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电机控制装置

阅读：526发布：2024-01-13

专利汇可以提供电机控制装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且通过电机控制装置控制的电动机具有两个系统的多相电机线圈。电机控制装置包含共模噪声减少单元，该共模噪声减少单元以在电流控制周期内的至少一个PWM周期，因两个系统中的一个系统的一个相的输出电压而流过杂散电容的电流被因另一个系统的至少一个相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该另一个系统的至少一个相的PWM周期的PWM计数。，下面是电机控制装置专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种电机控制装置，是控制具有两个系统的多相电机线圈的电动机的电机控制装置，包括：
PWM计数运算单元，按每个包含多个PWM周期的电流控制周期，对各系统的各相的PWM计数进行运算；
PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各系统的各相的PWM计数设定为针对对应的系统以及相中的该电流控制周期内的各PWM周期的PWM计数；以及
共模噪声减少单元，以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期，因上述两个系统中的一个系统的一个相的输出电压而流过杂散电容的电流被因另一个系统的至少一个相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该另一个系统的至少一个相的PWM周期的PWM计数，其中，
上述共模噪声减少单元包含PWM计数变更单元，该PWM计数变更单元对针对各系统的各相中的上述电流控制周期内的各PWM周期的PWM 信号中上述另一个系统的至少一个相的PWM计数，以不变更该相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在至少一个PWM周期内，该相的输出电压波形为使上述一个系统的一个相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更。
2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其中，
上述共模噪声减少单元以在上述电流控制周期内的各PWM周期，因上述两个系统中的一个系统的一个相亦即第一相的输出电压而流过杂散电容的电流被因另一个系统的两个相亦即第二相或者第三相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该第二相以及第三相的PWM周期的PWM计数，
上述共模噪声减少单元包括：
第一PWM计数变更单元，对针对上述电流控制周期内的各PWM周期的上述第二相的PWM计数，以不变更该第二相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在该电流控制周期内的规定的半数的PWM周期，该第二相的输出电压波形为使上述第一相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更；和
第二PWM计数变更单元，对针对上述电流控制周期内的各PWM周期的上述第三相的PWM计数，以不变更该第三相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在上述电流控制周期内的上述规定的半数的PWM周期以外的另一半数的PWM周期，该第三相的输出电压波形成为使上述第一相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更。
3.根据权利要求2所述的电机控制装置，还包括：
另一共模噪声减少单元，以在上述电流控制周期内的各PWM周期，因上述两个系统中的上述另一个系统的上述第二相以及上述第三相以外的一个相亦即第四相的输出电压而流过杂散电容的电流被因上述一个系统的上述第一相以外的两个相亦即第五相或者第六相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该第五相以及第六相的PWM周期的PWM计数，
上述另一共模噪声减少单元包括：
第三PWM计数变更单元，对针对上述电流控制周期内的各PWM周期的上述第五相的PWM计数，以不变更该第五相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在该电流控制周期内的规定的半数的PWM周期，该第五相的输出电压波形成为使上述第四相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更；和
第四PWM计数变更单元，对针对上述电流控制周期内的各PWM周期的上述第六相的PWM计数，以不变更该第六相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在上述电流控制周期内的上述规定的半数的PWM周期以外的另一半数的PWM周期，该第六相的输出电压波形成为使上述第四相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更。

说明书全文

电机控制装置

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 本申请主张于2017年10月5日提出的日本专利申请2017-195157号的优先权，并在此引用其全部内容。

技术领域

[0003] 本发明涉及控制具有两个系统的多相电机线圈的电动机的电机控制装置。

背景技术

[0004] 在对三相电动机进行矢量控制的电机控制装置中，每隔电流控制周期，运算二相电流指令值。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差来运算二相电压指令值。通过使用电动机的旋转角对该二相电压指令值进行二相/三相转换，来运算U相、V相以及W相的相电压指令值(三相电压指令值)。而且，生成与该U相、V相以及W相的相电压指令值分别对应的占空比的U相PWM 信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至三相逆变电路。(参照日本特开平1－50766号公报)

[0005] 通过根据U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号来控制构成该三相逆变电路的6个开关元件，对三相电动机施加与三相电压指令值相当的电压。由此，控制为流入三相电动机的电机电流等于二相电流指令值。在这样的电机控制装置中，在各PWM周期中在各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，电流流入存在于三相电动机与机架地线之间的杂散电容。

[0006] 由于该电流流入机架地线，所以存在从机架地线放射噪声的可能性。另外，在为安装于搭载于车辆的电动动力转向装置(EPS)的电机控制装置的情况下，从车辆电源(电池)朝向EPS的正负电源供给线较长。因此，在机架地线中流动的噪声电流通过正负电源供给线与机架地线之间的杂散电容，在车辆电源的附近混入正负电源供给线。而且，噪声电流流过较长的正负电源供给线，从而从线中产生放射噪声。由此，产生共模噪声。

[0007] 已知有使用用于向两个系统的三相电机线圈分别供给电力的两个系统的驱动电路来控制具有两个系统的三相电机线圈的三相电动机(两个系统电机)的电机控制装置。在这样的控制两个系统电机的电机控制装置中，在两个系统的驱动电路的每一个中，在各PWM周期中在各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，电流流过存在于三相电动机与机架地线之间的杂散电容。因此，在控制两个系统电机的情况下，与驱动控制具有一个系统的三相电机线圈的三相电动机(一个系统电机)的情况相比，共模噪声的产生频率升高。

发明内容

[0008] 本发明的目的之一在于提供一种能够减少共模噪声的电机控制装置。

[0009] 控制具有两个系统的多相电机线圈的电动机的本发明的一个方式的电机控制装置的结构上的特征在于，包含：PWM计数运算单元，按每个包含多个PWM周期的电流控制周期，对各系统的各相的PWM计数进行运算；PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各系统的各相的PWM计数设定为针对对应的系统以及相中的该电流控制周期内的各PWM周期的PWM计数；以及共模噪声减少单元，以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期，因上述两个系统中的一个系统的一个相的输出电压而流过杂散电容的电流被因另一个系统的至少一个相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该另一个系统的至少一个相的PWM周期的PWM计数，上述共模噪声减少单元包含有PWM计数变更单元，该PWM计数变更单元对针对各系统的各相中的上述电流控制周期内的各PWM周期的PWM信号中上述另一个系统的至少一个相的PWM计数，以不变更该相的PWM计数的该电流控制周期内的合计值，而在至少一个PWM周期，该相的输出电压波形成为使上述一个系统的一个相的输出电压波形反转后的波形的方式进行变更。附图说明

[0010] 通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，附图标记表示本发明的要素，其中，

[0011] 图1是表示应用了本发明的一个实施方式的电机控制装置的电动动力转向装置的简要结构的示意图。

[0012] 图2是表示ECU的电结构的框图。

[0013] 图3是主要表示第一电机驱动电路和第二电机驱动电路的结构的电路图。

[0014] 图4是表示每个系统以及相的PWM计数运算部的结构的框图。

[0015] 图5A是表示PWM信号的周期Tc与电流控制周期Ta的关系的示意图。

[0016] 图5B是表示载波波形的波形图，图5C是用于对PWM信号的生成方法进行说明的示意图。

[0017] 图6是表示针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例的图表。

[0018] 图7是用于对共模噪声减少部的共模噪声减少的基本的思考方法进行说明的说明图。

[0019] 图8是表示着眼于共模噪声电流的等价电路的电路图。

[0020] 图9是用于对共模噪声减少部的动作的一个例子进行说明的流程图。

[0021] 图10是主要表示某个相的PWM周期单位的PWM计数与各系统的该相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。

[0022] 图11A是表示电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动机侧流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。

[0023] 图11B是表示电流从电动机侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。

[0024] 图12A是表示通过步骤S1和步骤S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数的一个例子的示意图。

[0025] 图12B是表示通过步骤3设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数的一个例子的示意图。

[0026] 图13A是表示应用于该系统的2个计数变更对象相的两种振幅图案的一个例子的示意图。

[0027] 图13B是表示第一系统的V相、第一系统的W相、第二系统的U相以及第二系统的V相的每个PWM周期的振幅的一个例子的示意图。

[0028] 图13C是表示针对各PWM周期的各系统的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。

[0029] 图13D是表示和与图13C所示的最终的PWM计数对应的各系统的各相的输出电压一致的开关定时的示意图。

具体实施方式

[0030] 以下，参照附图对将本发明应用于电动动力转向装置的情况下的实施方式进行详细说明。图1是表示应用本发明的一个实施方式的电机控制装置的电动动力转向装置的简要结构的示意图。电动动力转向装置(EPS:electric power steering)1具备方向盘2、转向机构4以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于使车辆转向的转向操纵部件。转向机构4与该方向盘2的旋转连动使转向轮3转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2和转向机构4经由转向轴6和中间轴7机械连结。

[0031] 转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8和与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8和输出轴9经由扭杆10以能够相对旋转的方式连结。在扭杆10的附近，配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8和输出轴9的相对旋转位移量，来检测对方向盘2施加的转向操纵转矩T。在本实施方式中，由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T例如用于朝向右方的转向操纵的转矩检测为正值，并用于朝向左方的转向操纵的转矩检测为负值，其绝对值越大，转向操纵转矩的大小越大。

[0032] 转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部，经由转向横拉杆15和转向节臂(图示略)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵连动地旋转。小齿轮轴13的前端(在图1中为下端)连结有小齿轮16。

[0033] 齿条轴14沿汽车的左右方向延伸成直线状。在齿条轴14的轴向的中间部，形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16和齿条17，将小齿轮轴13的旋转转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够使转向轮3转向。

[0034] 若转向操纵(旋转)方向盘2，则该旋转经由转向轴6和中间轴7，传递至小齿轮轴13。而且，小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16和齿条17，转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动机18和用于将电动机18的输出转矩传递至转向机构4的减速机构19。电动机18是具有第一系统的三相电机线圈18A(参照图2、图3)和第二系统的三相电机线圈18B(参照图2、图3)的三相无刷电机(两个系统电机)。第一系统的三相电机线圈18A被后述的第一系统的驱动电路32A(参照图2、图3)驱动，第二系统的三相电机线圈18B被第二系统的驱动电路32B(参照图2、图3)驱动。

[0035] 电动机18中配置有用于检测电动机18的转子的旋转角的例如由分解器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。蜗杆轴20被电动机18旋转驱动。另外，蜗轮21与转向轴6以能够一体旋转的方式连结。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。

[0036] 若蜗杆轴20被电动机18旋转驱动，则蜗轮21被旋转驱动，转向轴6旋转。而且，转向轴6的旋转经由中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过利用电动机18旋转驱动蜗杆轴20，能够进行基于电动机18的转向操纵辅助。

[0037] 车辆中设置有用于检测车速V的车速传感器24。由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T、由车速传感器24检测的车速V、旋转角传感器23的输出信号等被输入至ECU(电子控制单元：Electronic Control Unit)12。ECU12基于这些输入信号，来控制电动机18。

[0038] 图2是表示ECU12的整体的电结构的框图。以下，将第一系统的三相电机线圈18A称为第一电机线圈18A，将第二系统的三相电机线圈18B称为第二电机线圈18B。第一电机线圈18A具有U相、V相以及W相的定子线圈18AU、18AV、18AW(参照图3)。第二电机线圈18B具有U相、V相以及W相的定子线圈18BU、18BV、18BW(参照图3)。优选第一电机线圈18A和第二电机线圈18B之间的相位差为0度、120度或者240度。

[0039] ECU12包含有微型计算机31、第一驱动电路32A以及第二驱动电路32B。第一驱动电路32A被微型计算机31控制，向电动机18的第一电机线圈18A供给电力。第二驱动电路32B向电动机18的第二电机线圈18B供给电力。图3是主要表示第一电机驱动电路32A和第二电机驱动电路32B的结构的电路图。

[0040] 第一电机驱动电路32A是三相逆变电路。第一电机驱动电路32A包含第一平滑电容器101A、多个开关元件111A～116A以及多个二极管121A～126A。第一平滑电容器101A与电源(电池)100以串联的方式连接。第一平滑电容器101A连接在电源100的两端子间。在本实施方式中，各开关元件111A～116A由n沟道型的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。以下，有将开关元件111A～116A称为FET111A～116A的情况。

[0041] 多个FET111A～116A包含U相用的上段FET111A、与该U相用的上段FET111A以串联的方式连接的U相用的下段FET112A、V相用的上段FET113A、与该V相用的上段FET113A以串联的方式连接的V相用的下段FET114A、W相用的上段FET115A、以及与该W相用的上段FET115A以串联的方式连接的W相用的下段FET116A。各开关元件111A～116A分别与二极管121A～126A反并联连接。

[0042] 上段FET111A、113A、115A的漏极与第一平滑电容器101A的正极侧端子连接。上段FET111A、113A、115A的源极分别与下段FET112A、114A、116A的漏极连接。下段FET112A、114A、116A的源极与第一平滑电容器101A的负极侧端子连接。

[0043] U相的上段FET111A和下段FET112A的连接点与第一电机线圈18A的U相定子线圈18AU连接。V相的上段FET113A和下段FET114A的连接点与第一电机线圈18A的V相定子线圈
18AV连接。W相的上段FET115A和下段FET116A的连接点与第一电机线圈18A的W相定子线圈
18AW连接。各FET111A～116A基于从后述的第一PWM输出部43A(参照图2)输出的PWM信号来控制。

[0044] 第二电机驱动电路32B是三相逆变电路。第二电机驱动电路32B包含第二平滑电容器101B、多个开关元件111B～116B以及多个二极管121B～126B。第二平滑电容器101B与电源(电池)100以串联的方式连接。第二平滑电容器101B连接在电源100的两端子间。在本实施方式中，各开关元件111B～116B由n沟道型的MOSFET构成。以下，有将开关元件111B～116B称为FET111B～116B的情况。

[0045] 多个FET111B～116B包含U相用的上段FET111B、与该U相用的上段FET111B以串联的方式连接的U相用的下段FET112B、V相用的上段FET113B、与该V相用的上段FET113B以串联的方式连接的V相用的下段FET114B、W相用的上段FET115B、以及与该W相用的上段FET115B以串联的方式连接的W相用的下段FET116B。各开关元件111B～116B分别与二极管121B～126B反并联连接。

[0046] 上段FET111B、113B、115B的漏极与第二平滑电容器101B的正极侧端子连接。上段FET111B、113B、115B的源极分别与下段FET112B、114B、116B的漏极连接。下段FET112B、114B、116B的源极与第二平滑电容器101B的负极侧端子连接。

[0047] U相的上段FET111B和下段FET112B的连接点与第二电机线圈18B的U相定子线圈18BU连接。V相的上段FET113B和下段FET114B的连接点与第二电机线圈18B的V相定子线圈
18BV连接。W相的上段FET115B和下段FET116B的连接点与第二电机线圈18B的W相定子线圈
18BW连接。各FET111B～116B基于从后述的第二PWM输出部43B(参照图2)输出的PWM信号来控制。

[0048] 在图3中，电源100搭载于车辆。电源100的负(－)极与车辆的金属性的框架(底盘)130电连接。因此，框架130与电源100的负极为同电位。搭载有电动机18的电动动力转向装置1通过螺栓等安装于框架130。ECU的正电源线、负电源线分别通过较长的线与电源100的正负极连接。因此，在第一电机线圈18A、第二电机线圈18B与框架130之间分别存在杂散电容C1、C2。另外，在连接电源100和电动动力转向装置1的正负线与机架地线之间存在杂散电容C3、C4。

[0049] 返回到图2，在用于连接第一驱动电路32A和第一电机线圈18A的电力供给线上，设置有2个电流传感器33、34。这些电流传感器33、34被设置为能够检测流过用于连接第一驱动电路32A和第一电机线圈18A的3根电力供给线中的2根电力供给线的相电流。

[0050] 同样地，在用于连接第二驱动电路32B和第二电机线圈18B的电力供给线上，设置有2个电流传感器35、36。这些电流传感器35、36被设置为能够检测流过用于连接第二驱动电路32B和第二电机线圈18B的3根电力供给线中的2根电力供给线的相电流。微型计算机31具备CPU以及存储器(ROM、RAM、非易失性存储器等。)，通过执行规定的程序，作为多个功能处理部来发挥功能。该多个功能处理部包含每个系统以及相的PWM计数运算部41、共模噪声减少部42、第一PWM输出部43A以及第二PWM输出部43B。

[0051] 图4是表示每个系统以及相的PWM计数运算部41的结构的框图。每个系统以及相的PWM计数运算部41运算各系统的各相的每个电流控制周期的PWM计数。每个系统以及相的PWM计数运算部41包含辅助电流值设定部51、电流指令值设定部52、指令值分配部53、第一系统用运算部70A、第二系统用运算部70B、旋转角运算部59、旋转速度运算部60以及旋转角推断部61。

[0052] 第一系统用运算部70A包含第一电流偏差运算部54A、第一PI(比例积分)控制部55A、第一二相三相转换部56A、第一PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)57A以及第一三相二相转换部58A。第二系统用运算部70B包含第二电流偏差运算部54B、第二PI(比例积分)控制部55B、第二二相三相转换部56B、第二PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)57B以及第二三相二相转换部58B。

[0053] 如图5A所示，PWM信号的周期(以下，称为“PWM周期”。)Tc比电流控制周期Ta小。在这里，所谓的电流控制周期Ta是电机电流的控制回路的运算周期。换句话说，在图4中，是第一系统用运算部70A、第二系统用运算部70B分别包含的各模块的运算周期。该电流控制周期Ta考虑程序的规模、微型计算机31的运算能力等来决定。在本实施方式中，以本次的电流控制周期Ta内的最初的定时通过PWM占空比运算部57A、57B来更新PWM占空比，并输出更新后的PWM占空比Cu1、Cv1、Cw1、Cu2、Cv2、Cw2。在本实施方式中，Tc为Ta的1/10。换言之，电流控制周期Ta内包含10个周期的量的PWM周期Tc。有将10个周期的量的PWM周期Tc的最初的周期称为第一个周期，将之后的周期称为第2、3、…、9、10个周期的情况。另外，有用i(i＝1，2，…，9，10)来表示PWM周期的周期编号的情况。此外，PWM信号的频率(＝1/Tc)被称为载波频率。

[0054] 对本实施方式中的PWM波形生成方法进行说明。在微型计算机31内，利用计数器(图示略)对由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟进行向上计数和向下计数。若将时间取作横轴，将计数值取作纵轴来图示该计数器的计数值，则如图5B所示。在这里，计数值解释为无符号整数。另外，有将计数值称为载波计数的情况。在本实施方式中，图5B的波形为载波。载波为三角波。三角波的1个周期等于Tc。根据载波的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率为100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)被设定为100[kHz]。因此，计数值的最大值为100，000，000÷100，000÷2＝500。为了向上向下计数，将100，000，000/100，000除以2。

[0055] 如图5C所示，PWM输出部43A、43B(参照图2)对赋予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，并对驱动电路32A、32B(参照图2)输出高或低信号。PWM输出部43A、43B例如在计数器的计数值≥PWM计数成立期间输出高信号，除此以外输出低信号。该高信号、低信号为PWM信号。对于PWM输出部43A、43B的动作的详细内容后述。

[0056] 返回到图4，旋转角运算部59基于旋转角传感器23的输出信号，按照每个电流控制周期Ta运算电动机18的转子的旋转角θ(电角度)。由旋转角运算部59运算的转子旋转角θ提供给第一三相二相转换部58A和第二三相二相转换部58B、旋转速度运算部60和旋转角推断部61。在本实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的定时为电流控制周期Ta的中心时刻。

[0057] 旋转速度运算部60通过对由旋转角运算部59运算的转子旋转角θ进行时间微分，来运算电动机18的转子的旋转速度(角速度)ω。由旋转速度运算部60运算的旋转速度ω提供给旋转角推断部61。旋转角推断部61使用在前一次的电流控制周期Ta中获取的前一次的电流控制周期Ta的中心时刻的转子旋转角θ(m－1)，基于下式(1)，来推断下一次的电流控制周期Ta的中心时刻的转子旋转角θ(m+1)。

[0058] θ(m+1)＝θ(m－1)+ω·2Ta…(1)

[0059] 由旋转角推断部61推断出的下一次的电流控制周期Ta中的转子旋转角θ(m+1)提供给第一二相三相转换部56A和第二二相三相转换部56B。辅助电流值设定部51基于由转矩传感器11检测的检测转向操纵转矩T和由车速传感器24检测的车速V，按照每个电流控制周期Ta来设定辅助电流值Ia＊。针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例示于图6。对于检测转向操纵转矩T而言，例如将用于朝向右方的转向操纵的转矩取为正值，将用于朝向左方的转向操纵的转矩取为负值。另外，辅助电流值Ia＊在应使电动机18产生用于右方转向操纵的转向操纵辅助力时为正值，在应使电动机18产生用于左方转向操纵的转向操纵辅助力时为负值。辅助电流值Ia＊针对检测转向操纵转矩T的正值取正，针对检测转向操纵转矩T的负值取负。

[0060] 在检测转向操纵转矩T为－T1～T1(例如，T1＝0.4N·m)的范围(转矩死区)内的微小值时，辅助电流值Ia＊为零。而且，在检测转向操纵转矩T为－T1～T1的范围外的值的情况下，辅助电流值Ia＊被设定为检测转向操纵转矩T的绝对值越大，其绝对值越大。另外，辅助电流值Ia＊被设定为由车速传感器24检测的车速V越大，其绝对值越小。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力增大，在高速行驶时转向操纵辅助力减小。

[0061] 电流指令值设定部52基于由辅助电流值设定部51设定的辅助电流值Ia＊，将应流过dq 坐标系的坐标轴的电流值设定为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部52设定d轴＊＊电流指令值Id 和q轴电流指令值Iq (以下，在对它们进行统称时称为“二相电流指令值Idq＊”。)。进一步具体而言，电流指令值设定部52将q轴电流指令值Iq＊设为由辅助电流值设定部51设定的辅助电流值Ia＊，另一方面将d轴电流指令值Id＊设为零。由电流指令值设定部
52设定的二相电流指令值Idq＊提供给指令值分配部53。

[0062] 指令值分配部53将二相电流指令值Idq＊分配给第一系统用运算部70A和第二系统用运算部70B。在本实施方式中，指令值分配部53将二相电流指令值Idq＊向第一系统用运算部70A和第二系统用运算部70B各分配1/2。换句话说，在本实施方式中，二相电流指令值Idq＊朝向第一系统用运算部70A的分配率以及二相电流指令值Idq＊朝向第二系统用运算部70B的分配率都为50％。将向第一系统用运算部70A分配的二相电流指令值称为第一二相电流指令值I1dq＊。第一二相电流指令值I1dq＊由第一d轴电流指令值I1d＊和第一q轴电流指令值I1q＊构成。将向第二系统用运算部70B分配的二相电流指令值称为第二二相电流指令值I2dq＊。第二二相电流指令值I2dq＊由第二d轴电流指令值I2d＊和第二q轴电流指令值I2q＊构成。

[0063] 接下来，对第一系统用运算部70A进行说明。第一三相二相转换部58A首先根据由电流传感器33、34检测的2相的相电流，来运算第一系统的U相电流I1U、V相电流I1V以及W相电流I1W(以下，在对它们进行统称时，称为“三相检测电流I1UVW”。)。而且，第一三相二相转换部58A将第一系统的UVW坐标系的三相检测电流I1UVW坐标变换为第一系统的dq坐标系的二相检测电流I1dq。第一系统的二相检测电流I1dq由第一d轴检测电流I1d以及第一q轴检测电流I1q构成。在该坐标变换中，使用由旋转角运算部59运算的转子旋转角θ。

[0064] 第一电流偏差运算部54A运算第一d轴检测电流I1d相对于第一d轴电流指令值I1d＊的偏差以及第一q轴检测电流I1q相对于第一q轴电流指令值I1q＊的偏差。这些偏差提供给第一PI控制部55A。第一PI控制部55A进行针对由第一电流偏差运算部54A运算的电流偏差的PI运算。由此，生成应对第一电机线圈18A施加的第一二相电压指令值V1dq＊(第一d轴电压指令值V1d＊和第一q轴电压指令值V1q＊)。第一二相电压指令值V1dq＊提供给第一二相三相转换部56A。

[0065] 第一二相三相转换部56A针对在本次的电流控制周期Ta中由第一PI控制部55A运＊算的第一二相电压指令值V1dq ，使用在本次的电流控制周期Ta中由旋转角推断部61运算的针对下一次的电流控制周期Ta的旋转角推断值θ(m+1)来进行二相三相转换。由此，运算针对下一次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW＊。第一三相电压指令值V1UVW＊由第一U相电压指令值V1U＊、第一V相电压指令值V1V＊以及第一W相电压指令值V1W＊构成。由此，可得到＊
针对下一次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW 。

[0066] 由第一二相三相转换部56A得到的针对下一次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW＊提供给第一PWM占空比运算部57A。第一PWM占空比运算部57A基于针对下一次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW＊，生成针对下一次的电流控制周期Ta的第一U相PWM计数(PWM占空比)Cu1、第一V相PWM计数Cv1以及第一W相PWM计数Cw1，并提供给共模噪声减少部42(参照图2)。

[0067] 例如，第一U相的PWM计数Cu1以如下的方式求出。即，第一PWM占空比运算部57A使用由第一二相三相转换部56A得到的针对某个电流控制周期Ta的第一U相电压指令值V1U＊、PWM计数的最大值(在本例中为500)，基于下式(2)，运算针对该电流控制周期Ta的第一U相PWM计数Cu1。

[0068] Cu1＝V1U＊×(PWM计数的最大值/Vb)

[0069] ＝V1U＊×(500/Vb)…(2)

[0070] 在上述式(2)中，Vb是第一驱动电路32A的电源电压(电源100的输出电压)。若代替上述式(2)的右边的第一U相电压指令值V1U＊使用第一V相电压指令值V1V＊，则能够运算第一＊＊V相PWM计数Cv1，若代替第一U相电压指令值V1U 使用第一W相电压指令值V1W 则能够运算第一W相的PWM计数Cw1。

[0071] 接下来，对第二系统用运算部70B进行说明。第二三相二相转换部58B首先根据由电流传感器35、36检测的2相的相电流，运算第二系统的U相电流I2U、V相电流I2V以及W相电流I2W(以下，在对它们进行统称时，称为“三相检测电流I2UVW”。)。而且，第二三相二相转换部58B将第二系统的UVW坐标系的三相检测电流I2UVW坐标变换为第二系统的dq坐标系的二相检测电流I2dq。第二系统的二相检测电流I2dq由第二d轴检测电流I2d以及第二q轴检测电流I2q构成。在该坐标变换中，使用由旋转角运算部59运算的转子旋转角θ。

[0072] 第二电流偏差运算部54B运算第二d轴检测电流I2d相对于第二d轴电流指令值I2d＊的偏差以及第二q轴检测电流I2q相对于第二q轴电流指令值I2q＊的偏差。这些偏差提供给第二PI控制部55B。第二PI控制部55B进行针对由第二电流偏差运算部54B运算的电流偏差的PI运算。由此，生成应对第二电机线圈18B施加的第二二相电压指令值V2dq＊(第二d轴电压指令值V2d＊以及第二q轴电压指令值V2q＊)。第二二相电压指令值V2dq＊提供给第二二相三相转换部56B。

[0073] 第二二相三相转换部56B针对在本次的电流控制周期Ta中由第二PI控制部55B运算的第二二相电压指令值V2dq＊，使用在本次的电流控制周期Ta中由旋转角推断部61运算的针对下一次的电流控制周期Ta的旋转角推断值θ(m+1)来进行二相三相转换。由此，运算针对下一次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW＊。第二三相电压指令值V2UVW＊由第二U相电压指令值V2U＊、第二V相电压指令值V2V＊以及第二W相电压指令值V2W＊构成。由此，可得到针对下一次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW＊。

[0074] 由第二二相三相转换部56B得到的针对下一次的电流控制周期Ta的第二三相电压＊指令值V2UVW 提供给第二PWM占空比运算部57B。第二PWM占空比运算部57B基于针对下一次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW＊，生成针对下一次的电流控制周期Ta的第二U相PWM计数(PWM占空比)Cu2、第二V相PWM计数Cv2以及第二W相PWM计数Cw2，并提供给共模噪声减少部42(参照图2)。

[0075] 例如，第二U相的PWM计数Cu2由以下的方式求出。即，第二PWM占空比运算部57B使用由第二二相三相转换部56B得到的针对某个电流控制周期Ta的第二U相电压指令值V2U＊、PWM计数的最大值(在本例中为500)，基于下式(3)，来运算针对该电流控制周期Ta的第二U相的PWM计数Cu2。

[0076] Cu2＝PWM计数的最大值－{V2U＊×(PWM计数的最大值/Vb)}

[0077] ＝PWM计数的最大值－{V2U＊×(500/Vb)}…(3)

[0078] 在上述式(3)中，Vb为第二驱动电路32B的电源电压(电源100的输出电压)。若代替上述式(3)的右边的第二U相电压指令值V2U＊使用第二V相电压指令值V2V＊，则能够运算第二V相PWM计数Cv2。若代替第二U相电压指令值V2U＊使用第二W相电压指令值V2W＊则能够运算第二W相PWM计数Cw2。

[0079] 共模噪声减少部42是为了通过利用由第二驱动电路32B内的开关元件的开关而产生的噪声电流的一部分抵消由第一驱动电路32A内的开关元件的开关而产生的噪声电流的一部分来减少共模噪声而设置的。共模噪声减少部42对从第一PWM占空比运算部57A和第二PWM占空比运算部57B提供的针对下一次的电流控制周期Ta的第一U相的PWM计数Cu1和第二U相的PWM计数Cu2、V相的PWM计数Cv1、Cv2以及W相的PWM计数Cw1、Cw2，进行用于减少共模噪声的处理(噪声减少处理)。由此，可得到针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数、针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数。对于共模噪声减少部42的动作的详细内容后述。

[0080] 由共模噪声减少部42进行的噪声减少处理后的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数提供给第一PWM输出部43A。另一方面，由共模噪声减少部42进行的噪声减少处理后的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数提供给第二PWM输出部43B。

[0081] 第一PWM输出部43A遍及多个电流控制周期的量存储由共模噪声减少部42提供的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数。第一PWM输出部43A基于在前一次的电流控制周期Ta中由共模噪声减少部42提供的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数，生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第一驱动电路32A。具体而言，第一PWM输出部43A对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第一驱动电路32A。

[0082] 构成第一驱动电路32A的6个FET111A～116A被由第一PWM输出部43A提供的PWM信号控制。由此，每个PWM周期Tc的与第一三相电压指令值V1UVW＊相当的电压施加给第一电机线圈18A的各相的定子线圈18AU、18AV、18AW。第一电流偏差运算部54A和第一PI控制部55A构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的作用，控制为流过第一电机线圈18A的电机电流接近通过指令值分配部53分配给第一系统用运算部70A的第一二相电流指令值I1dq＊。

[0083] 第二PWM输出部43B遍及多个电流控制周期的量存储由共模噪声减少部42提供的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数。第二PWM输出部43B基于在前一次的电流控制周期Ta中由共模噪声减少部42提供的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数，生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给给第二驱动电路32B。具体而言，第二PWM输出部43B对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相的PWM计数、V相的PWM计数以及W相的PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第二驱动电路32B。

[0084] 构成第二驱动电路32B的6个FET111B～116B被由第二PWM输出部43B提供的PWM信＊号控制。由此，每个PWM周期Tc的与第二三相电压指令值V2UVW 相当的电压被施加给第二电机线圈18B的各相的定子线圈18BU、18BV、18BW。第二电流偏差运算部54B以及第二PI控制部
55B构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的作用，控制为流过第二电机线圈
18B的电机电流接近通过指令值分配部53分配给第二系统用运算部70B的第二二相电流指＊
令值I2dq 。

[0085] 以下，对共模噪声减少部42进行详细说明。首先，参照图7，对由共模噪声减少部42进行的共模噪声减少的基本理念进行说明。在第一系统的某一相的输出电压(以下，称为第一相电压)的波形为图7(a)的情况下，由于第一相电压，流过存在于第一电机线圈18A与机架地线之间的杂散电容C1(参照图3)的电流如图7(c)所示。换句话说，在第一相电压的下降时刻t1，负方向的电流流过杂散电容C1，在第一相电压的上升时刻t2，正方向的电流流过杂散电容C1。

[0086] 然而，若将第二系统的某一相的输出电压(以下，称为第二相电压)的波形设为图7(b)所示使图7(a)的第一相电压的波形反转后的波形，则由于第二相电压，流过存在于第二电机线圈18B和机架地线之间的杂散电容C2(参照图3)的电流如图7(d)所示。换句话说，在第二相电压的上升时刻t1，正方向的电流流过杂散电容C2，在第二相电压的下降时刻t2，负方向的电流流过杂散电容C2。因此，在时刻t1和时刻t2的每一个时刻，由于第一相电压流过杂散电容C1的电流和由于第二相电压流过杂散电容C2的电流抵消。因此，如图7(e)所示，流过存在于正负的电源线与机架地线之间的杂散电容C3、C4(参照图3)的电流降低。

[0087] 图8是着眼于共模噪声电流的等价电路。第一相电压、第二相电压能够视为噪声产生源。电源100能够视为在如共模噪声电流那样的交流中正负电极间被短路。在图8中，由于第一相电压，共模噪声电流如实线箭头那样流动。由于第二相电压，共模噪声电流如点划线的箭头那样流动。因此，由于流过杂散电容C3、C4的各共模噪声电流的方向相互相反，所以相互抵消。其结果，总的共模噪声电流降低。

[0088] 共模噪声减少部42以在电流控制周期内的至少一个PWM周期中，由于两个系统中的一个系统的一个相的输出电压而流过杂散电容的电流被由于另一个系统的至少一个相的输出电压而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该另一个系统的至少一个相的PWM周期的PWM计数。

[0089] 在本实施方式中，共模噪声减少部42以在电流控制周期内的各PWM周期中，由于两个系统中的一个系统的一个相的输出电压而流过杂散电容的电流被由于另一个系统的2个相的输出电压的任意一个而流过杂散电容的电流抵消的方式，变更针对该另一个系统的2个相的PWM周期的PWM计数。

[0090] 图9是用于对共模噪声减少部的动作的一个例子进行说明的流程图。

[0091] 共模噪声减少部42(参照图2)首先将由第一PWM占空比运算部57A(参照图4)提供的针对下一次的电流控制周期Ta的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1(步骤S1)。

[0092] 同样地，共模噪声减少部42将由第二PWM占空比运算部57B提供的针对下一次的电流控制周期Ta的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2(步骤S2)。

[0093] 图12A是表示在步骤S1中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1、在步骤S2中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2的一个例子的示意图。接下来，共模噪声减少部42对各系统的每一相设定考虑了死区的开关定时(步骤S3)。

[0094] 图10是主要表示某一相的PWM周期单位的最终的PWM计数与各系统的该相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。换言之，是用于说明第一PWM输出部43A和第二PWM输出部43B(参照图2)针对某一相的动作的一个例子的示意图。在本实施方式中，如上所述，载波是三角波，PWM计数能够输出的计数被设定为0～500。另外，在本实施方式中，将与死区相当的计数值设为10。

[0095] 对第一系统的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在本实施方式中，在载波计数大于PWM计数时，设定第一系统的上段FET的开关定时，以使第一系统的上段FET指令成为截止指令。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数等于PWM计数(时刻t2)，则如图10(a)所示，上段FET指令从导通指令变化为截止指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数等于PWM计数(时刻t5)，则上段FET指令从截止指令变化为导通指令。

[0096] 如图10(b)所示，若从时刻t2经过死区Td(时刻t3)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，在相对于时刻t5早死区Td的时刻(时刻t4)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。对第二系统的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在本实施方式中，在载波计数大于PWM计数时，设定第二系统的上段FET的开关定时，以使第二系统的上段FET指令成为导通指令。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数等于PWM计数(时刻t2)，则如图10(e)所示，上段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数等于PWM计数(时刻t5)，则上段FET指令从导通指令变化为截止指令。

[0097] 如图10(f)所示，在相对于时刻t2早死区Td的时刻(时刻t1)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。若从时刻t5经过死区Td(时刻t6)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。参照图11A和图11B对死区期间中的某一相的输出电压(相电压)进行说明。在这里，以第一系统的U相为例进行说明，但在第一系统的其他两相、第二系统的各相中也相同。

[0098] 如图11A所示，在电流从上段FET111A以及下段FET112A的连接点朝向电动机18侧流动的状态下，在死区期间内，电流通过与下段FET112A反并联连接的二极管122A流动。因此，在死区期间内，输出电压(相电压)Vu成为低电平。因此，相电压Vu的低电平的期间与上段FET111A的截止期间相同。

[0099] 另一方面，如图11B所示，在电流从电动机18侧朝向上段FET111A以及下段FET112A的连接点流动的状态下，在死区期间内，电流通过与上段FET111A反并联连接的二极管121A流动。因此，在死区期间内，输出电压(相电压)Vu成为高电平。因此，相电压Vu的低电平的期间比上段FET111A的截止期间短。换言之，相电压Vu的高电平的期间比上段FET111A的导通期间长。

[0100] 在第一系统中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数不足PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间延长。因此，在本实施方式中，为了便于说明，认为在PWM计数为250以上的情况下，是电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动机18侧流动的状态(图11A所示的状态)。因此，认为在死区期间内，输出电压(相电压)为低电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图10(c)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时一致。

[0101] 另一方面，在第一系统中，在PWM计数不足PWM计数最大值的1/2(不足250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间变短。因此，在本实施方式中，为了便于说明，认为在PWM计数不足250的情况下，电流从电动机18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图11B所示的状态)。因此，认为在死区期间内，输出电压(相电压)为高电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图10(d)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时不一致。上段FET的开关定时与相电压的电平变化定时一致的虚拟的PWM计数(考虑了死区的开关定时)为在实际的PWM计数上加上与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。

[0102] 在第二系统中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数不足PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间缩短。因此，在本实施方式中为了便于说明，认为在PWM计数为250以上的情况下，为电流从电动机18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图11B所示的状态)。因此，在死区期间内，认为输出电压(相电压)为高电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图10(g)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时不一致。上段FET的开关定时与相电压的电平变化定时一致的虚拟的PWM计数(考虑了死区的开关定时)为从实际的PWM计数中减去与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。

[0103] 另一方面，在第二系统中，在PWM计数不足PWM计数最大值的1/2(不足250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间延长。因此，在本实施方式中为了便于说明，认为在PWM计数不足250的情况下，为电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动机18侧流动的状态(图11A所示的状态)。因此，认为在死区期间内，输出电压(相电压)为低电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图10(h)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时一致。

[0104] 在本实施方式中，为了便于说明，在第一系统和第二系统中，基于PWM计数是否为PWM计数最大值的1/2以上来推断相电流的方向，但也可以检测相电流，基于该检测值来推断相电流的方向。在步骤S3中，共模噪声减少部42对在步骤S1和步骤S2中设定的各系统的各相的PWM周期Tc的每个PWM计数，运算与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时一致的PWM计数(考虑了死区的开关定时)。

[0105] 具体而言，共模噪声减少部42对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1中250以上的PWM计数，将其值直接设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时一致的PWM计数。对于上述第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1中不足250的PWM计数，共模噪声减少部42将对其值加上与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时一致的PWM计数。

[0106] 共模噪声减少部42对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2中250以上的PWM计数，将从其值中减去与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时一致的PWM计数。

[0107] 对于上述第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2中不足250的PWM计数，共模噪声减少部42将其值直接设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时一致的PWM计数。通过步骤S1和步骤S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数为图12A的情况下，将通过步骤S3设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数示于图12B。若对图12A和图12B进行比较可知，第一系统的V相的PWM计数Cv1从200变化为210，第一系统的W相的PWM计数Cw1从100变化为110。另外，第二系统的U相的PWM计数Cu2从350变化为340，第二系统的V相的PWM计数Cv2从300变化为290。

[0108] 接下来，共模噪声减少部42基于通过步骤S3的处理设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数，来决定在第一系统和第二系统之间应抵消噪声电流的相的组合(步骤S4)。具体而言，共模噪声减少部42首先将各系统的各相中具有通过步骤S3的处理设定的PWM计数中最接近PWM计数最大值(在本实施方式中为“500”)或者最小值(在本实施方式中为“0”)的PWM计数的相设定为第一基准相。在图12B的例子中，由于各系统的各相的PWM计数中第二系统的W相的PWM计数Cw2(Cw2＝50)最接近500或者0，所以第二系统的W相被设定为第一基准相。

[0109] 接下来，共模噪声减少部42将与第一基准相(在本例中为第二系统的W相)系统不同的其他系统(在本例中为第一系统)的各相中，PWM计数接近第一基准相的PWM计数(在本例中为Cw2)的两相分配为为了抵消第一基准相的噪声电流而变更PWM计数的计数变更对象相。在图12B的例子中，对作为第一基准相的第二系统的W相分配第一系统的V相以及W相作为用于抵消第一基准相的噪声电流的计数变更对象相。

[0110] 另外，共模噪声减少部42将对第一基准相分配的计数变更对象相所属的系统(在本例中为第一系统)的剩余的一个相(在本例中为U相)设定为第二基准相。而且，共模噪声减少部42将与第二基准相(在本例中为第一系统的U相)系统不同的其他系统(在本例中为第二系统)的各相中的两相，分配为为了抵消第二基准相的噪声电流而变更PWM计数的计数变更对象相。例如，共模噪声减少部42将第二系统中第一基准相以外的两相(在本例中为U相和V相)分配为用于抵消第二基准相的噪声电流的计数变更对象相。

[0111] 接下来，共模噪声减少部42对各计数变更对象相，设定用于抵消噪声电流的振幅(步骤S5)。在关于某个计数变更对象相，以电流控制周期Ta内的PWM计数值的合计值不被变更的方式变更PWM计数值时，对该计数变更对象相的PWM计数值，例如，加上与图13A所示的A相用的振幅图案相应的振幅或者与图13A所示的B相用的振幅图案相应的振幅即可。图13A内的x是用于规定振幅的绝对值的振幅规定值。

[0112] A相用的振幅图案被应用于相同的系统内的2个计数变更对象相中的一个相，B相用的振幅图案被应用于另一个相。在本例中，对第一系统的V相应用A相用的振幅图案，对第一系统的W相应用B相用的振幅图案。另外，对第二系统的U相应用A相用的振幅图案，对第二系统的V相应用B相用的振幅图案。

[0113] 共模噪声减少部42基于通过步骤S3的处理设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数，以如下的方式运算分别针对第一系统的V相、第一系统的W相、第二系统的U相以及第二系统的V相的振幅规定值x。共模噪声减少部42作为针对第一系统的V相的振幅规定值x运算第一系统的V相的PWM计数与应抵消噪声电流的第二系统的W相的PWM计数之差的绝对值。在本例中，针对第一系统的V相的振幅规定值x为160(＝210－50)。

[0114] 共模噪声减少部42作为针对第一系统的W相的振幅规定值x运算第一系统的W相的PWM计数与应抵消噪声电流的第二系统的W相的PWM计数之差的绝对值。在本例中，针对第一系统的W相的振幅规定值x为60(＝110－50)。共模噪声减少部42作为针对第二系统的U相的振幅规定值x运算第二系统的U相的PWM计数与应抵消噪声电流的第一系统的U相的PWM计数之差的绝对值。在本例中，针对第二系统的U相的振幅规定值x为60(＝400－340)。

[0115] 共模噪声减少部42作为针对第二系统的V相的振幅规定值x运算第二系统的V相的PWM计数与应抵消噪声电流的第一系统的U相的PWM计数之差的绝对值。在本例中，针对第二系统的V相的振幅规定值x为110(＝400－290)。共模噪声减少部42基于这样运算出的针对各计数变更对象相的振幅规定值x和应用于该相的振幅图案，设定针对各计数变更对象相的各PWM周期Tc的振幅。

[0116] 将基于图12B所示的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数设定的第一系统的V相、第一系统的W相、第二系统的U相以及第二系统的V相的各PWM周期Tc的振幅示于图13B。接下来，共模噪声减少部42进行用于变更计数变更对象相的PWM计数的PWM计数变更处理(步骤S6)。具体而言，共模噪声减少部42根据在步骤S5中设定的各计数变更对象相的振幅，来变更针对通过步骤S1和步骤S2设定的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数。

[0117] 更具体而言，共模噪声减少部42对通过步骤S1和步骤S2设定的针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数，加上通过步骤S5设定的对应的计数变更对象相的振幅。因此，针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数被变更。接下来，共模噪声减少部42将步骤S6的PWM计数变更处理后的针对各PWM周期的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的最终的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1，并提供给第一PWM输出部43A(步骤S7)。

[0118] 另外，共模噪声减少部42将步骤S5的PWM计数变更处理后的针对各PWM周期的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的最终的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2，并提供给第二PWM输出部43B(步骤S8)。然后，共模噪声减少部42结束本次的电流控制周期Ta内的处理。

[0119] 在通过步骤S1和步骤S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数为图12A所示的值，计数变更对象相的振幅为图13B所示的值的情况下，各系统的各相的PWM周期单位的最终的PWM计数如图13C所示。另外，和与图13C所示的最终的PWM计数相应的各相的输出电压一致的开关定时(考虑了死区的开关定时)如图13D所示。此外，图13D中的针对计数变更对象相的PWM周期单位的PWM计数能够通过对通过步骤S3设定的计数变更对象相的PWM周期单位的PWM计数加上在步骤S4中运算的对应的计数变更对象相的振幅而得到。

[0120] 如图13D所示，各PWM周期Tc中的第二系统的W相的PWM计数与第一系统的V相或者W相的任意一个PWM计数一致。因此，由于第二系统的W相的输出电压(相电压)而流过第二电机线圈18B侧的杂散电容C2(参照图3)的噪声电流被由于第一系统的V相或者W相的任意一个的输出电压(相电压)而流过第一电机线圈18A侧的杂散电容C1的噪声电流抵消。由此，共模噪声被减少。

[0121] 同样地，如图13D所示，各PWM周期Tc中的第一系统的U相的PWM计数与第二系统的U相或者V相的任意一个的PWM计数一致。因此，由于第一系统的U相的输出电压(相电压)而通过第一电机线圈18A侧的杂散电容C1流过C3、C4的噪声电流被由于第二系统的U相或者V相的任意一个输出电压(相电压)而通过第二电机线圈18B侧的杂散电容C2流过C3、C4的噪声电流抵消。由此，共模噪声被减少。

[0122] 在上述实施方式中，对将本发明应用于电动动力转向装置的电机控制装置的情况进行了说明。然而，本发明也能够应用于电动动力转向装置以外所使用的电机控制装置。另外，能够在权利要求书所记载的事项的范围内实施各种设计变更。

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