振荡器 对频率控制信号中的任何干扰都很灵敏，这些干扰可以是噪声或从 其它电路泄漏的信号。
如果采用了图2的特征，那么比起不用该特征而言，为了将接 收机调谐到所需的频带，步进频率信号的频率就需要在较小的频率 范围内变化。因此，提供步进频率信号的频率合成电路需要调谐到 较小的程度。这对步进频率信号的频谱纯度是有益到，调谐振荡器 的频谱纯度也与此有关，特别是当同步电路具有相对宽的带宽时。 这样，图2的特征提高了调谐振荡器的频谱纯度，因此也就改善了 接收机的抗干扰性。
图3表示以下的附加特征。步进频率信号的频率改变的步进大 小是可调整的。图3表示了两个步进大小，Fstep1＝ΔF÷N1和Fstep2 ＝ΔF÷N2，ΔF是所需的均匀调谐步进大小。图3的特征考虑了调 谐振荡器频率改变时步进的大小等于这样的步进大小，即其中步进 频率信号改变，乘以调谐振荡器和步进频率信号之间的整数频率关 系。如果采用图2的特征，那么该整数频率关系将是不恒定的。图3 的特征允许对此进行补偿，以便得到所需的均匀调谐步进大小ΔF。
图4表示以下的附加特征。同步电路具有带宽BWloop，该带宽 复盖了与能够被接收机处理的传输信号的类型有关的典型基带BB的 至少基本部分。传输信号TS通常由用信息INF调制的载波C构成。 基带BB是调制载波C的信息INF占用的频带。例如，模拟卫星电 视广播信号是典型基带为5MHz的传输信号。另一个例子，FM无线 电单声道广播信号具有典型基带为15kHz，而FM无线电立体声广播 信号具有典型基带为0至53kHz。
图4表示同步电路的带宽BWloop。图中，横轴表示频率，纵轴 表示同步电路减小调谐振荡器和步进频率信号之间的同步误差的程 度。纵轴上的数字1表示同步误差在实际上已被消除，数字0表示 同步误差没有减小。落入同步电路带宽BWloop的同步误差基本为消 除，但是落在同步电路带宽BWloop外壳的同步误差并没有被减小或 只在很小程度上被减小。
图4的特征考虑了以下的因素。实际上，调谐振荡器的输出信 号包含一定量的噪声，其中心在振荡频率附近。调谐振荡器进行的 频率变换将把该调谐振荡器噪声加到接收机调谐的传输信号上。这 对接收机正确地恢复传输信号的能力产生某种程度的不利影响。实 际上，在这一方面，在远离振荡频率的基带内的调谐振荡器噪声起 了很大的作用。
如果采用了图4的特征，在远离振荡频率的基带内的调谐振荡 器噪声基本由步进频率信号中的噪声确定。这是因为同步电路将带 宽BWloop内的步进频率信号中的噪声加到了调谐振荡器上。因此， 如果调谐振荡器本身比步进频率信号噪声大，那么同步信号将在其 带宽内有效地进行噪声消除工作。这样，图4的特征允许采用噪声 相对大的调谐振荡器，而不会很显著地降低接收机正确地恢复传输 信号的性能。应注意的是，在步进频率信号和调谐振荡器之间非整 数频率关系的情况下，也可以采用这一特征。
图4的特征允许采用噪声相对大的调谐振荡器。调谐振荡器可 以全部或部分地以集成电路的形式来实现。此外，还可以工作在较 低的电源电压和较小的功耗下。所有这些将减小可能引起干扰的调 谐振荡器辐射。实际上，在直接变频接收机中，要求调谐振荡器的 辐射较低，以便避免自接收的问题。此外，如果调谐振荡器全部或 部分地包括在一个集成电路中，将比较容易地得到在许多类型的接 收机中都需要的相互相位偏移调谐振荡器信号。由于调谐振荡器可 以在降低的电源电压下工作，所以通常不需要与其它电路工作时的 电源电压不同的电源电压。总之，图4的特征可以使得成本降低， 功耗减小，并且解决了实现许多种类的接收机所面临的问题。
图5表示根据本发明的接收机的一个例子，该例中包括了图1 至4的上述特征。此外，图5的接收机包括输入电路RFI、混频电路 MIX以及中频和解调电路IFD。混频电路MIX接收来自调谐振荡器 LO的同相和正交混频信号Imix和Qmix。合成电路SYNTH和同步 电路LOOP组合在一起形成调谐系统，该系统根据调谐命令数据TCD 控制同相和正交混频信号Imix和Qmix。调谐命令数据TCD可由图 5未示出的控制器提供。输入电路RFI、混频电路MIX以及中频和 解调电路IFD的功能对本领域的一般技术人员来说是很清楚的，因 此不再对它们作进一步的描述。
同步电路LOOP提供调谐振荡器LO和步进频率信号Ssf之间的 整数频率关系：Flo＝Nband·Fsf。因此，可编程的分频器DIV1用 参数Nband对调谐振荡器LO的输出信号分频，得到经分频的调谐 振荡器信号，其频率是Flo÷Nband。相位/频率检测器PFD1提供一 个同步误差信号，该信号是步进频率信号Ssf与经分频的调谐振荡器 信号之间的同步误差的函数。同步误差信号通过回路滤波器LFP1进 入调谐振荡器LO，回路滤波器LFP1具有较宽的通频带。调谐振荡 器LO可由集成的RC型振荡器来实现，它包括电压-电流变换器 V/I、频段切换电流源Iband和受电流控制的振荡器电路CCO。频段 切换电流源Iband可以用来根据调谐命令数据TCD将调谐振荡器LO 粗调到一定的频段，或一部分频段。
频率合成电路SYNTH包括受电压控制的振荡器VCO，它提供 步进频率信号Ssf。可编程的分频器DIV2在受电压控制的振荡器的 输出信号送至相位/频率检测器PFD2之前，用参数Ntune对其分频。 相位/频率检测器PFD还接收提供可调整基准频率Fref的一个信号， 可调整基准频率Fref是通过对来自基准频率源FXTAL的信号进行两 次分频得到的。可编程的分频器DIV3用参数Nband进行第一次分频。 可编程的分频器DIV4用参数M进行第二次分频。根据由此提供的 信号，相位/频率检测器通过通频带较窄的回路滤波器LFP2，向受电 压控制的振荡器VCO提供频率控制信号。
图5中未示出的控制器计算可编程的分频器DIV1/DIV3、DIV2 和DIV4的各个分频参数Nband、Ntune和M。分频参数Nband使得 频率是Flo÷Nband的被分频的调谐振荡器信号落入受电压控制的振 荡器VCO可以调谐到的一个频率范围内。如果根据所需的调谐振荡 器频率Flo调整分频参数Nband，那么该频率范围可以比较小。以这 种方式，调谐振荡器LO可调谐的总的频率范围能够被有效地分为不 同的频率子范围。每个频率子范围与分频参数Nband有关。由于分 频参数Nband也用于对来自基准频率源FXTAL的信号分频，所以得 到恒定的调谐步进大小ΔF。
根据以下公式计算另外的分频参数Ntune和M：
Ntune＝Flo·M÷Fxtal
M＝Fxtal÷ΔF
在这些公式中，Fxtal代表由基准频率源FXTAL提供的信号的 频率。应注意的是，这些公式是简单端电压数学运算式，能够很容 易地由控制器进行计算。这一事实使得图5的接收机结构简单，成 本下降。
下表表示图5的接收机在数字卫星电视接收中的一种应用。数 字卫星电视接收是在950MHz至2150MHz的一个频率范围内。根据 下表，假定图5的接收机是直接变换型的。以1MHz步进，在950MHz 至2150MHz的频率范围内对调谐振荡器LO进行调谐。例如，如果 基准频率源FXTAL提供4MHz的信号，并且分频率M是4，那么可 以得到1MHz的步进。表中的行表示对950MHz至2150MHz的频率 范围有效地进行划分，得到的四个频率子范围SR1、SR2、SR3和SR4。 四个频率子范围SR1、SR2、SR3和SR4的每列分别表示调谐振荡器 的频率Flo、分频参数Nband、可调整基准频率Fref和分频参数Ntune。  Flo(MHz)   Nband  Fref(kHz)     Ntune   SR1  950-1228     4     250  950-1228   SR2  1228-1535     5     200  1228-1535   SR3  1535-1840     6     166.67  1535-1840   SR4  1840-2150     7     142.85  1840-2150
受电压控制的振荡器VCO仅需要在比较小的频率范围237MHz 至307MHz之间进行调谐。
图6表示图5接收机中的调谐振荡器LO的噪声特性。图6表 示噪声功率频谱强度Pn与相对于振荡频率的频率dF的距离的关系。 噪声功率频谱强度Pn用每赫兹载波功率表示(dBc/Hz)。图6画出 了两条曲线P1和P2，它们分别表示调谐振荡器LO本身的噪声特性 和当它成为图5接收机的一部分时的噪声特性。从图6中可看出在 频率FX下消除噪声的情况。频率FX基本对应同步电路LOOP的带 宽BWloop。
图5的接收机还包括了以上没有说明过的一些附加特征。采用 相位/频率检测器使得图5接收机的可靠性提高，运行速度加快。采 用相位/频率检测器还对提高频谱纯度有好处，这是因为相位/频率检 测器产生的附加结果较少。欧洲专利申请96202486.5(律师文件号 是PHN15.978)，描述了适用的相位/频率检测器，在此引用该申请 作为参考。包括在图5接收机中的另一个附加特征是相位/频率检测 器具有可编程的特性。这就是说，对某一同步误差而言，输出信号 的幅度是可调的。因此，可以补偿可编程的分频器DIV1和DIV2的 分频参数中的变化，从而使同步电路LOOP的带宽BWloop和合成 电路SYNTH的带宽BWloop基本保持稳定。由于在许多场合，带宽 是在各种性能之间需权衡的一个因素，所以这一点就显得非常重要。
附图和以上对附图的说明不构成对本发明的限制。各种修改将 落入所附权利要求书的范围。
权利要求书中括号内的符号不构成对权利要求的限制。