衰减器
阅读：564发布：2020-05-11
专利汇可以提供衰减器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种 衰减器 。在现有的技术中，衰减器的衰减特性通过 电压 值进行调整，存在的问题是：由于诸如降压 电路 之类的用于供应电压的新电路是必需的，所以衰减器的电路规模增大，而且热噪声和散粒噪声混入衰减器的输出 信号 中。为了解决上述问题，提供了一种包括T型双 端子 对网络的衰减器，其包括 串联 连接的第一和第二电路，以及在该第一和第二电路之间以分流方式连接的第三电路。分流电容器独立于第三电路而连接在第一和第二电路之间。，下面是衰减器专利的具体信息内容。
1.一种衰减器，包括：
T型双端子对网络，所述T型双端子对网络包含第一和第二端子、 第一、第二和第三电路，其中所述第一端子接收要衰减的输入信号， 其中所述第一电路连接在所述第一和第二端子之间，其中所述第二电 路连接在所述第一电路和所述第二端子之间，并且经由节点连接到所 述第一电路，其中所述第三电路连接到所述节点；以及
电容器，所述电容器连接到所述节点，其中所述输入信号的衰减 量是由所述电容器的电容值进行调整的。
2.如权利要求1所述的衰减器，其中
所述电容器与所述第三电路并联连接。
3.如权利要求1所述的衰减器，其中
所述电容器的所述电容值是可变的。
4.如权利要求1所述的衰减器，还包括：
连接在所述第一端子和所述第一电路之间的另一电容器。
5.如权利要求1所述的衰减器，其中
所述第一电路包括具有连接到电阻器的栅极端子的场效应晶体 管。
6.如权利要求1所述的衰减器，还包括：
连接在所述节点和所述电容器之间的场效应晶体管。
7.如权利要求1所述的衰减器，还包括：
连接到所述节点的另一电容器，其中所述输入信号的衰减量是由 所述电容器和所述另一电容器的电容值进行调整的。
8.如权利要求7所述的衰减器，其中
所述电容器和所述另一电容器的每个均与所述第三电路并联连 接。
技术领域
本发明涉及衰减器，并且具体地涉及具有调整衰减器衰减特性的 电路元件的衰减器。
背景技术
已知衰减器是具有使输入信号增益衰减功能的电路，并且例如用 于移动电话。例如，在移动电话中，衰减器提供在接收信号的天线和 调整所接收信号增益的低噪声放大器之间。在此情形中，衰减器起到 衰减输入信号增益的作用，以使得所接收的信号的增益不会超过低噪 声放大器的动态范围。近来，已经有要求在诸如超宽带通信系统的宽 带中通过使用高频信号来执行通信。所以，就要求能够处理宽带高频 信号的衰减器。但是，在某些情形中，在组成衰减器的电路元件的寄 生元件组件的影响下，衰减器的衰减特性可能会根据输入信号的频率 发生很大变化。这是因为寄生元件组件的阻抗相对输入信号的频率产 生变化。随着输入信号频率的增高，衰减器的衰减特性变化更大。如 果根据输入信号的频率，输入信号的增益的衰减量变化很大，那么接 收来自衰减器的输出信号的低噪声放大器就必须具有复杂的电路结 构，以使得放大器可以对应于衰减器输出信号的增益的变化。因而， 调整衰减器的衰减特性并设计能够处理宽带高频信号的衰减器十分重 要。
主要有两种类型的衰减器结构。一种是Π型衰减器，另一种是T型 衰减器。在Π衰减器中，电路元件用Π型电路的形式连接在双端子对网 络中。而在T型衰减器中，电路元件用T型电路的形式连接在双端子对 网络中。日本专利申请公开第2000-286659号(专利文件1)公开了与衰 减器相关的技术，在该衰减器中，Π型衰减器与附加的T型衰减器组合 在一起。图11示出在专利文件1中描述的衰减器。该衰减器通过调整施 加到控制端子1008的控制电压值以及施加到偏置端子1021的偏置电压 值来调整输入信号的衰减量。例如，专利文件1描述了一种衰减技术， 在该衰减技术中，当将偏置电压施加到偏置端子1021以驱动PIN二极管 1004、1006、1010、1012和1014时，则施加到控制端子1008的控制电 压值变大。于是，在PIN二极管1010、1012和1014中的内部电阻减小， 而PIN二极管1004、1006中的内部电阻增加，因而在输入端子上接收的 输入信号的增益的衰减量提高。换而言之，在专利文件1描述的技术中， 衰减器1000的衰减特性是通过调整要施加到控制端子1008的控制电压 和要施加到偏置端子1021的偏置电压之间的平衡来调整的。
本发明人发现根据专利文件1的传统方法存在以下问题。如上所 述，调整衰减器的衰减特性以及设计能够处理宽带高频信号的衰减器 是十分重要的。但是，在专利文件1描述的技术中，衰减器的衰减特性 是通过要施加到控制端子和偏置端子的电压值来调整的。在此情形中， 例如，需要用于调整要施加到偏置端子的电压值的降压(step-down) 电路，所以衰减器的电路规模变大。另外，在专利文件1中，因为衰减 器的衰减特性是通过调整施加到端子的电压进行调整的，所以在某些 情形中，热噪声和散粒噪声可能会在衰减器的输出信号中混合，热噪 声和散粒噪声是由于叠加到所施加的电压上的电荷的随机运动所造成 的电压信号的紊乱。因为通信设备的接收电路不是用来处理具有高增 益的信号，所以噪声分量对信号有很大影响。为此就需要接收电路具 有的电路结构尽量不会产生噪声。
主要有两种类型的衰减器结构。一种是Π型衰减器，另一种是T型 衰减器。在Π衰减器中，电路元件用Π型电路的形式连接在双端子对网 络中。而在T型衰减器中，电路元件用T型电路的形式连接在双端子对 网络中。日本专利申请公开第2000-286659号(专利文件1)公开了与衰 减器相关的技术，在该衰减器中，Π型衰减器与附加的T型衰减器组合 在一起。图11示出在专利文件1中描述的衰减器。该衰减器通过调整施 加到控制端子1008的控制电压值以及施加到偏置端子1021的偏置电压 值来调整输入信号的衰减量。例如，专利文件1描述了一种衰减技术， 在该衰减技术中，当将偏置电压施加到偏置端子1021以驱动PIN二极管 1004、1006、1010、1012和1014时，则施加到控制端子1008的控制电 压值变大。于是，在PIN二极管1010、1012和1014中的内部电阻减小， 而PIN二极管1004、1006中的内部电阻增加，因而在输入端子上接收的 输入信号的增益的衰减量提高。换而言之，在专利文件1描述的技术中， 衰减器1000的衰减特性是通过调整要施加到控制端子1008的控制电压 和要施加到偏置端子1021的偏置电压之间的平衡来调整的。
本发明人发现根据专利文件1的传统方法存在以下问题。如上所 述，调整衰减器的衰减特性以及设计能够处理宽带高频信号的衰减器 是十分重要的。但是，在专利文件1描述的技术中，衰减器的衰减特性 是通过要施加到控制端子和偏置端子的电压值来调整的。在此情形中， 例如，需要用于调整要施加到偏置端子的电压值的降压(step-down) 电路，所以衰减器的电路规模变大。另外，在专利文件1中，因为衰减 器的衰减特性是通过调整施加到端子的电压进行调整的，所以在某些 情形中，热噪声和散粒噪声可能会在衰减器的输出信号中混合，热噪 声和散粒噪声是由于叠加到所施加的电压上的电荷的随机运动所造成 的电压信号的紊乱。因为通信设备的接收电路不是用来处理具有高增 益的信号，所以噪声分量对信号有很大影响。为此就需要接收电路具 有的电路结构尽量不会产生噪声。
发明内容
根据本发明的衰减器包括：包含第一和第二端子、第一、第二和 第三电路的T型双端子对网络，其中所述第一端子接收要衰减的输入信 号，其中所述第一电路连接在所述第一和第二端子之间，其中所述第 二电路连接在所述第一电路和所述第二端子之间，并且经由节点连接 到所述第一电路，其中所述第三电路连接到所述节点；以及连接到所 述节点的电容器，其中通过所述电容器的电容值调整所述输入信号的 衰减量。
该电容器是分流电容器。该分流电容器分流衰减器的输入信号。 因为流经分流电容器的电流量与分流电容器的电容值成比例，被分流 的电流分量根据分流电容器的电容值增大或减小。如果连接具有较大 电容值的分流电容器，则被分流的电流分量变大，相应地，从衰减器 的输出端子流出的电流分量减小。如果从衰减器的输出端子流出的电 流分量减小，那么由于衰减器的输出信号的增益下降，所以输入信号 的增益的衰减量增加。反之，如果连接具有较小电容值的分流电容器， 那么被分流的电流分量减小，从衰减器的输出端子流出的电流分量增 大。如果从衰减器的输出端子流出的电流分量增大，那么由于衰减器 的输出信号的增益上升，所以输入信号的增益的衰减量减小。以此方 式，根据本发明，衰减器的衰减特性是通过使用电容元件来调整的。 由于电容元件的规模相对于降压电路而言较小，所以本发明还可防止 衰减器的电路规模增大。另外，在本发明中，因为衰减器的衰减特性 不是通过将电压本身施加到衰减器的端子上进行调节的，所以衰减器 可以防止衰减器的输出信号与热噪声和散粒噪声相混合。
本发明呈现以下效果：可以设计出一种衰减器，其调整衰减器的 衰减特性并具有良好的衰减特性；可以防止衰减器的电路规模增大； 并且可以防止衰减器的输出信号与不必要的噪声分量相混合。
附图说明
结合附图，从对特定优选实施例的以下描述中，本发明的上述和 其它目的、优点和特征将变得更加明显。
图1示出根据本发明第一实施例的衰减器；
图2是解释衰减器的衰减特性的实例的曲线图；
图3示出MOS晶体管的高频等效电路；
图4示出根据本发明第二实施例的衰减器；
图5示出衰减器的衰减特性的仿真结果；
图6示出根据本发明第三实施例的衰减器；
图7是解释在栅极连接中产生的寄生电容的示图；
图8示出根据本发明第四实施例的衰减器；
图9示出根据本发明第五实施例的衰减器；
图10示出对根据本发明第六实施例的衰减器的仿真结果；
图11示出传统的衰减器；以及
图12示出与根据第四实施例的衰减器相关的衰减器。
该电容器是分流电容器。该分流电容器分流衰减器的输入信号。 因为流经分流电容器的电流量与分流电容器的电容值成比例，被分流 的电流分量根据分流电容器的电容值增大或减小。如果连接具有较大 电容值的分流电容器，则被分流的电流分量变大，相应地，从衰减器 的输出端子流出的电流分量减小。如果从衰减器的输出端子流出的电 流分量减小，那么由于衰减器的输出信号的增益下降，所以输入信号 的增益的衰减量增加。反之，如果连接具有较小电容值的分流电容器， 那么被分流的电流分量减小，从衰减器的输出端子流出的电流分量增 大。如果从衰减器的输出端子流出的电流分量增大，那么由于衰减器 的输出信号的增益上升，所以输入信号的增益的衰减量减小。以此方 式，根据本发明，衰减器的衰减特性是通过使用电容元件来调整的。 由于电容元件的规模相对于降压电路而言较小，所以本发明还可防止 衰减器的电路规模增大。另外，在本发明中，因为衰减器的衰减特性 不是通过将电压本身施加到衰减器的端子上进行调节的，所以衰减器 可以防止衰减器的输出信号与热噪声和散粒噪声相混合。
本发明呈现以下效果：可以设计出一种衰减器，其调整衰减器的 衰减特性并具有良好的衰减特性；可以防止衰减器的电路规模增大； 并且可以防止衰减器的输出信号与不必要的噪声分量相混合。
附图说明
结合附图，从对特定优选实施例的以下描述中，本发明的上述和 其它目的、优点和特征将变得更加明显。
图1示出根据本发明第一实施例的衰减器；
图2是解释衰减器的衰减特性的实例的曲线图；
图3示出MOS晶体管的高频等效电路；
图4示出根据本发明第二实施例的衰减器；
图5示出衰减器的衰减特性的仿真结果；
图6示出根据本发明第三实施例的衰减器；
图7是解释在栅极连接中产生的寄生电容的示图；
图8示出根据本发明第四实施例的衰减器；
图9示出根据本发明第五实施例的衰减器；
图10示出对根据本发明第六实施例的衰减器的仿真结果；
图11示出传统的衰减器；以及
图12示出与根据第四实施例的衰减器相关的衰减器。
具体实施方式
现在将参照举例的实施例对本发明进行描述。在本领域的技术人 员将意识到通过使用本发明的教导，可以完成很多替代实施例，并且 本发明不受限于为说明目的所举例的实施例。
第一实例
以下将参照附图描述本发明的实施例。图1示出根据本发明的实施 例的衰减器100。衰减器100是双端子对网络(双端口电路)，其包括 在由端子101和端子103组成的端口以及由端子102和端子104组成的端 口之间的电路元件。衰减器100包括金属氧化物半导体(MOS)晶体管 105和106，所述晶体管105和106是场效应晶体管。晶体管105和106串 联连接在端子101和端子103之间，分别作为第一电路和第二电路的实 例。衰减器100还包括以分流方式连接在MOS晶体管105和106之间的 MOS晶体管107。由MOS晶体管105到107组成的电路109是典型的由 MOS晶体管组成的T型衰减器。另外，电容元件108以分流方式连接在T 型衰减器中的MOS晶体管105和106之间。由于在双端子对网络中，MOS 晶体管107和电容元件108是分流元件，所以它们还连接到在端子103和 端子104之间连接的互连处。比如，可以将电容元件108的值设置为 20[fF]。典型地，这些MOS晶体管可以是n型MOS晶体管，但是MOS晶 体管也可以是p型MOS晶体管。MOS晶体管105到107中的每个均包括栅 极端子。
图2示出图1的衰减器100和电路109的衰减特性，即电路109是将电 容元件108从图1的衰减器100中去除形成的。图2中的“A”指示衰减器 (电路109)的衰减特性，即该衰减器是将电容元件从图1所描述的衰 减器100中去除形成的。图2中的“B”指示衰减器100的衰减特性。垂 直轴表示衰减量，即衰减器的输出信号的增益与输入信号的增益的比 例(用分贝(dB)表示)。水平轴表示到各个衰减器的输入信号的频 率。如图2所示，具有衰减特性B的衰减器100比具有衰减特性A的电路 109具有更大的衰减量。这是因为输入信号经由电容元件108被分流， 所以输出信号的电流值在衰减器100中更低。以此方式，衰减器100可 以调整衰减特性，其中，在衰减器100中，电容元件108添加到电路109 的T型衰减器。另外，即使输入信号的频率增加，具有衰减特性B的衰 减器100也能够将衰减量保持在合适的恒定值上。另一方面，随着输入 信号频率的增加，输入信号的增益的衰减量在具有衰减特性A的电路 109中大大下降。图2所示的“要使用的频带”显示要在与通信相关的 接收电路中接收的信号的频率范围，该通信使用诸如UWB通信系统的 宽带高频信号。举个具体实例，假定要使用的频带的下限是3GHz，而 上限是5GHz。在此情形中，具有衰减特性B的衰减器100将衰减量保持 在适当的恒定值上，而不管在要使用的频带中的输入信号的频率，但 是随着输入信号频率的增加，在要使用的频带中，具有衰减特性A的电 路109的衰减量大大减少。为此，当具有衰减特性A的电路109接收图2 “要使用的频带”中的信号时，衰减量根据所接收的信号的频率变化 很大。所以，在诸如UWB通信的使用宽带频率信号的通信中，位于衰 减器后面的低噪声放大器的电路结构将变得复杂。以此方式，衰减器 100可以调整衰减特性并改进衰减特性，其中，在衰减器100中，电容 元件108被添加到电路109的T型衰减器中。
这里将描述衰减器的衰减量为什么会根据输入信号的频率进行变 化的原因。图3示出MOS晶体管的高频等效电路，该MOS晶体管是根据 图1的衰减器100的一个组件。MOS晶体管包括三个电极：源极(S)、 漏极(D)、和栅极(G)，且在电极的端子中间，存在寄生电容组件。 例如，电容器301是在MOS晶体管的栅极和源极之间产生的寄生电容、 电容器302是在栅极和衬底之间的电容、电容器303是在栅极和漏极之 间的电容、电容器304是在源极和衬底之间的电容、电容器306是在漏 极和衬底之间的电容。另外，电阻305是在源极和漏极之间的电阻元件。 如上所述，在MOS晶体管中有多个不可避免的寄生电容。此处，衰减 器100将多个MOS晶体管包括为其电路结构。图1所示的衰减器100的衰 减特性可以通过分析S12或S21的频率特性而获得，S12或21是散射矩阵 (S矩阵)的对角元素。这些S12和S21的值根据在电路中产生的寄生电 容和频率进行变化。结果是，通过S12或S21而获得的衰减器的衰减特 性也根据输入信号的频率进行变化。
第二实例
图4示出衰减器400，其采用可变电容元件408作为根据图1的衰减 器100的电容元件。衰减器400中除电容元件408以外的其它电路元件具 有与衰减器100中的元件相同的结构。
图5示出根据图4的衰减器400的衰减特性的变化，衰减器400由 MOS晶体管405和406、MOS晶体管407、以及可变电容元件408组成， 当将MOS晶体管405和406的栅宽分别设置为13.5[μm]，MOS晶体管407 的栅宽设置为18.2[μm]，可变电容元件408的电容值在0[fF]，20[fF]、 50[fF]、和100[fF]之间变化时，变化出现。如图5所示，可变电容元件 408的电容值变化，使得可以调整衰减器400的衰减特性。参照图5，当 将可变电容元件408的值设置为20[fF]时，在输入信号的频率上至5GHz 的范围内，可以实现平坦的衰减特性。
第三实例
图6示出衰减器600，其具有其中进一步将两个电容元件添加到图4 所示的衰减器400的结构。具体而言，衰减器600包括MOS晶体管605、 606、和607以及可变电容元件608，这与图4的衰减器400的电路元件相 同，并且还包括新的电容元件609和610。衰减器600除了电容元件608 以外还包括电容元件609和610。因此，可以减小在生产衰减器600时这 些电容元件的电容值的差异所造成的影响，该影响被施加到衰减特性 上。如上所述，衰减器的衰减特性可以通过分析S12和S21的频率特性 来获得，S12和S21是散射矩阵的对角元素。对这些S12和S21的值产生 很大影响的参数之一是电容元件的电容值。所以，衰减器600在电路中 提供了多个电容元件，以使得由电容元件中的改变引起的S12或S21的 变化减小，其中，S12或S21是散射矩阵的对角元素。S12或S21是分数 参数。因此，通过在电路中提供多个电容元件，根据电容值变化的项 被包括在S12或S21的分母和分子之中。相应地，即使在生产各个电容 值时，电容元件608、609和610发生改变，通过在分母中的变化和分子 中的变化可抵消在S12或S21中的变化。结果是，可以从S12或S21获得 的衰减特性不会因为在生产时电容元件608、609、和610的电容值的变 化而发生很大改变。
第四实例
图7示出衰减器700，在衰减器700中在图6所示的衰减器600中的栅 极互连和地之间产生寄生电容711。在衰减器中，寄生电容实际上是在 栅互连和地之间产生的。在衰减器700中除了寄生电容711以外的其他 电路元件与图6所示的衰减器600的相同。寄生电容711对衰减器700的 衰减特性产生很大影响。首先，在端子701上接收的一部分输入信号经 由在MOS晶体管705的栅极和源极之间产生的寄生电容流到MOS晶体 管705的栅互连(见图3)。随后，流到MOS晶体管705的栅互连的漏电 流经由寄生电容711流向地。由于在端子701上接收的输入信号的分流 电流分量提高，所以当输入信号的频率较高时，输入信号的增益的衰 减量可能增大。但是，应当尽可能避免寄生电容所造成的衰减特性的 变化。相应地，作为第四实施例，图8示出的衰减器能够减少经由MOS 晶体管的栅互连所造成的漏电流分量。在图8所示的衰减器800中，电 阻811、812、和813分别接到组成衰减器800的MOS晶体管805、806、 和807的栅极。例如，电阻811、812、和813每个的电阻值均为1[kΩ]。 电阻连接到MOS晶体管805、806、807的每个栅极上，从而可以防止在 端子801上接收到的输入信号经由MOS晶体管805、806、807的每个栅 互连而泄漏。注意，图8所示的衰减器800包括电容元件809和810。这 些电容元件809和810呈现的效果与根据6的衰减器600中的电容元件 609和610的相同，并且它们不是用于防止在端子801上接收到的输入信 号经由MOS晶体管805、806、和807的每个栅互连而泄漏的关键元件。 换而言之，如图12所示，也可以采用不包括电容元件的结构。
第五实例
图9示出通过将根据图8的衰减器800中的可变电容元件808用MOS 晶体管进行代替以实现其功能的实例。图9所示的衰减器900包括MOS 晶体管907、910和913，以及分别串联连接到这些MOS晶体管907、910 和913的电容元件908、911和914。施加到MOS晶体管907、910和913的 每个栅极的电压是受控的，由此改变了其中源极和漏极相互导通的 MOS晶体管的数量，从而实现了可变电容元件。在MOS晶体管907、910 和913中源极和漏极相互导通的MOS晶体管数量较多，则使得被分流的 输入信号分量大。这意味着图8中的可变电容元件808的电容值等效增 大了。相反，在MOS晶体管907、910和913中源极和漏极相互导通的 MOS晶体管数量较少，则使得被分流的输入信号分量小。这意味着图8 中的可变电容元件808的电容值等效减小了。注意，在图9中，三个MOS 晶体管907、910和913用于实现等效可变电容元件，并且三个电容元件 908、911和914用于实现等效可变电容元件。但是，MOS晶体管和电容 元件的数量不限于三个。例如，电路设计者可以根据电容值将要变化 的范围，来适当地选择MOS晶体管和电容元件的数量。另外，电容元 件916和917呈现的效果与包括在根据图6的衰减器600中的电容元件 609和610的相同，并且它们不是实现等效可变电容的关键元件。另外， 电阻918和919呈现的效果与包括在根据图8的衰减器800中的电阻811 到813的相同，并且它们不是实现等效可变电容的关键元件。
第六实例
已经描述了衰减器的衰减特性是通过可变电容元件进行调整的。 另外，还有调整衰减器的衰减特性的替代方法。在该方法中，对MOS 晶体管的栅极电压进行调整，使得可以调整MOS晶体管的导通电阻值， 从而调整了衰减器的衰减特性。图10示出当以分流方式连接到组成T型 衰减器的MOS晶体管中的MOS晶体管的栅极电压变化时，T型衰减器的 衰减特性是如何变化的。如图10所示，可以通过调整MOS晶体管的导 通电阻来调整衰减器的衰减特性。
尽管已经通过将MOS晶体管作为组成上述本实施例中衰减器的电 路元件描述了该衰减器，但是该衰减器可以用除MOS晶体管以外的其 他电路元件构成。因此，组成衰减器的电路元件不限于MOS晶体管。
很显然，本发明并不受限于上述实施例，而是可以在不脱离本发 明的范围和精神的前提下进行修改和变化。
第一实例
以下将参照附图描述本发明的实施例。图1示出根据本发明的实施 例的衰减器100。衰减器100是双端子对网络(双端口电路)，其包括 在由端子101和端子103组成的端口以及由端子102和端子104组成的端 口之间的电路元件。衰减器100包括金属氧化物半导体(MOS)晶体管 105和106，所述晶体管105和106是场效应晶体管。晶体管105和106串 联连接在端子101和端子103之间，分别作为第一电路和第二电路的实 例。衰减器100还包括以分流方式连接在MOS晶体管105和106之间的 MOS晶体管107。由MOS晶体管105到107组成的电路109是典型的由 MOS晶体管组成的T型衰减器。另外，电容元件108以分流方式连接在T 型衰减器中的MOS晶体管105和106之间。由于在双端子对网络中，MOS 晶体管107和电容元件108是分流元件，所以它们还连接到在端子103和 端子104之间连接的互连处。比如，可以将电容元件108的值设置为 20[fF]。典型地，这些MOS晶体管可以是n型MOS晶体管，但是MOS晶 体管也可以是p型MOS晶体管。MOS晶体管105到107中的每个均包括栅 极端子。
图2示出图1的衰减器100和电路109的衰减特性，即电路109是将电 容元件108从图1的衰减器100中去除形成的。图2中的“A”指示衰减器 (电路109)的衰减特性，即该衰减器是将电容元件从图1所描述的衰 减器100中去除形成的。图2中的“B”指示衰减器100的衰减特性。垂 直轴表示衰减量，即衰减器的输出信号的增益与输入信号的增益的比 例(用分贝(dB)表示)。水平轴表示到各个衰减器的输入信号的频 率。如图2所示，具有衰减特性B的衰减器100比具有衰减特性A的电路 109具有更大的衰减量。这是因为输入信号经由电容元件108被分流， 所以输出信号的电流值在衰减器100中更低。以此方式，衰减器100可 以调整衰减特性，其中，在衰减器100中，电容元件108添加到电路109 的T型衰减器。另外，即使输入信号的频率增加，具有衰减特性B的衰 减器100也能够将衰减量保持在合适的恒定值上。另一方面，随着输入 信号频率的增加，输入信号的增益的衰减量在具有衰减特性A的电路 109中大大下降。图2所示的“要使用的频带”显示要在与通信相关的 接收电路中接收的信号的频率范围，该通信使用诸如UWB通信系统的 宽带高频信号。举个具体实例，假定要使用的频带的下限是3GHz，而 上限是5GHz。在此情形中，具有衰减特性B的衰减器100将衰减量保持 在适当的恒定值上，而不管在要使用的频带中的输入信号的频率，但 是随着输入信号频率的增加，在要使用的频带中，具有衰减特性A的电 路109的衰减量大大减少。为此，当具有衰减特性A的电路109接收图2 “要使用的频带”中的信号时，衰减量根据所接收的信号的频率变化 很大。所以，在诸如UWB通信的使用宽带频率信号的通信中，位于衰 减器后面的低噪声放大器的电路结构将变得复杂。以此方式，衰减器 100可以调整衰减特性并改进衰减特性，其中，在衰减器100中，电容 元件108被添加到电路109的T型衰减器中。
这里将描述衰减器的衰减量为什么会根据输入信号的频率进行变 化的原因。图3示出MOS晶体管的高频等效电路，该MOS晶体管是根据 图1的衰减器100的一个组件。MOS晶体管包括三个电极：源极(S)、 漏极(D)、和栅极(G)，且在电极的端子中间，存在寄生电容组件。 例如，电容器301是在MOS晶体管的栅极和源极之间产生的寄生电容、 电容器302是在栅极和衬底之间的电容、电容器303是在栅极和漏极之 间的电容、电容器304是在源极和衬底之间的电容、电容器306是在漏 极和衬底之间的电容。另外，电阻305是在源极和漏极之间的电阻元件。 如上所述，在MOS晶体管中有多个不可避免的寄生电容。此处，衰减 器100将多个MOS晶体管包括为其电路结构。图1所示的衰减器100的衰 减特性可以通过分析S12或S21的频率特性而获得，S12或21是散射矩阵 (S矩阵)的对角元素。这些S12和S21的值根据在电路中产生的寄生电 容和频率进行变化。结果是，通过S12或S21而获得的衰减器的衰减特 性也根据输入信号的频率进行变化。
第二实例
图4示出衰减器400，其采用可变电容元件408作为根据图1的衰减 器100的电容元件。衰减器400中除电容元件408以外的其它电路元件具 有与衰减器100中的元件相同的结构。
图5示出根据图4的衰减器400的衰减特性的变化，衰减器400由 MOS晶体管405和406、MOS晶体管407、以及可变电容元件408组成， 当将MOS晶体管405和406的栅宽分别设置为13.5[μm]，MOS晶体管407 的栅宽设置为18.2[μm]，可变电容元件408的电容值在0[fF]，20[fF]、 50[fF]、和100[fF]之间变化时，变化出现。如图5所示，可变电容元件 408的电容值变化，使得可以调整衰减器400的衰减特性。参照图5，当 将可变电容元件408的值设置为20[fF]时，在输入信号的频率上至5GHz 的范围内，可以实现平坦的衰减特性。
第三实例
图6示出衰减器600，其具有其中进一步将两个电容元件添加到图4 所示的衰减器400的结构。具体而言，衰减器600包括MOS晶体管605、 606、和607以及可变电容元件608，这与图4的衰减器400的电路元件相 同，并且还包括新的电容元件609和610。衰减器600除了电容元件608 以外还包括电容元件609和610。因此，可以减小在生产衰减器600时这 些电容元件的电容值的差异所造成的影响，该影响被施加到衰减特性 上。如上所述，衰减器的衰减特性可以通过分析S12和S21的频率特性 来获得，S12和S21是散射矩阵的对角元素。对这些S12和S21的值产生 很大影响的参数之一是电容元件的电容值。所以，衰减器600在电路中 提供了多个电容元件，以使得由电容元件中的改变引起的S12或S21的 变化减小，其中，S12或S21是散射矩阵的对角元素。S12或S21是分数 参数。因此，通过在电路中提供多个电容元件，根据电容值变化的项 被包括在S12或S21的分母和分子之中。相应地，即使在生产各个电容 值时，电容元件608、609和610发生改变，通过在分母中的变化和分子 中的变化可抵消在S12或S21中的变化。结果是，可以从S12或S21获得 的衰减特性不会因为在生产时电容元件608、609、和610的电容值的变 化而发生很大改变。
第四实例
图7示出衰减器700，在衰减器700中在图6所示的衰减器600中的栅 极互连和地之间产生寄生电容711。在衰减器中，寄生电容实际上是在 栅互连和地之间产生的。在衰减器700中除了寄生电容711以外的其他 电路元件与图6所示的衰减器600的相同。寄生电容711对衰减器700的 衰减特性产生很大影响。首先，在端子701上接收的一部分输入信号经 由在MOS晶体管705的栅极和源极之间产生的寄生电容流到MOS晶体 管705的栅互连(见图3)。随后，流到MOS晶体管705的栅互连的漏电 流经由寄生电容711流向地。由于在端子701上接收的输入信号的分流 电流分量提高，所以当输入信号的频率较高时，输入信号的增益的衰 减量可能增大。但是，应当尽可能避免寄生电容所造成的衰减特性的 变化。相应地，作为第四实施例，图8示出的衰减器能够减少经由MOS 晶体管的栅互连所造成的漏电流分量。在图8所示的衰减器800中，电 阻811、812、和813分别接到组成衰减器800的MOS晶体管805、806、 和807的栅极。例如，电阻811、812、和813每个的电阻值均为1[kΩ]。 电阻连接到MOS晶体管805、806、807的每个栅极上，从而可以防止在 端子801上接收到的输入信号经由MOS晶体管805、806、807的每个栅 互连而泄漏。注意，图8所示的衰减器800包括电容元件809和810。这 些电容元件809和810呈现的效果与根据6的衰减器600中的电容元件 609和610的相同，并且它们不是用于防止在端子801上接收到的输入信 号经由MOS晶体管805、806、和807的每个栅互连而泄漏的关键元件。 换而言之，如图12所示，也可以采用不包括电容元件的结构。
第五实例
图9示出通过将根据图8的衰减器800中的可变电容元件808用MOS 晶体管进行代替以实现其功能的实例。图9所示的衰减器900包括MOS 晶体管907、910和913，以及分别串联连接到这些MOS晶体管907、910 和913的电容元件908、911和914。施加到MOS晶体管907、910和913的 每个栅极的电压是受控的，由此改变了其中源极和漏极相互导通的 MOS晶体管的数量，从而实现了可变电容元件。在MOS晶体管907、910 和913中源极和漏极相互导通的MOS晶体管数量较多，则使得被分流的 输入信号分量大。这意味着图8中的可变电容元件808的电容值等效增 大了。相反，在MOS晶体管907、910和913中源极和漏极相互导通的 MOS晶体管数量较少，则使得被分流的输入信号分量小。这意味着图8 中的可变电容元件808的电容值等效减小了。注意，在图9中，三个MOS 晶体管907、910和913用于实现等效可变电容元件，并且三个电容元件 908、911和914用于实现等效可变电容元件。但是，MOS晶体管和电容 元件的数量不限于三个。例如，电路设计者可以根据电容值将要变化 的范围，来适当地选择MOS晶体管和电容元件的数量。另外，电容元 件916和917呈现的效果与包括在根据图6的衰减器600中的电容元件 609和610的相同，并且它们不是实现等效可变电容的关键元件。另外， 电阻918和919呈现的效果与包括在根据图8的衰减器800中的电阻811 到813的相同，并且它们不是实现等效可变电容的关键元件。
第六实例
已经描述了衰减器的衰减特性是通过可变电容元件进行调整的。 另外，还有调整衰减器的衰减特性的替代方法。在该方法中，对MOS 晶体管的栅极电压进行调整，使得可以调整MOS晶体管的导通电阻值， 从而调整了衰减器的衰减特性。图10示出当以分流方式连接到组成T型 衰减器的MOS晶体管中的MOS晶体管的栅极电压变化时，T型衰减器的 衰减特性是如何变化的。如图10所示，可以通过调整MOS晶体管的导 通电阻来调整衰减器的衰减特性。
尽管已经通过将MOS晶体管作为组成上述本实施例中衰减器的电 路元件描述了该衰减器，但是该衰减器可以用除MOS晶体管以外的其 他电路元件构成。因此，组成衰减器的电路元件不限于MOS晶体管。
很显然，本发明并不受限于上述实施例，而是可以在不脱离本发 明的范围和精神的前提下进行修改和变化。
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