专利汇可以提供Sampling signal generating circuit专利检索,专利查询,专利分析的服务。并且PURPOSE: To realize the sampling signal generating circuit in which a sampling frequency is increased.
CONSTITUTION: The sampling signal generating circuit generating sampling signals whose timing is deviated little by little by changing a reference voltage is provided with a transistor (TR) 8 whose collector connects to a 1st voltage source V1 and conductive /nonconductive by a trigger signal 105, a step recovery diode 11 whose anode connects to a 2nd voltage source V2, a 1st resistor 9 used to connect the emitter of the TR 8 and a cathode of the step recovery diode 11, and a 2nd resistor 10 connecting the cathode of the step recovery diode 11 and a point of a reference voltage Vs.
COPYRIGHT: (C)1996,JPO,下面是Sampling signal generating circuit专利的具体信息内容。
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、サンプリング・オシロスコープ等に用いられるサンプリング信号発生回路に関し、特に高速動作が可能なサンプリング信号発生回路に関する。
【0002】
【従来の技術】サンプリング・オシロスコープ等では、
高速の繰り返し波形を測定するために基準時間から少しずつ時間をずらして被測定波形をサンプリングすることにより、繰り返し波形を測定している。
【0003】このようにサンプリング信号発生回路では鋸波信号と外部からの基準電圧を比較してサンプリング信号を発生させ、前記基準電圧を少しずつ変化させることによってサンプリング信号のタイミングを少しずつずらして行く。
【0004】一般に、前記鋸波信号は急峻に変化させるためファーストランプ電圧と、また前記基準電圧は少しずつゆっくりと変化させるためスローランプとそれぞれ呼ばれている。
【0005】また、前記鋸波信号を発生させるためにファーストランプ回路等が用いられており、例えば、ファーストランプ回路では容量を充放電することにより鋸波信号を発生させている。
【0006】図7はこのようなファーストランプ回路を用いた従来のサンプリング信号発生回路の一例を示す回路図である。 図7において1及び2はトランジスタ、3
及び4は定電流源、5は容量、6はダイオード、7は比較器、100及び101はトリガ信号、102は鋸波信号、103は基準電圧、104はサンプリング信号である。
【0007】トリガ信号100及び101はトランジスタ2及び1のベースに入力され、トランジスタ1及び2
のエミッタはそれぞれ定電流源3の一端に接続される。
トランジスタ2のコレクタは定電流源4の一端、容量5
の一端、ダイオード6のアノード及び比較器7の反転入力端子にそれぞれ接続される。
【0008】比較器7の非反転入力端子には基準電圧1
03が入力され、比較器7はサンプリング信号104を出力する。 また、トランジスタ1のコレクタ及び定電流源4の他端は第1の正電圧源に、ダイオード6のカソードは第2の正電圧源に、定電流源3の他端は負電圧源に、さらに、容量5の他端はコモン電圧にそれぞれ接続される。
【0009】ここで、図7に示す従来例の動作を図8を用いて説明する。 図8は図7に示す従来例の動作を示すタイミング図である。 図8において(a)はトリガ信号100、(b)はトリガ信号101、(c)は鋸波信号102、(d)基準電圧103、(e)はサンプリング信号104である。
【0010】トリガ信号100及び101は互いに論理レベルが相反する信号であり基準時間毎に論理レベルが反転する。 このようなトリガ信号100及び101がトランジスタ2及び1のベースに印加されるとトランジスタ1及び2は交互に”ON”、”OFF”することになる。
【0011】トリガ信号100及び101によってトランジスタ1が”OFF”、トランジスタ2が”ON”になった場合、容量5に充電されていた電荷はトランジスタ2を介して放電され鋸波信号102の電圧が図8中”
イ”のように降下する。この降下速度は容量5の容量値、定電流源3及び4の出力電流値によって求まるものである。
【0012】その後、(a)トリガ信号100及び(b)トリガ信号101が図8中の破線のように反転することによってトランジスタ1が”ON”、トランジスタ2が”OFF”になると、定電流源4によって容量5
が充電され鋸波信号102の電圧が図8中”ロ”のように上昇する。
【0013】但し、鋸波信号102の電圧がダイオード6のカソードに印加されている電圧、即ち、第2の正電圧源の出力電圧値を越えると図8中”ハ”に示すようにダイオード6が”ON”になって鋸波信号102の電圧上昇は停止して前記出力電圧値と等しくなる。
【0014】比較器7ではこのように発生した鋸波信号102と基準電圧103を比較して図8(e)に示すようなサンプリング信号104を発生させる。
【0015】従って、基準電圧103を少しずつ変化させ、例えば、基準電圧103を少しずつ低下させることにより、発生するサンプリング信号104のタイミングが少しずつ遅れて行くことになる。
【0016】この結果、サンプリングのタイミングを少しずつずらしながら繰り返し波形をサンプリングすることによりGHz程度の高速波形の観測が可能になる。
【0017】特に、被測定波形にノイズ成分が多く含まれ、信号成分が小さい場合にはサンプリング回数を多くして平均をすることによりS/Nを向上させることができる。 例えば、サンプリングされた測定データを”N
個”とするとノイズ成分を”1/N 1/2 ”に抑えることができる。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図7に示す従来例ではサンプリング回数を多くして平均をする場合には測定時間が長くなってしまう。 この測定時間を短縮するためにはサンプリング周波数を高速にすれば良いが、
鋸波信号102は前述のように容量5の充放電によって発生させるため繰り返し周波数を100MHz以上にすることは実用上困難であると言った問題点がある。 従って本発明の目的は、サンプリング周波数を高速することが可能なサンプリング信号発生回路を実現することにある。
【0019】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成するために、本発明では、基準電圧を変化させ少しずつタイミングをずらしたサンプリング信号を発生させるサンプリング信号発生回路において、コレクタが第1の電圧源に接続され、トリガ信号によりオンオフするトランジスタと、アノードが第2の電圧源に接続されたステップリカバリー・ダイオードと、前記トランジスタのエミッタと前記ステップリカバリー・ダイオードのカソードとの間を接続する第1の抵抗と、前記ステップリカバリー・ダイオードのカソードと前記基準電圧との間を接続する第2の抵抗とを備えたことを特徴とするものである。
【0020】
【作用】基準電圧を少しずつ変化させてステップリカバリー・ダイオードの順方向電流と逆方向電流との比を少しずつ変化させることにより、サンプリング信号の発生タイミングを少しずつ変化させ、サンプリング周波数を高速にすることができる。
【0021】
【実施例】以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。
図1は本発明に係るサンプリング信号発生回路の第1の実施例を示す回路図である。 図1において8はトランジスタ、9及び10は抵抗、11はステップリカバリー・
ダイオード(Step Recovery Diode :以下、SRDと呼ぶ。)、105はトリガ信号、106は基準電圧、10
7はサンプリング信号である。
【0022】トリガ信号105はトランジスタ8のベースに入力され、トランジスタ8のエミッタは抵抗9の一端に接続される。 抵抗9の他端は抵抗10の一端及びS
RD11のカソードに接続されると共にサンプリング信号107を出力する。
【0023】また、抵抗10の他端には基準電圧106
が入力され、トランジスタ8のコレクタは第1の電圧源に、SRD11のアノードは第2の電圧源にそれぞれ接続される。
【0024】ここで、図1に示す第1の実施例を図2及び図3を用いて説明する。 図2は図1に示す第1の実施例の動作を示すタイミング図であり、図3はSRDの蓄積時間とSDRに流れる電流との関係を示す特性曲線図である。
【0025】第1及び第2の電圧源の出力電圧を”V
1”及び”V2”、基準電圧106を”Vs”とした場合、それぞれ以下に示す関係を有するように設定する。 V1>V2>Vs (1)
【0026】さらに、トリガ信号105がローレベルの時にトランジスタ8が”OFF”になり、トリガ信号1
05がハイレベルの時にトランジスタ8が”ON”になると共に、トランジスタ8からSRD11のカソードにSRD11の順方向電流以上の電流が供給されるように第1及び第2の電圧源の出力電圧及び基準電圧106をそれぞれ設定する。
【0027】従って、トリガ信号105がローレベルであるとトランジスタ8は”OFF”になり、SRD11
には図1中”イ”に示すような順方向電流が流れてSR
D11が”ON”になる。 この時、サンプリング信号1
07は電圧”V2”と電圧”Vs”との間の値となり、
図2中”ハ”に示すようになる。
【0028】一方、トリガ信号105がハイレベルになるとトランジスタ8が”ON”になると共にSRD11
には逆方向電流が流れ出す。 但し、SRD11はすぐに”OFF”にはならないので、SRD11の端子間電圧はほとんど変化せずサンプリング電圧107は図2
中”ニ”に示すようになる。
【0029】そして、図2中”ニ”に示す状態が一定時間経過するとSRD11は”OFF”となり、サンプリング信号107は電圧”V1”と電圧”V2”との間の値となり、図2中”ホ”に示すようになる。
【0030】すなわち、トリガ信号105がハイレベルになってからSRD11が”OFF”に遷移するまで、
図2中”ヘ”に示すような遅延が生じることになる。 この遅延時間を”t S ”、SRD11固有のキャリアのライフタイムを”τ”、前記順方向電流及び逆方向電流をそれぞれ”I F ”及び”I R ”とすると、 t S /τ=ln(1+I F /I R ) (2) となる。
【0031】前記遅延時間”t S ”は蓄積時間と呼ばれており、前記”t S /τ”を縦軸に、前記”I F /I
R ”を横軸にとると図3に示すような関係になる。従って、基準電圧106を少しずつ変化させて”I F /I
R ”の比を少しずつ変化させることにより、サンプリング信号107の発生タイミングを少しずつ変化させることが可能になる。
【0032】但し、図3に示す特性曲線図では直線状に変化するのではなく曲線を描いているため、発生タイミングは基準電圧106に対して直線的に変化せず誤差が生じてしまい補正が必要になる。
【0033】補正の方法としては、例えば、マイクロプロセッサ等を用いる場合には補正テーブル等を用いて予め補正した基準電圧106を発生させたり、アナログ的に補正する補正回路を基準電圧106と抵抗10の他端との間に設けたりする。
【0034】また、本サンプリング信号発生回路をサンプリング・オシロスコープに用いる場合には画面にサンプリング・データを表示する際に補正をする方法もある。
【0035】さらに、”I F /I R ”の変化量が小さい場合、例えば”0.01〜0.1”の範囲で用いれば補正量は小さくすることができる。
【0036】この結果、従来例のように容量の充放電が不要になるので、サンプリング周波数を高速することが可能になる。
【0037】なお、図4は本発明に係るサンプリング信号発生回路の第2の実施例を示す回路図である。 ここで、8,9,10及び11は図1と同一符号を付してある。 図4において12は容量、13は伝送線路、105
aはトリガ信号、106aは基準信号、107aはサンプリング信号である。
【0038】接続関係については図1に示す第1の実施例とほぼ同様であり異なる点は、抵抗9及び10の接続点とSRD11のカソードとの間に伝送線路13を設け、抵抗9及び10の接続点とコモン電圧の間に容量1
2を設けた点である。
【0039】ここで、図4に示す第2の実施例の動作を図5を用いて説明する。 ここで、図5は図4に示す第2
の実施例の動作を示すタイミング図であり、図5において(a)はトリガ信号105a、(b)はサンプリング信号107aである。
【0040】また、基本動作は第1の実施例と同様であるので説明は省略する。
【0041】SRD11が”OFF”になると蓄積時間経過後に電圧が極めて急峻に立ち上がり、その波形が伝送線路13を伝播して容量12に到達する。 容量12では伝播してきた波形が逆特性で反射されてSRD11に戻ってくる。
【0042】従って、図5中”イ”に示す部分は前記反射波によって相殺され、図5中”ロ”に示す幅を有するパルスがサンプリング信号107aとして出力される。
ここで、図5中”ロ”は伝送線路13の往復時間に相当する。
【0043】さらに、図6は本発明に係るサンプリング信号発生回路の第3の実施例を示す回路図である。 図6
において8aはトランジスタ、11aはSRD、12
a,18及び19は容量、13a及び13bは伝送線路、14,15,16及び17は抵抗である。 また、1
05bはトリガ回路、106bは基準電圧、107b及び107cはサンプリング信号である。
【0044】トリガ信号105bはトランジスタ8aのベースに入力され、トランジスタ8aのコレクタは抵抗14の一端及び容量18の一端に接続される。 一方、トランジスタ8aのエミッタは抵抗15の一端及び容量1
9の一端に接続される。
【0045】容量18の他端は容量12aの一端、伝送線路13aの一端及び抵抗16の一端にそれぞれ接続され、容量19の他端は容量12aの他端、伝送線路13
bの一端及び抵抗17の一端にそれぞれ接続される。
【0046】伝送線路13aの他端はSRD11aのアノードに接続されると共にサンプリング信号107bを出力する。 また、伝送線路13bの他端はSRD11a
のカソードに接続されると共にサンプリング信号107
cを出力する。
【0047】また、抵抗14の他端は電圧源に接続され、抵抗16の他端には基準電圧106bが入力され、
抵抗15及び17の他端はコモンに接続される。
【0048】図6に示すような回路を用いることによって図6中”イ”及び”ロ”に示すような差動のサンプリング信号107b及び107cを得ることができる。
【0049】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。 基準電圧を少しずつ変化させてSRDの順方向電流と逆方向電流との比を変化させSRDの蓄積時間を変化させることにより、
サンプリング周波数を高速することが可能なサンプリング信号発生回路が実現できる。
【図1】本発明に係るサンプリング信号発生回路の第1
の実施例を示す回路図である。
【図2】第1の実施例の動作を示すタイミング図である。
【図3】蓄積時間とSDRに流れる電流との関係を示す特性曲線図である。
【図4】本発明に係るサンプリング信号発生回路の第2
の実施例を示す回路図である。
【図5】第2の実施例の動作を示すタイミング図である。
【図6】本発明に係るサンプリング信号発生回路の第3
の実施例を示す回路図である。
【図7】ファーストランプ回路を用いた従来のサンプリング信号発生回路の一例を示す回路図である。
【図8】従来例の動作を示すタイミング図である。
1,2,8,8a トランジスタ 3,4 定電流源 5,12,12a,18,19 容量 6 ダイオード 7 比較器 9,10,14,15,16,17 抵抗 11,11a ステップリカバリー・ダイオード 13,13a,13b 伝送線路 100,101,105,105a,105b トリガ信号 102 鋸波信号 103,106,106a,106b 基準電圧 104,107,107a,107b,107c サンプリング信号
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