一种FHSS-GMSK系统多重同步方法
阅读：324发布：2020-05-08
专利汇可以提供一种FHSS-GMSK系统多重同步方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及无线通信技术领域，具体涉及一种FHSS-GMSK系统多重同步方法；包括以下步骤：S1对GMSK 信号 设置三级同步跳架构；S2对GSMK信号独立调整；S3对S2中的GSMK信号同步处理和频偏计算；S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步；本发明利用多重同步，能够快速准确的同步和修正频偏；采用独立的GSMK调制方式，相关同步时不会出现多个相关峰值点。本地 同步信号 采用非高斯滤波且无过 采样 ，节省了乘法器，并且每一次相关的长度仅仅是原始同步符号的长度。跳内训练序列滑动相关得到匹配 滤波器 h，接收信号r匹配滤波后然后再和本地训练序列相关，找到匹配滤波后的同步点，这样完成了最终每一跳内的同步，真正使得三重同步无缝连接。，下面是一种FHSS-GMSK系统多重同步方法专利的具体信息内容。
1.一种FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，所述同步方法包括以下步骤：
S1对GMSK信号设置三级同步跳架构；
S2对GSMK信号独立调整；
S3对S2中的GSMK信号同步处理和频偏计算；
S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步。
2.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，所述S1中，设置三级同步，在GSMK每一秒设置一个初始同步跳，采用4组独立的GSMK调制信号用于同步跳；
第二级在每一个时隙采用2组独立的GSMK调制信号用于第二级同步和频偏校准；
第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准。
3.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，所述S2中，采用4组独立GSMK调制的训练序列，并且每一段的GSMK都是独立调制，从调制器的处理流程是，输入的数据序列是由{0，1}序列组成的二进制数据序列；GMSK调制之前，首先需要进行差分编码，然后将归零信号转化为不归零序列，即：
其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。
4.根据权利要求3所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，调制过程为：
在调制之前要先进行成型滤波，选择合适的成型滤波函数g(t)，
其中rect(x)定义为:
h(t)定义
其中：
B是冲激响应为h(t)且具有3db带宽的滤波器，T是一个输入数据比特的延时；
符号序列a[n]与g(t)进行卷积，得到频率函数，再与π相乘，得到相位函数 为其中h为调制系数；载波调制处理：
I＝cosΘ
Q＝cosΘ。
5.根据权利要求4所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，GSMK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号GSMK调制，发射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是fs/rb，其中fs是采样频率，rb是符号速率，第二种是本地预存同步信号loc_S,没有进行过采样。
6.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，所述S3中，对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时以1/OSR符号的间隔进行搜索，每1/OSR个符号用接收数据与已知同步头进行相关。
7.根据权利要求6所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，分段搜索算法如下,
公式中每一段的长度onel，每一跳分段数量是M，OSR是GSMK信号的过采样倍数；接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步信号loc_s没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR个信号和对应的本地信号相关；
搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加，段间信号标量叠加；分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步点，maxPOS即是同步头起始位置；
[maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))
此时能够修正的最大频偏
频偏搜索值为：
在计算掐后两段共轭相乘相加求频偏时，需要首先去除原始的调制信号；
r_pss(t)＝loc_S*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)
前后两段共轭相乘，求得频偏,对频偏数值求平均，得到准确的频偏数值：
Δf＝mean(Δfm)。
8.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，所述S4中，同步是根据训练序列的相关特性获得的TRAINING，经过GMSK无内插和高速滤波映射后得T_SEQ；训练序列经过信道后，在接收端接收到的信号为：
其中h是信道冲击响应，w是信道噪声，用TSEQ[-]*与上式卷积的到：
上式中第三步的近似式是基于w为白噪声及TSEQ具有白噪声特性；如果接收到的突发信号与TSEQ[-]*求卷积，其结果用v表示，那么在v中包含了信道冲击响应，采用滑动窗技术同时完成同步和信道估计。
9.根据权利要求8所述的FHSS-GMSK系统多重同步方法，其特征在于，在GSM系统中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步，该同步确定接收信号的采样时间；滑动窗技术的是用r与TSEQ[-]*卷积获得信号h:
h＝r*TSEQ[-]*
在获得采样同步和估计出信道冲击响应之后，匹配滤波器的输出为：
y＝r*h*[-]
输出完成之后，由于匹配滤波输出的信号y是过采样信号，此时继续和发射信号进行相关
此时y继续和TSEQ[-]*进行相关
yT＝y*TSEQ[-]*
最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置[maxV,maxPOSyT]＝max(yT)。
一种FHSS-GMSK系统多重同步方法
技术领域
[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种FHSS-GMSK系统多 重同步方法。
背景技术
[0002] 现有技术中GSMk的接收流程图如图1所示输入信号首先经过跳频 同步，找到跳频的起始位置和当前时间(TOD)，同时完成初始的定时 同步和载波频偏估计。随后，按跳频规律解跳，在数据跳时，先进行 定时同步跟踪和载波频偏跟踪，再进行GMSK解调，并将得到的软解调 信息送给LDPC译码模块进行译码。
[0004] 同步捕获是利用跳频同步头里的伪随机码来完成的，在搜索时， 不考虑有无实际信号或跳频扫频频率是否对齐，始终对接收到的信号 与同步头进行相关，当接收到的是噪声或频率没有扫到时，相关峰是 很小的，只有接收到的是同步头的信号且频率扫对、位对准时(即最 佳采样点对准)，相关峰才会超过门限，完成同步捕获。
[0005] 相关时采用波形相关，即利用接收信号与已知的GMSK调制波形做 相关，若接收信号为r(n)，本地已知波形为l(n)，则相关过程为：
[0006]
[0007] 相关时间长度为半跳，对于粗相关时，N＝100MHz/32*48.64us＝152 个采样点；对于细相关时，N＝100MHz*48.64us＝4864个采样点。当相 关值超过门限时，认为捕获上。
[0008] 相关过程分为粗相关和细相关两个阶段。一开始是粗相关，利用A CODE的前半部分进行。前半部分的符号速率低，在滤波时进行了32 倍抽取，因此搜索时的时间间隔比较大，每32个时钟周期搜索一次， 每次相关计算时所用的数据点数为152，减少了搜索计算量。每次相关 需要152次复乘运算，在32个时钟周期内必须算完，至少需要152/32＝5 个复数乘法器，每个复数乘法器需要4个实数乘法器实现，故需5*4＝20 个实数乘法器。由于有4组A CODE需要并行同时进行相关，需要 20*4＝80个实数乘法器。考虑到4组A CODE中的2组是其他2组取反 而得，对应的复信号波形是互为共轭的，因此减少一半的乘法器数量， 即只需40个实数乘法器。
[0009] 由于存在多普勒，最大会有±18kHz的频偏，因此相关时，需要考 虑频偏的影响，在频偏点上也需要进行搜索，搜索的间隔为6kHz，共 需要搜索6个频偏点。频偏搜索值为：
[0010]
[0011] 为了减少频偏搜索时的计算量，先将采样率进一步降低后再在不 同的频点上相关。即先用接收信号与本地A CODE波形共轭相乘以去除 调制信息后，每8个点积分清0，降采样至19个数据点。再利用这19 个点，在6个频偏点上进行搜索。每个频偏点需要19次复乘运算，6 个频偏点需要19*6＝114次复乘运算。由于6个频偏点中的3个值是其 他3个值的相反数，对应的复载波波形是互为共轭的，因此减少一半 的乘法运算，即只需57次复乘运算。在32个时钟周期内必须算完， 至少需要57/32＝2个复数乘法器，即8个实数乘法器。
[0012] 粗相关后，时间上的不确定度仍有32个采样点，需要利用A CODE 的后半部分进行细相关。细相关利用粗相关得到的起始位置找到后半 部分对应的起始位置，以该位置前后16个采样点(共33个点)作为 起始位置进行细搜索。细搜索所用的采样点数为4864。比较33个相关 值，相关值最大所对应的位置即为最佳位置。细相关计算需要4864*33 次复乘运算，但有4跳的时间来处理(同一频率的B CODE至少在4跳 后)，因此需要4864*33/(9728*4)＝5个复数乘法器，即20个实数乘法 器。
[0013] 在最佳位置，对频偏进行更细的搜索，搜索步进为100Hz，搜索范 围为±3kHz，需搜索30个频偏点。为了减少频偏点上搜索的计算量， 每256个采样点积分后清0，将4864个采样点降为19个点后，再在 30个频偏点进行搜索。需要19*30/2＝285次复乘运算。
[0014] 捕获到A CODE，完成跳同步后，继续用该频率搜索第2组初始同 步频码，并在与捕获时的相应位置(相隔4跳或其整数倍)进行搜索。 由于A CODE的4跳重复了5遍，因此搜索的位置有可能仍是A CODE， 排除方法为利用接收数据与对应的本地A CODE做相关，若相关值低于 门限，说明不是A CODE，则对该跳按照普通数据跳的处理方式进行定 时跟踪、载波跟踪与解调译码后，提取出TTOD[22:17]。
[0015] 在高速率下(8M、4M、2M)，定时跟踪利用每跳的跳头与跳尾进行， 由于跳头与跳尾的内容是已知的，因此在当前最佳采样点及其前后两 点，共3个位置利用接收的跳头与跳尾数据与本地已知的头与跳尾波 形进行相关，判断哪个位置的相关值最大，作为最佳采样点。
[0016] 在低速率下(125k、250k)，采用了扩频(扩频比为16和32)，因 此定时跟踪利用1024个数据码元进行。仍然是在当前最佳采样点及其 前后两点，共3个位置利用接收的数据符号与本地扩频码波形做相关： 一个符号(扩频周期)内，利用接收数据与扩频码波形做相关，由于 有0、1两种情况，因此先比较每个符号0、1时的相关值，取大者作 为该符号的相关值，再将所有数据符号的相关值求和作为最后的相关 值。
发明内容
[0017] 针对现有技术的不足，本发明公开了一种FHSS-GMSK系统多重同 步方法，用于解决现有技术中针对GMSK信号进行粗细两种相关找粗同 步，粗频偏然后精确同步和精频偏方法过于复杂，并且抗噪效果受限 的问题。
[0018] 本发明通过以下技术方案予以实现：
[0019] 一种FHSS-GMSK系统多重同步方法，所述同步方法包括以下步骤：
[0020] S1对GMSK信号设置三级同步跳架构；
[0021] S2对GSMK信号独立调整；
[0022] S3对S2中的GSMK信号同步处理和频偏计算；
[0023] S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步。
[0024] 更进一步的，所述S1中，设置三级同步，在GSMK每一秒设置一 个初始同步跳，采用4组独立的GSMK调制信号用于同步跳；
[0025] 第二级在每一个时隙采用2组独立的GSMK调制信号用于第二级同 步和频偏校准；
[0026] 第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准。
[0027] 更进一步的，所述S2中，采用4组独立GSMK调制的训练序列， 并且每一段的GSMK都是独立调制，从调制器的处理流程是，输入的数 据序列是由{0，1}序列组成的二进制数据序列；GMSK调制之前，首先 需要进行差分编码，然后将归零信号转化为不归零序列，即：
[0028]
[0029]
[0030] 其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。
[0031] 更进一步的，调制过程为：
[0032] 在调制之前要先进行成型滤波，选择合适的成型滤波函数g(t)，
[0033]
[0034] 其中rect(x)定义为:
[0035]
[0036] h(t)定义其中：
[0037] B是冲激响应为h(t)且具有3db带宽的滤波器，T是一个输入数 据比特的延时；
[0038] 符号序列a[n]与g(t)进行卷积，得到频率函数，再与π相乘，得到 相位函数 为[0039]
[0040] 其中h为调制系数；载波调制处理：
[0041] I＝cosΘ
[0042] Q＝cosΘ
[0043] 更进一步的，GSMK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号 GSMK调制，发射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是fs/rb，其中fs是采样频率，rb是符号速率，第二种是本地预存同步信号 loc_S,没有进行过采样。
[0044] 更进一步的，所述S3中，对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时 以1/OSR符号的间隔进行搜索，每1/OSR个符号用接收数据与已知同 步头进行相关。
[0046]
[0047] 公式中每一段的长度onel，每一跳分段数量是M，OSR是GSMK信号的 过采样倍数；接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步 信号loc_s没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR 个信号和对应的本地信号相关；
[0048] 搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加，段间信号标量 叠加；分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步 点，也就是maxPOS也即是同步头起始位置；
[0049] [maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))
[0050] 此时能够修正的最大频偏
[0051]
[0052] 频偏搜索值为：
[0053]
[0054] 在计算掐后两段共轭相乘相加求频偏时，需要首先去除原始的调 制信号；
[0055] r_pss(t)＝loc_S*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)
[0056] 前后两段共轭相乘，求得频偏,如果有4段，那么能够求得3个频 偏数值，这三个频偏数值求平均，能够得到更加准确的频偏数值：
[0057]
[0058]
[0059] Δf＝mean(Δfm)。
[0060] 更进一步的，所述S4中，同步是根据训练序列的相关特性获得的 TRAINING，经过GMSK无内插和高速滤波映射后得T_SEQ；训练序列经 过信道后，在接收端接收到的信号为：
[0061]
[0062] 其中h是信道冲击响应，w是信道噪声，用TSEQ[-]*与上式卷积的到：
[0063]
[0064] 上式中第三步的近似式是基于w为白噪声及TSEQ具有白噪声特性； 如果接收到的突发信号与TSEQ[-]*求卷积，其结果用v表示，那么在v 中包含了信道冲击响应，采用滑动窗技术同时完成同步和信道估计。
[0065] 更进一步的，在GSM系统中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步， 该同步确定接收信号的采样时间；滑动窗技术的是用r与TSEQ[-]*卷积 获得信号h:
[0066] h＝r*TSEQ[-]*
[0067] 在获得采样同步和估计出信道冲击响应之后，匹配滤波器的输出 为：
[0068] y＝r*h*[-]
[0069] 输出完成之后，由于匹配滤波输出的信号y是过采样信号，此时继 续和发射信号进行相关
[0070] 此时y继续和TSEQ[-]*进行相关
[0071] yT＝y*TSEQ[-]*
[0072] 最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置[0073] [maxV,maxPOSyT]＝max(yT)。
[0074] 本发明的有益效果为：
[0075] 本发明利用多重同步，能够快速准确的同步和修正频偏；采用独 立的GSMK调制方式，相关同步时不会出现多个相关峰值点。；本地同 步信号采用非高斯滤波且无过采样，这样生成的本地同步序列和接收 序列相关时无需乘法运算，节省了乘法器，并且每一次相关的长度仅 仅是原始同步符号的长度。跳内训练序列滑动相关得到匹配滤波器h， 接收信号r匹配滤波后然后再和本地训练序列相关，找到匹配滤波后 的同步点，这样完成了最终每一跳内的同步，真正使得三重同步无缝 连接。附图说明
[0076] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面 将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而 易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域 普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还根据这些附图 获得其他的附图。
[0077] 图1是现有技术中GSMk的接收流程图；
[0079] 图3是GSMK帧结构图；
[0080] 图4是GSMK独立调制图；
[0081] 图5是发射信号的GSMK调制器图；
[0082] 图6是本地预存用于同步的GSMK信号loc_S图；
[0083] 图7是初始相位相同时会出现多个相关峰值点图；
[0084] 图8是初始相位不同时仅会出现一个相关峰值点图；
[0085] 图9是最终滑动相关的峰值点图；
[0086] 图10是GMSK-FHSS信号的多重同步流程图。
具体实施方式
[0087] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结 合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是 全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有 作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护 的范围。
[0088] 本实施例中为了提升系统频偏测量的可靠性，提升系统同步捕获 的准确性，设置三级同步，在GSMK每一秒设置一个初始同步跳，采用 4组独立的GSMK调制信号(4*345)用于同步跳。第二级在每一个时隙 采用2组独立的GSMK调制信号(2*621)用于第二级同步和频偏校准。 第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准。
[0089] 图2是三级同步帧机构图，第一级初始同步跳段分的多并且短， 易于适用大频偏。第二级中间同步跳段少并且每一段长，能够估计更 加准确。第三级每一跳的训练序列能能在窗内滑动估计出准确的相位 偏移，以及这一跳的主路径位置，用于后面的解调。
[0090] 注意：中间同步跳需要根据前面初始同步跳的位置前后加窗，考 虑后面多径影响，主路径可能在一定范围内跳动，为此按照初始同步 跳位置；前后8*OSR个点搜索最大相关数值。并且初始同步跳每一次都 要重新计算更新。
[0091] 当然为了系统的简化，也可采用2级同步处理，图3是GSMK帧结 构图举例图。
[0092] GSMK独立调整原理和实现步骤：上面同步跳中无论是初始同步跳 还是中间同步跳，每一跳都是多个独立的GSMK调制数据块组成的，并 且每一块都是M序列或者GOLD序列，不同块间相位不同。
[0093] 图4是GSMK独立调制GSMK独立调制的含义是输入GSMK调制器都 是独立输入，也就是输入完成d1序列，完成调制之后再输入d2序列， 然后再依次输入d3,d4序列。把各自调制完成的序列再次串联起来。 连续调制就是首先[d1,d2,d3,d4]串联起来再调制。独立调制时先调制 在串联。独立调制的优势是每一段信号能够独立处理，和前后段没有 相位上的关联。
[0094] 采用4组独立GSMK调制的训练序列，并且每一段的GSMK都是独 立调制，也就是都是从
[0095] 调制器的处理流程是，输入的数据序列是由{0，1}序列组成的二 进制数据序列。GMSK调制之前，首先需要进行差分编码，然后将归零 信号(RTZ)转化为不归零序列(NRZ)，即：
[0096]
[0097]
[0098] 其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。
[0099] 调制过程：
[0100] 在调制之前要先进行成型滤波。要选择合适的成型滤波函数g(t)，[0101]
[0102] 其中rect(x)定义为:
[0103]
[0104] h(t)定义为
[0105]
[0106] 其中： BT＝0.3
[0107] B是冲激响应为h(t)且具有3db带宽的滤波器。T是一个输入 数据比特的延时。
[0108] 符号序列a[n]与g(t)进行卷积，得到频率函数，再与π相乘，得到 相位函数为
[0109]
[0110] 其中h为调制系数，举例系统取值为0.5。
[0111] 载波调制处理：
[0112] I＝cosΘ
[0113] Q＝cosΘ
[0114] GSMK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号GSMK调制，发 射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是fs/rb，其中fs是 采样频率，rb是符号速率..第2种是本地预存同步信号loc_S,没有进 行过采样。图5是发射信号的GSMK调制器；图6是本地预存用于同步 的GSMK信号loc_S图；本地预存的GSMK同步信号loc_S，是无需经过 高斯内插滤波模块。采用的是基带速率fb。故此存储量变小，以及后 续相关运算量极大降低，相关精度还达到Tb/OSR.OSR是过采样倍数， 也就是发射的同步信号的内插倍数。
[0115] 下面仿真了4段GSMK信号非独立调制且每一段GSMK调制的原始 信号相同时，出现多个相关峰值点。如果采用GSMK信号独立调制，并 且原始同步信号初始相位不同，仅仅出现一个相关峰值点，这样就很 容易找到相关峰值。计算简单准确。图7是初始相位相同时会出现多 个相关峰值点；图8是初始相位不同时仅会出现一个相关峰值点。
[0116] 同步处理和频偏计算：一个同步跳内分成多个同步块，并且为了 增强抗噪性能，多个分段相关结果绝对数值叠加。并且每一段的PN序 列不相关，同时利用前后两段的相位差也同步计算出频偏大小。尽管 发射信号时GMSK信号，但是本地仍采用1，-1交替的信号，还避免了 乘法运算，故此次针对GMSK信号的同步和相关具有很高的创新性，为 了拓展后续对更大频偏的兼容性，外围采用频偏预设并行的方式进行 同步和频偏测量。
[0117] 对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时以1/OSR符号的间隔进行 搜索，即每1/OSR(例如OSR：4,8等)个符号用接收数据与已知同步头 进行相关.
[0118] 本系统的多普勒加钟差的量级约2*10-6，在2GHz的载波频率下， 产生的频偏值约为2GHz*2*10-6＝4kHz，已知最大移动速度是1.5km/s, 故此最大频偏是10KHZ，捕获时在345个符号下产生的最大相位旋转量 为2*π*14kHz*345/12.5MHz＝14*345/12500*2*π＝
0.38*2*π，对捕获 所造成的损失有限，忽略。分段搜索算法如下,
0.38*2*π，对捕获 所造成的损失有限，忽略。分段搜索算法如下,
[0119]
[0120] 上面公式中每一段的长度onel(例如等于345,691)，
[0121] 每一跳分段数量是M(例如等于2，4)
[0122] OSR是GSMK信号的过采样倍数(一般取4，8)
[0123] 接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步信号loc_s 没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR个信号和 对应的本地信号相关。达到速率一致的目的，同时还降低了整个系统 相关的长度。上述搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加， 段间信号标量(绝对值)叠加。
[0124] 分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步点， 也就是maxPOS也即是同步头起始位置。
[0125] [maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))
[0126] 此时能够修正的最大频偏
[0127]
[0128] 最大修正频偏计算得到±12.5*10^6/(2*345)＝±18kHz
[0129] 如果存在更大的多普勒，最大会有±18kHz*3＝±54kHz的频偏，因 此相关时，首先要在大间隔的频偏点上也进行搜索，搜索的间隔为 18kHz，共需要搜索3个频偏点。频偏搜索值为：
[0130]
[0131] 在各自搜索的频点内进行分段相关。当然也降低每一段的长度， 适应更大频偏要求。
[0132] 对于频偏。
[0133] 在计算掐后两段共轭相乘相加求频偏时，需要首先去除原始的调 制信号。
[0134] r_pss(t)＝loc_S*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)
[0135] 前后两段共轭相乘，求得频偏,如果有4段，那么能够求得3个频 偏数值，这三个频偏数值求平均，能够得到更加准确的频偏数值：
[0136]
[0137]
[0138] Δf＝mean(Δfm)
[0139] 初始同步时频率偏移比较大，采用4*309的方式求取频偏和同步。
[0140] 同步头由于完成了频偏校准和同步后，后续数据跳中的训练序列 的压力降低。在一个时隙内频率变动一般很小(例如小于1000HZ)，
[0141] 中间同步跳进一步修正频偏，使得频偏大小控制在500HZ以内。 这样小的频偏[0142] 对系统的解调性能影响有限。故此后续的训练序列不再进行频偏 校准工作。
[0143] 跳内信号的2次同步通过初试同步和中间同步，实际上同步的位 置已经找到，但是为了适应每一跳由于多径原因，主路径相对位置可 能改变，在前面确定的大致位置前后加窗，再次进行跳内的同步。在 此处加窗滑动，只要相关较少的信号就得到匹配滤波器系数，只要根 据同步跳确定的起始位置搜索即可。
[0144] 同步、信道估计和匹配滤波分两步进行。为了完成匹配滤波，必 须先进行同步和信道估计。
[0145] 信道估计和匹配滤波都是以接收信号r为输入，r是接收到的GSM 突发信号的采样序列。过采样因子OSR的定义是fs/rb，其中fs是采样 频率，rb是符号速率，Lh表示信道冲击响应的期望长度，单位是比特时 间。信道估计器将信道冲击响应h输入到匹配滤波器，同时传递估计 出的接收信号r中的突发位置。
[0146] 下面是提取匹配滤波器峰值点周围的点，用于后续的匹配滤波
[0147] 匹配滤波后的信号，再次重新和训练序列相关，找到匹配滤波之 后的最佳采样点。
[0148] 有可能匹配滤波会使得最佳采样点偏移。
[0149] 同步是根据训练序列的相关特性获得的TRAINING，经过gMSK无内 插和高速滤波映射后得T_SEQ。训练序列经过信道后，在接收端接收 到的信号为：
[0150]
[0151] 其中h是信道冲击响应，w是信道噪声，用TSEQ[-]*与上式卷积的到：
[0152]
[0153] 上式中第三步的近似式是基于w为白噪声及TSEQ具有白噪声特性。 如果接收到的突发信号与TSEQ[-]*求卷积，其结果用v表示，那么在v 中包含了信道冲击响应，这样，采用滑动窗技术同时完成同步和信道 估计。
[0154] 在GSM系统中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步，该同步确 定接收信号的采*样时间。滑动窗技术的是用r与TSEQ[-]卷积获得信号 h:
[0155] h＝r*TSEQ[-]*
[0156] 在获得采样同步和估计出信道冲击响应之后，匹配滤波器的输出 为：
[0157] y＝r*h*[-]
[0158] 输出完成之后，由于匹配滤波输出的信号y是过采样信号，此时继 续和发射信号进行相关
[0159] 此时y继续和TSEQ[-]*进行相关
[0160] yT＝y*TSEQ[-]*
[0161] 最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置。 [maxV,maxPOSyT]＝max(yT)
[0162] 图9是最终滑动相关的峰值点图；整个算法处理流程如图10所示， 整个流程涉及到3个加窗位置：
[0163] 第一个位置：初始同步后，确定中间同步跳相关位置的起始点和 终点，第一次加窗。
[0164] 第二个位置：定中间同步跳相关后，确定匹配滤波的起始点和终 点，第二次加窗。
[0165] 第三个位置：匹配滤波后的信号y和本地同步序列相关，规定相 关的起始和终点，第三次加窗。
[0166] 本发明利用多重同步，能够快速准确的同步和修正频偏；采用独 立的GSMK调制方式，相关同步时不会出现多个相关峰值点。；本地同 步信号采用非高斯滤波且无过采样，这样生成的本地同步序列和接收 序列相关时无需乘法运算，节省了乘法器，并且每一次相关的长度仅 仅是原始同步符号的长度。跳内训练序列滑动相关得到匹配滤波器h， 接收信号r匹配滤波后然后再和本地训练序列相关，找到匹配滤波后 的同步点，这样完成了最终每一跳内的同步，真正使得三重同步无缝 连接。
[0167] 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管 参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员 应当理解：其依然对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者 对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相 应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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