技术领域
[0001] 本
发明涉及一种电场传感器，具体讲涉及一种适用于
高压直流输电线路下地面合成电场测量的数字式电场传感器。
背景技术
[0002] 伴随着我国特高压输电工程的蓬勃开展，输电线路周边的电磁环境问题日益引起人们重视。在日趋严格的环保形势下，输电线路的电磁环境将成为影响其应用和发展的重要因素之一，是线路设计和运行中必须考虑的重大技术问题。电场强度是电磁环境的一个重要参数，对其进行准确检测具有重要意义。
[0003] 传统的模拟式直流电场传感器基于
锁定
放大器的原理实现，锁定放大器能将电场传感器检测到的微弱
信号进行提取和放大，从而在噪声中识别有用信号。而相敏检波是实现锁定放大的核心，一方面，将
输入信号与同频的参考信号进行相关运算，得到只和被测信号以及被测信号同频的噪声分量有关的相关运算结果。大部分噪声因与之不相关，从而被极大的抑制，提高检测的
信噪比。另一方面，相敏检波实现了对被测电场方向的
鉴别，起鉴相器的作用。
[0004] 目前模拟式电场传感器锁定放大器的结构如图1所示，由测量输入信号通道部分，参考信号输入通道部分以及模拟式相关器三部分组成。
[0005] 测量输入信号通道对输入的正弦信号进行放大，再经带通
滤波器滤除部分干扰和噪声，以提高相敏检测的动态范围。
[0006] 参考信号选择正弦信号或方波信号，与被测信号同频同相。参考信号输入通道对参考信号进行放大或衰减，以适应相敏检测器对幅度的要求。
[0007] 模拟相关器由模拟式相敏
检波器(APSD)和模拟式
低通滤波器(ALPF)构成，相敏检波器对输入信号和参考信号做乘法运算并输出。低通滤波环节滤除相敏检波输出中的非
直流分量，使输出为稳定的直流。
[0008] 在模拟式电场传感器中，输入测量信号m(t)为
正弦波，参考信号r(t)为方波，设方波的幅度为Vr，正弦波的幅度为Vm，两者
角频率相等，均为ω0，θ和φ分别为输入测量信号和参考信号的初
相位。则输入测量信号可表示为：m(t)＝Vm sin(ω0t+θ)；将参考信号方波r(t)进行傅立叶级数展开，可表示为： 通过相敏检波器后，x(t)和r(t)乘积up(t)为：
[0009]
[0010] 经过模拟式低通滤波器后，上式中n＞1的差频项及所有和频项被滤除，只保留n＝1的差频项，也就是直流量，最后输出uo为：
[0011] 一般情况下，通过调节滑动变阻器使参考信号r(t)和输入测量信号m(t)的
相位差θ-φ等于零，从而得到最大的输出 此时传感器具有最大灵敏度，该过程一般由人工调节移相
电路完成。但由于人为操作误差，将相位差准确地调节为零有较大困难。人为误差导致的相位差异性，造成传感器的灵敏度具有分散性。此外，相位的调节是通过滑动变阻器来实现的，而滑动变阻器本身存在漂移特性，长时间使用会造成相角的漂移，使传感器的灵敏度发生偏移，造成测量误差。
发明内容
[0012] 为了解决
现有技术中所存在的上述不足，本发明提供一种适用于高压直流输电线路下合成电场测量的数字式电场传感器，以提高高压直流输电线路下合成电场测量的数据精确度。
[0013] 本发明提供的技术方案是：一种数字式电场传感器，其改进之处在于，所述电场传感器包括电场感应系统、参考信号产生系统、被测信号输入通道、参考信号输入通道和微处理模
块；其中：
[0014] 电场感应系统，其输出端与被测信号输入通道相连，用于测量高压直流输电线路下的合成电场，并将所述合成电场转化为频率和幅值稳定的感应
电流m(t)后传输给所述被测信号输入通道；
[0015] 参考信号产生系统，其输出端与参考信号输入通道相连，用于产生与所述感应电流m(t)同频同相的方波信号作为参考信号r(t)，并将所述参考信号r(t)传输给参考信号输入通道；
[0016] 被测信号输入通道，其输出端与微处理模块相连，用于将所述感应电流m(t)进行放大、滤波和AD
采样后，输出离散序列m(k)给所述微处理模块；
[0017] 参考信号输入通道，其输出端与微处理模块相连，用于对所述参考信号r(t)进行AD采样后，输出同步参考信号序列s(k)给所述微处理模块；
[0018] 微处理模块，用两个相敏检波器对离散序列m(k)和同步参考信号序列s(k)进行相敏检波后，计算高压直流输电线路下合成电场的幅值和相位。
[0019] 优选的，所述电场传感器还包括无线射频模块，所述无线射频模块的输入端与所述微处理模块相连，用于将所述高压直流输电线路下合成电场的幅值和相位实时发送给上位机进行显示。
[0020] 优选的，所述电场感应系统包括
电动机和依次安装在所述电动机
电机轴上的光电码盘、感应
叶片和屏蔽叶片；
[0021] 所述屏蔽叶片跟随所述电机轴做周期旋转，对固定不动的所述感应叶片上的电场进行周期性屏蔽；所述感应叶片产生频率和幅值稳定的感应电流m(t)，传输给所述被测信号输入通道。
[0022] 进一步，参考信号产生系统包括安装所述光电码盘上的光电
开关和连接所述光电开关输出端的整形电路，所述整形电路与所述参考信号输入通道相连；
[0023] 所述光电码盘跟随所述电机轴旋转；所述光电开关产生脉冲信号，通过脉冲信号检测所述光电码盘的转动速度，并通过所述整形电路产生标准方波信号r(t)作为参考
信号传输给所述参考信号输入通道。
[0024] 进一步，所述电动机同与供电系统连接的电机控制电路连接；所述供电系统输出3.3V稳压电源给所述电机控制电路供电，所述电机控制电路的稳压芯片upc1470控制所述电动机转速。
[0025] 优选的，所述被测信号输入通道包括依次连接的放大器、滤波器和第一AD采样器，所述放大器放大感应电流m(t)后输出给所述滤波器；所述滤波器对所述感应电流进行滤波后，输出给第一AD采样器；所述第一AD采样器对接收到的感应电流进行AD采样后，输出离散序列m(k)给所述微处理模块。
[0026] 优选的，所述参考信号输入通道包括第二AD采样器，所述第二AD采样器对所述参考信号r(t)进行AD采样后输出同步参考信号序列s(k)给所述微处理模块；所述第二AD采样器在每个周期内的采样数为4的整数倍。
[0027] 优选的，所述微处理模块包括
移相器、第一相敏检波器、第二相敏检波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器、电场幅值计算模块和电场方向计算模块；所述参考信号输入通道的输出端分别连接所述移相器的输入端和所述第一相敏检波器的输入端；所述被测信号输入通道的输出端分别连接所述第一相敏检波器的另一输入端和所述第二相敏检波器的输入端；所述移相器的输出端连接所述第二相敏检波器的另一输入端；所述第一相敏检波器的输出端连接所述第一低通滤波器的输入端；所述第二相敏检波器的输出端连接所述第二低通滤波器的输入端；所述第一低通滤波器的输出端和所述第二低通滤波器的输出端均分别连接所述电场幅值计算模块的输入端和所述电场方向计算模块的输入端。
[0028] 进一步，所述移相器将所述参考信号输入通道输出的同步参考信号序列s(k)移动90度相位角，形成
正交参考序列c(k)后输出给所述第二相敏检波器；
[0029] 所述第一相敏检波器将离散序列m(k)与所述同步参考信号序列s(k)做乘法运算，得到在时间域离散的
数字信号I(k)并输出给所述第一低通滤波器,I(k)＝m(k)*s(k)；
[0030] 所述第二相敏检波器将离散序列m(k)与所述正交参考序列c(k)做乘法运算，得到在时间域离散的数字信号Q(k)并输出给所述第二低通滤波器,Q(k)＝m(k)*c(k)；
[0031] 所述第一低通滤波器滤除数字信号I(k)中的高次谐波干扰后，将保留下来的直流分量X(k)分别输出给所述电场幅值计算模块和所述电场方向计算模块；
[0032] 所述第二低通滤波器滤除数字信号Q(k)中的高次谐波干扰后，将保留下来的直流分量Y(k)分别输出给所述电场幅值计算模块和所述电场方向计算模块；
[0033] 所述电场幅值计算模块用如下公式(1)计算高压直流输电线路下合成电场的幅值[0034]
[0035] 其中Vr为参考信号产生系统所产生的方波信号的幅值；
[0036] 所述电场方向计算模块用如下公式(2)计算高压直流输电线路下合成电场的相位φ：
[0037]
[0038] 进一步，所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器为基于算术均值的低通滤波器，所述Vr＝1。
[0039] 与最接近的现有技术相比，本发明具有如下显著进步：
[0040] 本发明提供的数字式电场传感器中的微处理模块较普通锁定放大器增加了一个正交相敏检波器(PSD2)，两个相敏检波器(PSD1和PSD2)的工作原理完全相同，只是在正交相敏检波器的输入端增加了一个90°移相器，其将参考信号移相90°后再与被测信号进行了一次相敏检波以获得正交参考信号。利用双相敏检波器构成锁定放大器可以同时给出
正交分量和同相分量以做矢量运算，从而可以实现对被测信号的幅值和相位的测量。因此，克服了人为误差导致的相位差异性，将相位差准确地调节为零，避免传感器的灵敏度具有分散性。此外，省去了调节相位的滑动变阻器就避免了滑动变阻器本身存在漂移特性，防止了长时间使用时可能相角的漂移，避免了误差。同时数字式处理方式的使用，减少了分离式的
模拟器件的使用(如
运算放大器，滑动变阻器)，提高了传感器特性一致性。
附图说明
[0041] 图1为现有技术中模拟式电场传感器锁定放大器的结构示意图；
[0042] 图2为本发明提供的数字式电场传感器的结构示意图；
[0043] 图3为电场感应系统的结构示意图；
[0044] 图4为微处理模块的结构示意图；
[0045] 图5为方波参考信号经过低通滤波器滤波后的幅频响应示意图。
[0046] 其中1-屏蔽叶片；2-感应叶片；3-光电开关；4-光电码盘；5-电动机。
具体实施方式
[0047] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。
[0048] 为了彻底了解本发明
实施例，将在下列的描述中提出详细的结构。显然，本发明实施例的施行并不限定于本领域的技术人员所熟习的特殊细节。本发明的较佳实施例详细描述如下，然而除了这些详细描述外，本发明还可以具有其他实施方式。
[0049] 本发明提供一种数字式电场传感器，其结构如图2所示，所述电场传感器包括：
[0050] 电场感应系统，其输出端与被测信号输入通道相连，用于测量高压直流输电线路下的合成电场，并将所述合成电场转化为频率和幅值稳定的感应电流m(t)后传输给所述被测信号输入通道；
[0051] 参考信号产生系统，其输出端与参考信号输入通道相连，用于产生与所述感应电流m(t)同频同相的方波信号作为参考信号r(t)，并将所述参考信号r(t)传输给参考信号输入通道；
[0052] 被测信号输入通道，其输出端与微处理模块相连，用于将所述感应电流m(t)进行放大、滤波和AD采样后，输出离散序列m(k)给所述微处理模块；
[0053] 参考信号输入通道，其输出端与微处理模块相连，用于对所述参考信号r(t)进行AD采样后，输出同步参考信号序列s(k)给所述微处理模块；
[0054] 微处理模块，用两个相敏检波器对离散序列m(k)和同步参考信号序列s(k)进行相敏检波后，计算高压直流输电线路下合成电场的幅值和相位；微处理模块中存储有传感器标定参数，可直接计算并显示被测电场幅值和相位。
[0055] 所述电场传感器还包括无线射频模块，所述无线射频模块的输入端与所述微处理模块相连，用于将所述高压直流输电线路下合成电场的幅值和相位实时发送给上位机进行显示。
[0056] 所述被测信号输入通道包括依次连接的放大器、滤波器和第一AD采样器，所述放大器放大感应电流m(t)后输出给所述滤波器；所述滤波器对所述感应电流进行滤波后，输出给第一AD采样器；所述第一AD采样器对接收到的感应电流进行AD采样后，输出离散序列m(k)给所述微处理模块。
[0057] 所述参考信号输入通道包括第二AD采样器，所述第二AD采样器对所述参考信号r(t)进行AD采样后输出同步参考信号序列s(k)给所述微处理模块；所述第二AD采样器在每个周期内的采样数为4的整数倍。参考信号频率随被测信号频率变化，能够保证两信号同频。同时，两者之间的相位差也是固定的。
[0058] 如图3所示：所述电场感应系统包括电动机和依次安装在所述电动机电机轴上的光电码盘、感应叶片和屏蔽叶片；
[0059] 所述屏蔽叶片跟随所述电机轴做周期旋转，对固定不动的所述感应叶片上的电场进行周期性屏蔽；所述感应叶片产生频率和幅值稳定的感应电流m(t)，传输给所述被测信号输入通道。
[0060] 参考信号产生系统包括安装所述光电码盘上的光电开关和连接所述光电开关输出端的整形电路，所述整形电路与所述参考信号输入通道相连；
[0061] 所述光电码盘跟随所述电机轴旋转；所述光电开关产生脉冲信号，通过脉冲信号检测所述光电码盘的转动速度，并通过所述整形电路产生标准方波信号r(t)作为参考信号传输给所述参考信号输入通道。
[0062] 所述电动机同与供电系统连接的电机控制电路连接；所述供电系统输出3.3V稳压电源给所述电机控制电路供电，所述电机控制电路的稳压芯片upc1470控制所述电动机转速。
[0063] 如图4所示：所述微处理模块包括移相器、第一相敏检波器、第二相敏检波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器、电场幅值计算模块和电场方向计算模块；所述参考信号输入通道的输出端分别连接所述移相器的输入端和所述第一相敏检波器的输入端；所述被测信号输入通道的输出端分别连接所述第一相敏检波器的另一输入端和所述第二相敏检波器的输入端；所述移相器的输出端连接所述第二相敏检波器的另一输入端；所述第一相敏检波器的输出端连接所述第一低通滤波器的输入端；所述第二相敏检波器的输出端连接所述第二低通滤波器的输入端；所述第一低通滤波器的输出端和所述第二低通滤波器的输出端均分别连接所述电场幅值计算模块的输入端和所述电场方向计算模块的输入端。
[0064] 所述移相器将所述参考信号输入通道输出的同步参考信号序列s(k)移动90度相位角，形成正交参考序列c(k)后输出给所述第二相敏检波器；
[0065] 所述第一相敏检波器将离散序列m(k)与所述同步参考信号序列s(k)做乘法运算，得到在时间域离散的数字信号I(k)并输出给所述第一低通滤波器,I(k)＝m(k)*s(k)；
[0066] 所述第二相敏检波器将离散序列m(k)与所述正交参考序列c(k)做乘法运算，得到在时间域离散的数字信号Q(k)并输出给所述第二低通滤波器,Q(k)＝m(k)*c(k)；
[0067] 所述第一低通滤波器滤除数字信号I(k)中的高次谐波干扰后，将保留下来的直流分量X(k)分别输出给所述电场幅值计算模块和所述电场方向计算模块；
[0068] 所述第二低通滤波器滤除数字信号Q(k)中的高次谐波干扰后，将保留下来的直流分量Y(k)分别输出给所述电场幅值计算模块和所述电场方向计算模块；
[0069] 所述电场幅值计算模块用如下公式(1)计算高压直流输电线路下合成电场的幅值[0070]
[0071] 其中Vr为参考信号产生系统所产生的方波信号的幅值；
[0072] 所述电场方向计算模块用如下公式(2)计算高压直流输电线路下合成电场的相位φ：
[0073]
[0074] 所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器为基于算术均值的低通滤波器；本发明所设计的相关电路使得考信号产生模块所产生的方波信号的幅值Vr＝1，电场幅值计算可进一步简化为：
[0075] 本发明使用第一AD采样器对感应电流m(t)进行A/D采样，得到离散序列m(k)，设第一AD采样器的
采样频率为fs，采样点数为Ns，则离散序列m(k)可以表示为：
[0076] 0≤k≤Ns-1
[0077] 其中，感应电流m(t)为正弦信号，Vm为感应电流m(t)的幅度，θ为感应电流m(t)的初相位；k为整数，f0为感应电流m(t)的频率。
[0078] 利用方波信号作为参考时，
算法上更加简单，可以用加法运算代替乘法器的乘法运算，计算的
硬件资源消耗小，系统实时性更好，特别是对硬件资源有限的
微处理器。因此，选择方波信号作为参考信号。
[0079] 将方波参考信号进行二值化处理，变成幅值为1的方波信号，可以简化计算复杂度，且不受方波参考信号幅值
波动的影响。实际的参考信号由光电码盘产生，通过斯密特
触发电路，整形为标准方波信号。经A/D采集后进入微处理模块，作为一路同步参考信号序列S(k)。同时，将序列S(k)移动N/4个点，即移动90度相位角，形成正交参考序列C(k)。为了使移相角度的精确，每个周期内的采样数N为4的整数倍。
[0080] 将参考信号高电平采样值设为1，低电平采样值设为-1。在一个周期内，同步参考信号与正交参考信号序列可以表示为：
[0081]
[0082]
[0083] 由于参考信号可以视为开关信号，因而相敏检波器中的乘法运算可以简化为加法运算和减法运算。
[0084]
[0085]
[0086] 对I(k)和Q(k)的计算可以看做是对上式中4个不同部分的加法和减法运算，分别将这4个部分表示为A，B，C，D，则可得到：
[0087] I(k)＝A+B-C-D
[0088] Q(k)＝A-B-C+D
[0089] 因而，I(k)和Q(k)的计算量可以得到进一步的降低，即分别计算出A、B、C、D，然后依据上式计算I(k)和Q(k)。
[0090] 相比于正弦参考信号的单一频率，方波参考信号的缺点是含有较多谐波，谐波的引入会给测量结果带来一定的影响。通过低通滤波器后，信号的幅频响应如示意图5。为消除被测信号中耦合的高次谐波干扰，需在信号进入相敏检波器后，通过低通滤波器或中心频率为ω0窄
带通滤波器滤除高次谐波。
[0091] 在数字低通滤波器的设计中，算术均值滤波对白噪声抑制在最小二乘意义下是最优的IIR滤波，同时算术均值滤波实现简单，算法的实时性较高。因此本发明中的第一低通滤波器和第二低通滤波器均采用算术均值滤波器。
[0092] 最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行
修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在
申请待批的
权利要求保护范围之内。
