간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단{POWER OUTPUT UNIT WITH AN PRE-DISTORTER AND ADAPTIVE FEEDFORWARD LINEARIZER BASED ON INTERFERENCE SUPPRESS SYSTEM FILTER UNIT FOR MOBILE TELECOMMUNICATION EQUIPMENTS}

본 발명은 이동통신장치의 출력단에 관한 것으로, 다른 주파수 대역과 분리도가 높도록 인접채널누설비 특성을 최대화시킴과 동시에, 전력 증폭기의 출력을 피드백 신호로 입력받고, 전력 증폭기의 출력단에서 혼변조 왜곡을 상쇄시켜 비선형성을 완벽하게 제거할 수 있는 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단에 관한 것이다.

일반적으로, 일반적으로, 이동통신장치의 송신부(TX: Transmitter)에서는 데이터를 포함한 전송 신호를 고주파 신호로 변환하고, 적절한 전력으로 증폭하여 다른 주파수의 간섭없이 전송하면, 수신부(RX: Receiver)에서 대기중의 각종 잡음과 간섭신호 중에서 원하는 주파수 대역만을 필터링하여 수신한 후, 잡음을 최소화하면서 미약한 신호를 증폭하여 이용가능한 크기로 생성하고, 변환된 고주파 신호의 주파수를 낮추어 실제 신호를 복구해낸다.

여기서, 송신부는 수신단에서 충분히 신호를 받을 수 있도록 적절한 최종단 전력으로 내보내야 하며, 전달하고자하는 주파수 이외의 성분을 방출하지 않도록 해야하고, 여러 주파수 채널을 사용하는 경우, 서로 간섭없이 내보낼 수 있어야 한다.

또, 수신부는 송신단에서 송출된 미약한 신호를 증폭시켜야 하므로, 다단계의 증폭단이 요구되며, 대기중의 각종 잡음과 간섭신호를 최대한 억제하고, 여러 주파수 채널을 사용하는 경우, 원하는 채널만을 정확하게 골라내야하며, 외부에서 다양한 주파수 성분이 들어오는 것을 막거나 걸러내야 한다.

즉, 다양한 주파수 신호가 방출되어 이동하는 경로인 대기를 매질로 하기 때문에, 전자파는 많은 잡음을 가지게 되고, 대기중의 여러 요소들로 인해 감쇄되므로, 이동통신장치의 출력단에서는 큰 전력(Power, dBm(W))과 이득(Gain, dB)으로 신호를 송출해야 한다.

여기서, 이동통신장치인 기지국(Base Station)과 중계기(Repeater)의 출력 전력(Output Power) 효율은 대략 10% 정도로 매우 낮으며, 이는 20W의 RF 신호 출력을 얻기 위해서 200W의 전력이 요구됨을 뜻하고, 나머지 200W-20W=180W는 열로 변환되어 열 방출장치에 의해 대기중으로 방출된다는 것을 의미한다.

또, 열 방출장치는 팬(Fan) 또는 에어컨과 같은 방열장치 및 방열판을 이용하며, 상기 방열장치 및 방열판은 이동통신장치의 전체 무게 및 부피의 30%를 차지하기 때문에, 출력단의 효율이 높아진다면 공급전력의 경제성과 함께 이동통신장치의 무게 및 부피를 줄일 수 있다.

한편, 이동통신장치 중 출력단의 전력 효율이 낮은 이유는 통신 신호의 특성상 다른 채널이나 주파수에 영향을 주지 않기 위한 특성인 인접채널누설비(ACLR: Adjacent Channel Leakage Power Ratio)를 만족해야 하기 때문이다.

여기서, 도 1을 참조하면, 인접채널누설비는 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)의 선형성을 나타내는 지표로서, WCDMA에서는 전력 증폭기 선형성을 나타내는 표준 규격으로, 중심 채널 전력과 특정 오프셋 주파수만큼 떨어진 지점의 전력 간의 차이를 dBc로 나타낸 것이며, 인접채널누설비(ACPR)와 결과는 같다.

도 2는 종래 기술에 따른 기지국 및 중계기의 출력단을 개략적으로 도시한 도이고, 도 3은 종래 기술에 따른 통신 장치의 단일 채널 출력을 출력 스펙트럼 밀도로 도시한 그래프이다. 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)의 입력 신호는 그 전단의 구동 증폭기(DA: Driving Amplifier)에서 증폭된다.

그리고, 상기 구동 증폭기의 출력인 전력 증폭기의 입력 신호의 전력 크기(Power Value)는 대략 0 내지 10dBm 정도이고, 전력 증폭기의 출력 신호의 이득(Gain)은 대략 30dB 내지 50dB로 설계된다.

여기서, 도 3을 참조하면, 전력 증폭기의 효율은 전력 증폭기가 감당할 수 있는 가장 높은값인 포화점(Saturation Point)에 근접할수록 높아지는데, 이러한 경우 전력 증폭기는 비선형 특성 영역으로 진입하게 되므로, 출력 신호의 특성은 스펙트럼이 높아짐(Spectral Growth)으로 인해 인접채널누설비가 수용할 수 없는 상태로 회손(Distortion)된다.

따라서, 이러한 회손을 최소화시키기 위해 전력 증폭기를 선형성이 확보된 영역에서 동작시키기 위해 효율을 낮추는 것이다.

이때, 인접채널누설비를 포함한 출력 신호의 특성은 전력 증폭기의 특성뿐 아니라, 입력 신호의 특성에도 직접적으로 영향을 받는데, 위의 설명은 입력 신호의 특성이 같다고 가정하고 비교한 것이다.

또, 상기 전력 증폭기를 구성하는 트랜지스터의 특성은 상기 언급한 효율보다 높은 25% 내지 35% 사이이고, 최적의 조건으로 설계한 경우 상기 트랜지스터의 효율이 50% 이상까지도 얻을 수 있으며, 이때의 트랜지스터의 이득은 대략 8dB 내지 20dB정도이다.

한편, 기존의 이동통신장치의 출력 특성은 원하는 대역 내의 신호 크기와 대역 밖의 노이즈 크기의 차이에 의해 정해지며, 이를 아이솔레이션(Isolation) 특성으로 표시하기도 하며, 최근에는 상기 언급한 인접채널누설비로 나타내기도 하는데, 하기에서는 상기 인접채널누설비를 상기 아이솔레이션을 포함한 개념으로 가정하고 설명한다.

이동통신장치의 출력 효율을 높이기 위해서는 이득을 증가시켜야 하는데, 장치에서의 증폭은 원하는 대역 내의 신호만이 증폭되는 것이 아니고, 원하는 대역 외의 노이즈도 함께 증폭하게 되므로, 출력단에서 증폭하기 전의 신호의 인접채널누설비 특성이 우수할수록 큰 이득으로 증폭할 수 있고, 이에 따라 원하는 출력을 얻을 수 있게 되는 것이다.

도 2를 참조하면, 이동통신장치의 출력단의 전력 증폭기(PA)의 이득은 30dB 내지 50dB 로 설계되는데, 이 경우에 구동 증폭기(DA)의 출력 특성, 즉 전력 증폭기의 입력 특성(ACLR)이 비교적 우수해도 마지막 전력 증폭기(PA)에서 신호(Signal)와 노이즈(Noise)가 같이 30dB내지 50dB로 증폭되므로 마지막 출력 신호의 특성(ACLR)에 손상(Distortion)이 발생한다.

따라서, 이를 보상하기 위해서는 효율이 낮은 영역, 즉 선형 특성의 영역에서 작동하도록 전력 증폭기를 설계해야 한다.

이러한 문제점을 해결하기 위해, 적응형 피드포워드 선형화회로(AFL: Adaptive Feedforward Linearizer) 또는 디지털 전치왜곡장치(DPD: Digital Pre-Distortion) 등의 선형화 및 혼변조 왜곡제거를 위한 구성 요소들이 부가되었다.

그러나, 종래 기술에 따른 전치 왜곡 장치 또는 적응형 피드포워드 선형화회로를 이용한 출력단의 효율은 WCDMA 경우에 대략 15% 내지 20% 정도로 알려져 있고, 이 만큼의 효율의 향상도 바람직하지만, 출력단의 효율이 높을수록 여러 가지의 장점을 응용한 기술이 도출될 수 있으므로, 본 발명에서는 상기 종래 기술에 따른 이동통신시스템의 전치 왜곡 장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로에 간섭억제시스템 필터유닛을 더 부가한 구성을 적용함으로써, 전치 왜곡 장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로의 선형화 및 간섭억제시스템 필터유닛의 인접채널누설비 증가로 인한 시너지 효과를 유도하여 각각의 방법을 응용했을 경우보다 더 높은 출력단 효율을 얻고자 한다.

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로, 전력 증폭기로 입력되는 주파수 신호가 다른 주파수 대역과 분리도가 높도록 인접채널누설비 특성을 극대화시고, 구동 증폭기(DA)와 전력 증폭기(PA)의 이득(Gain)을 가장 바람직하도록 조정하여 전력 증폭기가 비선형 영역에서 동작될지라도 선형 영역에서 동작된 것과 같은 효과를 가질 수 있는 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 다른 목적은 전력 증폭기의 비선형성을 제거하기 위해, 전력 증폭기의 출력을 피드백 신호로 입력받아 다른 형태의 비선형성을 가지는 주파수 신호를 결합시킴으로써, 전력 증폭기의 비선형성을 제거할 수 있는 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 전력 증폭기의 비선형성을 완벽히 제거하기 위해, 전력 증폭기의 출력 중 혼변조 왜곡신호만을 증폭시켜 전력 증폭기에서 출력된 신호에서 감산시킴으로써, 왜곡 신호를 완벽히 제거하여 선형성을 극대화할 수 있는 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 전력 효율을 증가시켜 입력된 전원의 대부분이 열 로 변환되지 않도록 하고, 이에 따라 방열장치 및 방열판을 제거 및 최소화시켜 기지국 및 중계기를 포함한 장치의 크기 및 무게를 줄여 이동통신장치의 초소형화를 이룰 수 있는 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 제공하는 데 있다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 안테나 또는 다수개의 안테나를 통해 수신된 RF 아날로그 주파수 신호를 입력받아 일정 이득(Gain) 및 전력(Power)을 가진 주파수 신호로 변환하는 구동 증폭기; 상기 구동 증폭기를 통하여 입력된 주파수 신호를 통과 또는 저지시키고, 통과 또는 저지된 주파수 대역을 제외한 간섭 신호 및 리플을 보상하여 제거함으로써 인접채널누설비(ACLR)를 증가시키고, 상기 주파수 신호의 일정 이득 및 전력을 가진 주파수 신호로 변환하는 간섭억제시스템 필터모듈; 상기 간섭억제시스템 필터모듈에서 출력된 주파수 신호의 전력을 증폭시켜 일정 전력 및 이득을 가진 주파수 신호로 변환하여 안테나를 통해 방사하도록 출력하는 전력 증폭기; 상기 전력 증폭기 및 간섭억제시스템 필터모듈에서 출력된 주파수 신호를 입력받고, 상기 전력 증폭기에서 발생되는 혼변조 왜곡(IMD)을 감지하여 미리 왜곡시킴으로써 상기 왜곡을 상쇄하여 상기 전력 증폭기의 출력 신호를 선형화시키는 전치왜곡장치; 상기 간섭억제시스템 필터모듈 및 전력 증폭기에서 출력된 주파수 신호를 입력받고, 상기 간섭억제시스템 필터모듈의 출력 신호에서 상기 전력 증폭기의 출력 신호를 제거하여 혼변조 왜곡(IMD)만을 증 폭하고, 상기 전력 증폭기에서 출력된 신호에서 상기 증폭된 혼변조 왜곡(IMD)을 제거하여 상기 전력 증폭기의 출력 신호를 선형화시키는 적응형 피드포워드 선형화회로를 포함한다.

여기서, 상기 출력단은 상기 전력 증폭기와 상기 간섭억제시스템 필터모듈 및 전치왜곡장치 사이에, 상기 간섭억제시스템 필터모듈 및 상기 전치왜곡장치의 전력을 합산하기 위한 결합기(Combiner)를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

또, 상기 전치왜곡장치는 상기 간섭억제시스템 필터모듈에서 출력되는 신호 중 일부를 추출하기 위한커플러(Coupler)를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 전치왜곡장치는 상기 간섭억제시스템 필터모듈에서 출력된 아날로그 주파수 신호를 디지털로 변환하는 제1 A/D 변환기; 상기 제1 A/D 변환기에서 출력된 디지털 주파수 신호의 피크대평균전력비를 감소시켜 출력하는 CFR(Crest Factor Reduction); 상기 전력 증폭기의 출력인 아날로그 주파수 신호를 피드백 신호로 입력받아 디지털로 변환시키는 제2 A/D 변환기; 상기 제2 A/D 변환기에서 출력된 디지털 주파수 신호를 입력받아 상기 전력 증폭기에서 발생된 왜곡의 크기로 위상이 반전되도록 왜곡시켜 출력하는 DPD(Digital Pre-Distortion); 상기 DPD에서 출력된 주파수 신호를 아날로그로 변환하는 D/A 변환기; 상기 D/A 변환기에서 출력된 신호의 주파수를 높이기 위한 제1 믹서; 상기 제2 A/D 변환기로 입력되는 주파수 신호를 낮추기 위한 제2 믹서; 상기 제1 믹서 및 제2 믹서로 입력되는 각각의 주파수를 위한 국부 발진기; 상기 제2 A/D 변환기에서 전력 증폭기의 출력을 피드백 신호로 받기 위한 커플러를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또, 상기 적응형 피드포워드 선형화회로는 상기 간섭억제시스템 필터모듈의 출력 신호 중 일부 신호를 추출하는 제1 커플러; 상기 제1 커플러의 출력 신호를 일정 시간 딜레이 시키는 제1 시간 지연기; 상기 전력 증폭기에서 혼변조 왜곡(IMD)를 포함한 주파수 신호 중 일부 신호를 추출하는 제2 커플러; 상기 제1 지연기를 거친 출력 신호에서 상기 제2 커플러의 출력 신호를 감산하여 상기 혼변조 왜곡(IMD)이 마이너스 방향으로 출력시키는 제1 결합기; 상기 제1 결합기에서 출력된 혼변조 왜곡의 크기를 증폭시키는 에러 증폭기; 상기 전력 증폭기의 출력 신호를 일정 시간 딜레이 시키는 제2 시간 지연기; 상기 제2 시간 지연기 및 에러 증폭기의 전력을 합산하기 위한 제2 결합기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 전력 증폭기의 이득은 상기 간섭억제시스템 필터모듈에서 출력되는 신호의 인접채널누설비가 높으므로 선형성을 가지는 영역 및/또는 비선형성을 가지는 영역에서 선형적인 출력을 낼 수 있는 범위 내인 것을 특징으로 한다.

또, 상기 구동 증폭기의 이득은 상기 출력단의 전체 이득에서 상기 전력 증폭기의 이득과 상기 간섭억제시스템 필터모듈의 이득 또는 손실의 합을 뺀 나머지 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

더불어, 상기 간섭억제시스템-필터유닛은 일정 대역의 주파수 신호를 통과 및 저지시키고, 통과된 상기 주파수 신호를 증폭시키는 하나 또는 하나 이상의 간섭억제시스템 필터모듈; 상기 간섭 신호를 보상한 필터 모듈에서 발생된 리플 대역을 저지 및 보상시키는 보상 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 간섭억제시스템-필터모듈은 상기 하나 또는 하나 이상의 간섭 억제시스템 필터모듈; 일정 대역의 주파수 신호를 통과 및 저지시키도록 두 개 이상의 직렬 연결되고, 동일한 특성을 가지는 필터; 상기 필터에서 저지 대역에 따라 발생된 삽입 손실을 보상하기 위하여 구비되는 LNA를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또, 상기 필터는 유전체 또는 금속 공동(Metal Cavity) 또는 DR-금속 공동 또는 스트립라인 중 어느 하나로 형성되는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 필터는 유전체 또는 금속 공동(Metal Cavity) 또는 유전체 공진-금속 공동 또는 스트립라인의 조합으로 이루어지는 것을 특징으로 한다.

더불어, 상기 LNA는 상기 필터에서 발생한 삽입 손실을 보상하도록, 삽입 손실에 따른 이득을 가지고, 상기 필터와 직렬 연결되는 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 보상 회로는 상기 간섭억제시스템 필터모듈에서 발생한 리플을 보상하도록, 상기 리플이 발생된 주파수 대역에서 상기 리플 크기 만큼의 진폭을 저지하는 필터로 이루어진 것을 특징으로 한다.

더불어, 상기 필터는 상기 리플이 발생된 주파수 대역 및 리플의 크기 만큼의 진폭을 저지하는 BSF(Band Stop Filter)인 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 필터는 상기 리플이 발생된 주파수 대역 및 리플의 크기 만큼의 진폭을 저지하는 방향성 필터(Directional Filter)인 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 전력 증폭기는 MOSFET 또는 갈륨-나이트라이드(GaN)로 이루어진 전력 트랜지스터(Power Transistor)로 이루어진 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 출력단은 상기 구동 증폭기의 전단에 상기 안테나 또는 다수개의 안테나로 수신된 RF 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.

이상에서 설명한 바와 같이 상기와 같은 구성을 갖는 본 발명은 간섭억제시스템 필터유닛에 의해 인접채널누설비의 특성을 높임으로써, 잡음 및 다른 대역과의 간섭이 없도록 분리도를 높일 수 있고, 구동 증폭기에서 인접채널특성비를 고려하지 않고 이득을 높일 수 있으므로, 전력 증폭기에서 선형 영역 또는 비선형 영역에서 동작할지라도 선형 영역에서 동작한 것과 동일한 효과를 가질 수 있고, 비선형 소자인 전력 증폭기의 비선형 출력 신호를 피드백 신호로 입력받아 입력 신호를 미리 왜곡시킴으로써, 비선형 출력 신호가 서로 상쇄되어 선형성을 가지는 출력 신호를 얻을 수 있어 선형성이 증가됨과 동시에, 비선형 소자인 전력 증폭기의 비선형 출력 신호 중 혼변조 왜곡(IMD) 신호만을 증폭시켜 상기 전력 증폭기의 출력 신호에서 감산시킴으로써, 전력 증폭기에서 발생한 고조파, 간섭 신호, 혼변조 왜곡 등의 잡음을 완벽히 제거할 수 있는 등의 효과를 거둘 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 실시예를 첨부된 예시도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 도시한 도이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 이동통신장치의 출력단은 구동 증폭기(DA, 10), 간섭억제시스템 필터유닛(ISS FU: Interference Supperess System Filter Unit, 30), 전치 왜곡 장치(20), 결합기(Combiner, 40), 전력 증폭기(PA: 50), 적응형 피드포워드 선형화회로(AFL: Adaptive Feedforward Linearizer, 70)를 포함한다.

여기서, 구동 증폭기(10)는 상기 전력 증폭기(50)에서 이득(Gain)과 전력 효율(Power)를 모두 만족시키지 못하기 때문에, 상기 전력 증폭기(50)를 구동시키기 위해, 전단에서 높은 이득(Gain)을 가지고 상기 전력 증폭기(50)의 이득을 보상하도록 이루어진다.

본 발명에서의 구동 증폭기(10)의 이득은 60dB 내지 70dB로 설계되고, 전력 효율보다는 이득 보상을 위해 구비되며, 상기 전력 증폭기(50)에 요구되는 충분한 크기의 입력 신호를 공급하기 위함이다.

또, 상기 전력 증폭기(50)는 출력단에서 안테나(ANT)를 통해 대기중으로 방사할 신호를 높은 전력을 송출해야 하므로, 높은 전력을 상기 전력 증폭기(50)에서 보상한다면, 높은 이득은 상기 구동 증폭기(10)에서 보상하는 것이다.

더불어, 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(ISS FU, 30)은 작동 주파수 대역에서 삽입 손실이 낮고, 스커트, 리플 및 아이솔레이션 특성이 우수함과 동시에 부피 및 무게도 작고 가벼운 것을 특징으로 한다.

도 8을 참조하여 설명하면, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)은 하나 또는 하나 이상의 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31), 보상 회로(33)를 포함한다.

여기서, 두 개 이상의 필터를 직렬로 연결하는 경우, 두 개 이상의 필터 조합에 따른 스커트 및 아이솔레이션 특성은 한 개의 특성과 비교하였을 때 두 배 이상 향상되나, 필터 조합의 또 다른 중요한 특성인 삽입 손실 및 리플 특성이 두 배 이상 증가하게 된다.

따라서, 본 발명에서는 우선 삽입 손실을 보상하고 필터 모듈에서 요구되는 총 이득을 얻기 위해 LNA(LNA: Low Noise Amplifier)를 한 개 이상의 필터와 결합시킨다.

여기서, 삽입 손실(Insertion Loss)은 필터의 중요한 특성 중에 하나로서, 신호가 필터를 통과하면서 손해를 보는 전력을 의미하며, 통과 대역에서 S21이 0dB 보다 작으면 입력된 전력이 모두 출력되지 못했다는 의미이며, 이는 즉 손해를 보는 전력이 발생하였다는 것을 의미한다. 즉, S21이 0dB에서 떨어지는 값만큼을 삽입 손실이라 하고, 이를 dB 로 표시한다.

이때, LNA의 수는 필터 모듈에서 요구되는 이득 특성에 의해 정해지고, 역시 중요한 특성 중에 하나인 잡음 지수(Noise Figure)를 줄이기 위하여 LNA는 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31)의 첫 번째 필터 앞 단에 장착하는 것이 바람직하지만, 삭제해도 무방하다.

상술한 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31)은 스커트, 인접채널누설비 및 이득은 충분히 확보되어 100 와트 이상의 고출력 이동통신장치에 사용될 수 있도록 설계가능하며, 이는 신호 대역 밖의 간섭 잡음(Interference Noise Signal)을 충분 히 억제할 수 있음을 의미한다.

여기서, BPF의 개수에 따라 리플이 증가하게 되는데, 이에 따라 결합하는 BPF의 개수의 배수만큼 리플 특성의 손상이 발생하므로, 이를 충분히 보상(Compensation)하여 필터 모듈의 총 리플 특성은 조정가능하다.

본 발명에 따른 BPF는 모든 종류의 필터를 이용할 수 있으며, 구현 형태에 따라 집중 소자(Lumped Element), 트랜스미션 라인(Transmission line)인 마이크로스트립(Microstrip) 또는 스트립라인(Stripline), 세라믹(Ceramic) 또는 유전체(Dielectric) 또는 도파관(Waveguide), SAW(Surface Acoustic Wave), MEMS, LTCC, FBAR 등이 이용될 수 있다.

여기서, 집중소자는 납 또는 SMD의 L, C 소자를 PCB에 납땜하여 만들 수 있는 소자이며, 수 GHz 이상의 경우 커플링, 공진, 다중 임피던스 연결을 고려하여 구현할 수 있는 마이크로스트립 또는 스트립라인이 이용된다.

그리고, 세라믹 또는 유전체는 파장에 따른 공진을 이용하는 구조적 필터로서, 고 유전체의 유전체 세라믹을 이용하여 신호의 전기적 파장을 줄이고, 더욱 작은 필터를 구현할 수 있도록 이루어진다.

또한, 도파관은 공진 현상을 직접적으로 이용하는 경우로서, 금속 블럭을 이용한 Cavity 방식 또는 유전체를 삽입하는 세라믹 방식이 있으며, SAW는 소형, 경량, 박형을 추구하는 이동통신 단말기와 같은 휴대용 장비의 필터에 이용된다.

또한, 보상 회로(33)가 두 개의 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31) 사이에 리플을 보상하기 위하여 구비되는데, 이때 리플(Ripple)은 신호 통과 대역 내에 서의 삽입 손실의 최고점과 최저점의 차이를 뜻하며 이 값은 S21을 측정하여 얻을 수 있고, 주로 dB로 표시된다.

따라서, 상술한 보상(Compensation)을 실시하기 위해서는, 상기 보상 회로(30)는 상기 리플을 보상하기 위하여, 상기 리플이 존재하는 대역만큼 BSF(Band Stop Filter)를 이용한다.

다시 말하면, 상기 BSF를 이용함으로써 리플이 존재하는 주파수 대역만큼을 통과시키지 못하도록 이루어져, 리플을 보상하는 것이다.

또는, 보상 회로(33)에 방향성 필터(Directional Filter)를 구비하는데, 전송 선로가 2 선식인 경우에 송신 주파수 대역과 수신 주파수 대역을 분리 및 결합시키도록 이루어져, 상기 리플이 존재하는 대역만큼을 분리 및 억제시킨다.

그리고 나서, 나머지 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31)를 상기 보상 회로(33)의 후단에 더 구비하는 것도 바람직하며, 상기 나머지 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31)의 구성 및 동작은 상기 언급한 간섭억제시스템 필터모듈(ISS FM: 31)와 동일하므로 그 설명은 생략하도록 한다.

상술한 간섭억제시스템 필터유닛(ISS FU, 30)을 통하여 인접채널누설비가 최소한 -80dB 이상 정제되었고, 다수개의 LNA로 인해 증폭되어 30dBm인 신호는 전치 왜곡 장치(20)와 결합기(40)로 입력된다.

우선, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력되어 바로 결합기(40)를 거쳐 전력 증폭기(50)로 주파수 신호가 출력되면, 상기 전력 증폭기(50)의 왜곡 정도를 상기 전치 왜곡 장치(20)에서 피드백 신호로 받아 왜곡 정도와 동일한 크기를 가지는 주파수 신호의 위상을 반전시켜 상기 결합기(40)로 출력한다.

이렇게 되면, 상기 결합기(40)는 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 왜곡 신호와 상기 전치 왜곡 장치(20)에서 반전시킨 왜곡 신호를 결합시키게 되고, 이에 따라 왜곡 신호 및 반전된 왜곡 신호가 결합기(40)에서 합쳐짐으로 인해 왜곡되지 않은 신호, 즉 선형적인 주파수 신호가 상기 전력 증폭기(50)에서 출력될 수 있다.

따라서, 전치 왜곡 장치(20)는 전력 증폭기(50)에서 출력된 신호의 왜곡 정도를 피드백 신호로 검출하고, 왜곡된 정도와 동일한 크기를 가지는 주파수의 위상을 반전시켜 미리 왜곡(Pre-Distortion)시킴으로써, 출력단에서의 비선형성을 제거하는 것이다.

마지막으로, 전력 증폭기(PA, 50)는 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 다른 주파수 대역과 분리도가 높도록 인접채널누설비를 높였고, 다시 한번 전치 왜곡 장치(20)에서 전력 증폭기(50)의 비선형성을 제거하고자 미리 왜곡을 시켰으므로, 상기 전력 증폭기(50)는 비선형 영역에서 동작할지라도, 높은 인접채널누설비 특성을 가짐과 동시에 선형적인 특성을 출력할 수 있어 효율을 극대화시킬 수 있다.

즉, 1차적으로는 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비의 특성을 높여 다른 채널 주파수와의 분리도를 높였고, 2차적으로 전치 왜곡 장치(20)에서 선형성을 높이도록 미리 왜곡을 시켰으므로, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)과 전치 왜곡 장치(20)의 시너지 효과로 인해 효율을 극대화시킬 수 있도 록 이루어지는 것이다.

이때, 상기 전력 증폭기(50)는 8dB 내지 20dB 사이의 이득을 가지도록 설계된다.

그리고, 전력 증폭기(50)가 비선형 영역에서 전력을 증폭하더라도, 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비의 특성을 높여 놓았고, 상기 전치 왜곡 장치(20)에서 왜곡 정도를 피드백 신호로 받아 위상을 반전시킨 주파수 신호를 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 주파수 신호와 결합시켰기 때문에, 선형적인 출력을 가지고 전력(Power), 이득(Gain), 효율을 모두 만족시킬 수 있는 것이 본 발명의 특징이다.

따라서, 본 발명은 높은 효율을 가지고 대부분의 입력 신호의 전력이 열로 방사되지 않도록 구성되어, 열 방출장치 및 방열판의 구성이 최소화되어 이동통신장치의 초소형화를 이룰 수 있으며, 전력의 낭비를 줄일 수 있도록 구성되며, 전치 왜곡 장치가 더 부가됨으로써 출력단에서 발생될 수 있는 비선형적인 왜곡을 미리 제거시킬 수 있도록 피드백 제어할 수 있다.

한편, 상술한 간섭억제시스템 필터유닛(ISS FU, 30)을 통하여 인접채널누설비가 최소한 -80dB 이상 정제되었고, 다수개의 LNA로 인해 증폭되어 30dBm인 신호는 전력 증폭기(50)와 적응형 피드포워드 선형화회로(70)로 입력된다.

우선, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력되어 비선형 소자인 전력 증폭기(50)에는 혼변조 왜곡(IMD) 성분이 포함되어 출력되므로, 기준 신호 + 혼변조 왜곡신호 중에서 혼변조 왜곡신호만을 제거하기 위해, 전력 증폭기(50)에서 출 력된 신호에서 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)의 신호를 제거하여 혼변조 왜곡 신호만을 -(negative) 에너지로 남게 만든다.

그리고 나서, 전력 증폭기(50)의 출력과 상기 - 에너지만 남은 혼변조 왜곡(IMD)을 더하게 되면, 상기 전력 증폭기(50)의 혼변조 왜곡(IMD) 성분은 제2 결합기(80)에서 합쳐지면서 감산되는 형식으로 상쇄되고, 이에 따라 왜곡 신호가 완전히 제거된, 즉 선형적인 주파수 신호가 상기 안테나(ANT)를 통해 대기중으로 방사될 수 있는 것이다.

따라서, 적응형 피드포워드 선형화회로(70)는 전력 증폭기(50)에서 출력된 신호의 왜곡 신호가 포함된 출력 신호를 검출하고, 간섭억제시스템 필터모듈(30)의 출력 신호를 입력받아 왜곡 신호만이 남도록 원래 신호를 제거시키고, 왜곡 신호를 증가시켜 상기 전력 증폭기(50)에서 출력된 신호에서 감산하는 형태로 상쇄시킴으로써 안테나(ANT)로 방사되는 주파수 신호의 비선형성을 완벽히 제거할 수 있는 것이다.

즉, 1차적으로는 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비의 특성을 높여 다른 채널 주파수와의 분리도를 높였고, 2차적으로 적응형 피드포워드 선형화회로(70)에서 전력 증폭기(50)에서 발생되는 혼변조 왜곡을 완벽하게 제거함으로써, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)과 적응형 피드포워드 선형화회로(70)의 시너지 효과로 인해 효율을 극대화시킬 수 있도록 이루어지는 것이다.

이때, 상기 전력 증폭기(50)는 8dB 내지 20dB 사이의 이득을 가지도록 설계된다.

그리고, 전력 증폭기(50)가 비선형 영역에서 전력을 증폭하더라도, 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비의 특성을 높여 놓았고, 상기 적응형 피드포워드 선형화회로(70)에서 혼변조 왜곡 신호를 증폭시켜 감산하는 형태로 상쇄시킴으로써, 선형적인 출력을 가지고 전력(Power), 이득(Gain), 효율을 모두 만족시킬 수 있는 것이 본 발명의 특징이다.

따라서, 본 발명은 높은 효율을 가지고 대부분의 입력 신호의 전력이 열로 방사되지 않도록 구성되어, 열 방출장치 및 방열판의 구성이 최소화되어 이동통신장치의 초소형화를 이룰 수 있으며, 전력의 낭비를 줄일 수 있도록 구성되며, 적응형 피드포워드 선형화회로가 더 부가됨으로써 출력단에서 발생될 수 있는 비선형적인 왜곡을 안테나로 방사되기 전에 제거될 수 있도록 제어될 수 있다.

마지막으로, 1차적으로 간섭억제시스템 필터유닛에서 인접채널누설비를 높이고 또한 구동 증폭기의 이득을 충분히 높여 전력 증폭기의 이득을 20dB 미만으로 조정하여 부담을 크게 줄여주며, 2차적으로 전치 왜곡 장치에서 전력 증폭기의 출력단의 신호를 피드백 신호로 받아 입력단으로 왜곡을 조정해주고, 3차적으로 적응형 피드포워드 선형화회로에서 전력 증폭기의 출력단의 신호를 피드포워드 신호로 받아 혼변조 왜곡(IMD)을 완전히 제거하는 것이다.

즉, 전력 증폭기의 입력단 및 출력단에서 피드백 및 피드포워드 방식으로 왜곡을 조정해주므로, 완벽한 선형성을 구현할 수 있어 이동국 및 기지국과 같은 이동통신장치에서 깨끗하게 정제된 신호를 이용할 수 있도록 이루어진다.

도 5는 본 발명에 따른 전치왜곡장치의 개념을 설명하기 위한 도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 전치 왜곡 장치(20)는 전력 증폭기(50)의 출력을 피드백 신호로 받고, 상기 전력 증폭기(50)의 입력 신호를 원래 출력 신호와 반대의 왜곡 신호(예: 진폭은 같고, 위상이 180°(도) 차이가 있는 신호)를 생성하도록 실시간으로 보상하여, 출력 신호의 특성을 개선하여 결과적으로 출력 단의 효율을 높이는 장치를 의미한다.

도 5을 보면, 전력 증폭기(PA, 50)의 출력이 왜곡된 경우, 전치 왜곡 장치(Pre-Distorter, 20)에서 상기 왜곡된 주파수 신호가 선형화될 수 있도록, 상기 왜곡된 주파수의 반대의 왜곡 신호를 생성시켜 상쇄되도록 결합시킨다.

즉, 고의적으로 상기 전력 증폭기(50)와 반대되는 비선형성을 만들어 입력시키면, 비선형성이 합쳐져 선형성을 가지게 되는 것으로, 전력 증폭기(50)는 비선형성 영역에서 동작하더라도, 선형성 영역에서 동작하는 것과 같은 효과를 가질 수 있다.

덧붙여서, 전치 왜곡 장치(20)의 디지털 전치 왜곡(Digital Pre-Distortion)은 이동통신장치 출력의 혼변조 왜곡(Inter-Modulation Distortion)을 제거하는 방법 중 하나이며, 본 발명에서 전치 왜곡 장치(20)는 디지털 전치 왜곡을 수행하는 장치로 정의한다.

여기서, 혼변조(Inter-Modulation)란 시스템 내에 존재하는 능동회로에 포함된 비선형 소자(예: 트랜지스터로 이루어진 전력 증폭기(50))로 인해 발생하는 것으로서, 입력에는 없으나 출력에는 나타나는 신호 성분이며, 비선형 소자의 비선형 성으로 인해 고조파 특성을 가진 비선형 출력들이 출력되게 되는 것이다.

따라서, 본 발명에서는 전치 왜곡 장치(20)로 고조파 성분 및 비선형성을 제거함으로써 간섭억제시스템 필터유닛(30)의 높은 주파수 분리도에 선형적인 특성까지 가질 수 있는 두 종류의 다른 방법으로 정제되고 따라서 출력 효율이 두 단계 향상된 신호를 출력하는 출력단을 제공하는 것을 특징으로 한다.

도 6은 본 발명에 따른 적응형 피드포워드 선형화회로의 개념을 설명하기 위한 도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, (가)의 방법 및 (나)의 방법은 기본적인 개념은 비슷하며, 어느 것을 이용하여도 무관하다.

여기서, 피드포워드는 피드백과는 달리 왜곡 성분을 추출하고, 이를 입력단으로 보내어 처리하는 것이 아니라, 출력단 자체에서 해결하는 개념이다.

(가)를 보면, 출력 신호의 일부를 제1 커플러에서 추출한 후, 전력 증폭기(PA)를 거쳐 혼변조 왜곡(IMD)이 섞인 출력 신호 중 일부도 제2 커플러를 이용하여 추출하고, 제2 커플러에서 추출한 신호에서 제1 커플러의 신호를 빼게 되면, 기본 주파수(Fundamental)는 사라지고, 혼변조 왜곡 성분만이 - 방향으로 남게 된다.

이를, 에러 증폭기(EA)를 이용하여 크기를 증폭시켜 다시 출력단의 마지막 단에서 결합기(Combiner)를 이용하여 합쳐버리면, 상기 혼변조 왜곡만을 빼는 것처럼 되어 결국에는 혼변조 왜곡 성분이 완벽하게 제거되게 된다.

여기서, 시간 지연기가 요구되는 이유는, 증폭기에서 신호가 처리되는데 소요되는 시간과 원래 신호에서 추출한 신호가 진행하는 시간을 정확히 맞추기 위한, 즉 그 시간차를 보정하기 위함이고, 추출된 신호는 원래의 신호보다 전력 레벨이 낮기 때문에, 에러 증폭기(EA)를 통해 원래의 신호 레벨로 혼변조 왜곡(-IMD)을 증폭시켜 합쳐야 확실히 혼변조 왜곡 성분들이 제거되기 때문이다.

이러한 방법은 실제 혼변조 왜곡이 발생하는 출력단에서 발생된 혼변조 왜곡을 그 자리에서 제거시켜버리기 때문에, 탁월한 선형성 증가를 가져올 수 있지만, 큰 출력 신호 레벨을 다루기 때문에 그 구성 및 부피가 커지게 되는데, 고가의 기지국 등에는 확실한 선형화 방법이 요구되기 때문에 많이 이용되고 있으며, 본 발명에서도 상기한 방법을 사용한다.

(나)를 보면, (가)와 기본 개념은 비슷하나, 혼변조 왜곡 신호를 - 방향으로 변환하지 않고, 마지막 결합기에서 감산하는 형태로 이루어진다.

즉, (가)는 (원래 신호 + 혼변조 왜곡) + ( - 혼변조 왜곡)의 형태이며, (나)는 (원래 신호 + 혼변조 왜곡) - ( 혼변조 왜곡) 의 형태를 가지고 있으며, 그 기본 개념은 비슷하므로, 어느 것을 사용하여도 무관하다.

또한, 적응형 피드포워드 선형화회로의 개념은 "RF MICROELECTRONICS" by B.RAZABI, Pretice Hall, NJ, 1998, Chapter 9에 있으므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

덧붙여서, 발표에 의하면 적응형 피드포워드 선형화회로를 이용하여 Class AB 전력 증폭기의 경우, 출력 효율을 25% 까지 올릴 수 있는 것으로 알려졌으며, 이러한 과정 모두를 디지털 신호로 변환하여 수행할 수도 있다.

본 발명에서는 적응형 피드포워드 선형화회로를 이용하되, 간섭억제시스템 필터유닛으로 인접채널누설비를 극대화시켜 출력단에서의 효율 및 선형화의 시너지 효과를 거둘 수 있도록 구성시키며, 적응형 피드포워드 선형화회로는 본 발명에서 설명하는 것에 한정되지 않고, 어느 것을 사용하여도 무방하다.

도 7은 본 발명에 따른 출력단 중 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로를 상세히 도시한 도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 전치 왜곡 장치(20)는 제1 A/D 변환기(21), CFR(Crest Factor Reduction, 22), DPD(Digital Pre-Distortion, 23), 커플러(Coupler, 24), 제1 믹서(25), 제2 A/D 변환기(26), D/A 변환기(27), 국부 발진기(LO: Local Oscillator, 28), 제2 믹서(29)를 포함한다.

여기서, 제1 변환기(21)는 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 인접채널누설비가 높은 아날로그 주파수 신호를 디지털로 변환하며, 이렇게 변환된 주파수 신호는 CFR(22)로 입력되어 피크대평균전력비(Peak to Average Ratio)를 감소시키며, DPD(Digital Pre-Distorter, 23)로 입력된다.

한편, 간접억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 주파수 신호는 결합기(40)를 거쳐 전력 증폭기(50)로 입력되며, 상기 전력 증폭기(50)의 비선형성을 제거하고자 피드백 신호를 커플러(24)를 통해 전달받아 제1 믹서(25)에서 국부 발진기(LO: Local Oscillator, 28)에 의해 다운된 주파수를 출력하게 된다.

그리고 나서, 제2 A/D 변환기(26)로 입력되어 아날로그 주파수 신호를 디지털 주파수 신호로 변환시키며, 이를 DPD(23)로 입력시킨다.

간단히 말해서, DPD(23)로는 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 기준 주파수 신호와 전력 증폭기(50)에서 출력된 실제 주파수 신호가 입력되는 것이며, 기준 주파수 신호를 기준으로 상기 실제 주파수 신호를 피드백 신호로 입력받아 왜곡된 정도를 파악하고, 상기 실제 주파수 신호의 왜곡을 제거하기 위한 비선형 신호를 출력하는 것이다.

마지막으로, 왜곡된 신호를 제거하기 위한 미리 왜곡된 주파수 신호를 D/A 변환기(27)를 거쳐 아날로그 주파수 신호로 변환하고, 국부 발진기(28)의 주파수에 따라 제2 믹서(29)에서 주파수를 높여준 뒤, 결합기(40)로 출력하게 된다.

이렇게 되면, 왜곡된 정도만큼 반대의 왜곡 신호가 결합기(40)에서 결합되기 때문에, 전력 증폭기(50)의 출력에 나타난 비선형성은 제거되게 되고, 이에 따라 전력 증폭기(50)의 비선형도 제거하며, 간섭억제시스템 필터유닛(30)에 의해 다른 주파수 대역과 분리도도 높아진 주파수 신호를 출력할 수 있으므로, 그 효율이 극대화될 수 있다.

본 발명에 따른 전치 왜곡 장치(20)는 CFR(22)을 수행하는 소자(Chip)와 함께 사용해야 하며, 발표된 자료에 의하면 WCDMA의 경우에 출력단 효율을 20% 까지 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다.

여기서, DPD(23) 및 CFR(22)은 미국 회사인 TI(Texas Instrument)사, 옵티크론(Optichron)사, 캐나다 회사인 PMC가 있으며, 상기 회사의 소자를 이용하며, 기본 DPD(23)에 대한 설명은 "RF and Microwave Circuit Design for Wireless Communications", by LELarson, Chapter 4, Artech House(1996)에 자세히 기술되어 있으므로, 자세한 설명은 생략하기로 한다.

한편, 적응형 피드포워드 선형화회로(70)는 제1 커플러(71), 제1 시간 지연기(72), 제2 커플러(73), 제1 결합기(74), 에러 증폭기(75), 제2 시간 지연기(76), 제2 결합기(80)를 포함한다.

여기서, 제1 커플러(71)는 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 인접채널누설비가 높은 주파수 신호 중 일부 신호를 추출하여 제1 시간 지연기(72)로 입력시키는데, 그 이유는 상기 전력 증폭기(50)의 구동 시간에 맞춰 상기 전력 증폭기(50)의 출력 신호 중 일부를 추출하는 제2 커플러(73)의 출력 신호와 시간을 맞추기 위함이다.

즉, 상기 제1 결합기(74)는 제1 커플러(71)만을 거쳐 어떠한 증폭기를 거치지 않고 바로 출력된 신호와, 전력 증폭기(50) 및 제2 커플러(73)를 거쳐 증폭기를 거친 신호와의 시간을 맞춰야 하기 때문이다.

그리고 나서, 제1 결합기(74)에서 (원래 신호) - (원래 신호 + 혼변조 왜곡)을 수행하게 되면, - 성분의 혼변조 왜곡만이 남게 되고, 이는 전력 증폭기(50)의 출력 신호를 제2 커플러(73)로 추출했기 때문에, 전력 레벨이 낮고, 이에 따라 에러 증폭기(EA: 75)를 통과시켜 혼변조 왜곡의 크기를 증폭시킨다.

여기서, 제2 결합기(80)는 에러 증폭기(75)를 거친 신호와 전력 증폭기(50)에서 출력된 신호의 시간을 맞추어야 하기 때문에, 전력 증폭기(50)와 제2 결합기(80) 사이에 제2 시간 지연기(76)를 구비한다.

따라서, 전력 증폭기(50)의 출력 신호에서 - 성분의 혼변조 왜곡을 합산함으로써, 혼변조 왜곡을 상쇄시켜 출력 신호의 선형화를 극대화시키며 각종 간섭, 잡 음, 고조파, 혼변조 왜곡 등을 제거시킴으로써 대기중에 높은 인접채널누설비를 가진 신호가 방사되게 되는 것이다.

즉, 1차적으로 간섭억제시스템 필터유닛에서 인접채널누설비을 극대화시켜놓고, 2차적으로 전력 증폭기의 앞단에서 피드백 방식을 이용하여 입력단에서 미리 왜곡을 제거시켜주며, 3차적으로 전력 증폭기의 뒷단에서 피드포워드 방식을 이용하여 출력단의 왜곡을 완벽하게 제거할 수 있도록 이루어진다.

도 9는 본 발명에 따른 구동 증폭기와 종래 기술에 따른 구동 증폭기로 입력되는 신호를 비교한 그래프이다. 도 9에 도시된 바와 같이, (가)는 종래 기술에서 구동 증폭기로 입력되는 신호이고, (나)는 본 발명에 따른 구동 증폭기로 입력되는 신호이다.

(가)를 보면, 전대역 WIBRO 신호의 모양과 크기를 표시한 것으로, 구동 증폭기(DA)로 입력되는 입력 신호를 도시하며, 이는 LNA로 일차 증폭된 신호이다.

(나)를 보면, 전대역 WIBRO 신호의 모양과 크기를 표시한 것으로, 구동 증폭기(DA, 10)로 입력되는 입력 신호를 도시하며, 이는 LNA로 일차 증폭된 신호이다.

도 10은 본 발명에 따른 구동 증폭기에서 출력된 신호를 도시한 그래프이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 구동 증폭기(10)의 출력이 간섭억제시스템 필터유닛(30)으로 입력되어 인접채널누설비 등의 특성을 보상해주기 때문에, 인접채널누설비의 특성은 그리 중요하지 않고, 대신 출력의 크기만이 중요하다.

반면, 종래 기술에 따른 구동 증폭기(DA)는 인접채널누설비를 포함한 모든 특성이 마지막 전력 증폭기(PA)를 거쳐 증폭된 경우, 최소 -50dB의 인접채널누설비를 가지며 다른 주파수 대역과 분리되어야 한다.

이에 따라, 인접채널누설비(ACLR)을 보면 도 9의 -32.364dB에서 -20.460dB로 오히려 특성이 나빠진 것을 알 수 있는데, 이는 구동 증폭기(10)의 이득을 높이면서 인접채널누설비의 특성을 고려하지 않았기 때문이며, 다른 채널과 분리가 되지 않더라도, 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비(ACLR)를 보상하고 다른 채널과 분리되도록 정제할 것이기 때문에, 본 발명에 따른 구동 증폭기(10)는 이득만을 보상할 수 있으면 된다.

또, 상기 구동 증폭기(10)를 거친 신호의 크기는 34.4dBm으로 충분히 커서 다음단의 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 신호를 정제하면서 발생하는 신호의 손실(5dB 정도)를 보완할 수 있는 수준이다.

따라서, 본 발명에 따른 구동 증폭기(10)에서는 간섭억제시스템 필터유닛(30)으로 입력되어 출력단 전체의 효율에 대응되도록 60dB 내지 70dB 정도의 이득을 보상하면서 신호를 출력하도록 한다.

도 11은 본 발명에 따른 전력 증폭기와 종래 기술에 따른 전력 증폭기로 입력되는 신호를 비교한 그래프이다. 도 11에 도시된 바와 같이, (가)는 종래 기술에 따른 전력 증폭기(PA)로 입력되는 신호이며, (나)는 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(30)을 거쳐 전력 증폭기(PA, 50)로 입력되는 신호이다.

즉, (가)는 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(30)이 존재하지 않았으므로, 구동 증폭기(DA)에서 출력된 신호이고, (나)는 구동 증폭기(10)와 전력 증폭기(50) 사이에 간섭억제시스템 필터유닛(30)이 포함되어 있으므로, 상기 간섭억제시스템 필터유닛(30)을 거쳐 나온 출력 신호인 것이다.

(가)를 보면, 인접채널누설비가 -42.549dB이며, (나)를 보면, 인접채널누설비가 -75.971dB인 것을 알 수 있다.

즉, 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 -75.971dB 정도 정제되어 다른 채널과의 신호 분리도가 높아진 것을 알 수 있다.

또한, (나)를 보면, 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 출력된 신호의 크기는 31dBm이고, 인접채널누설비는 상기 언급한 바와 같이, -75.971dB 정도로 잡음 제거 및 다른 주파수 대역과의 분리도가 높아 우수한 특성을 가진 신호가 출력됨을 알 수 있다.

도 12는 본 발명에 따른 전력 증폭기와 종래 기술에 따른 전력 증폭기에서 출력되는 신호를 비교한 그래프이다. 도 12에 도시된 바와 같이, (가)는 종래 기술에 따른 전력 증폭기(PA)의 출력 신호이며, (나)는 본 발명에 따른 전력 증폭기(50)의 출력 신호이다.

(가)를 보면, 43.38dBm(20W) 크기의 전대역 WIBRO 출력 신호의 형태로, 상기한 경우의 전력 증폭기(PA)의 효율은 대략 50% 정도이지만, 이 신호의 인접채널누설비가 -29.205dB로 WIBRO 규격에 정해진 통과 특성인 -37dB를 만족시키지 못함을 알 수 있다.

그 이유는, 전력 증폭기(PA)로 입력되는 신호의 특성이 우수해도, 전력 증폭기(PA)의 이득이 30dB 내지 50dB 이므로, 주파수 내의 신호와 함께 주파수 외의 신호도 30dB 내지 50dB로 증폭되기 때문이다.

따라서, 이동통신장치에 종래 기술에 따른 출력단이 구비되는 경우, 전력 증폭기의 비선형성 및 인접채널누설비의 특성으로 인하여 효율이 현저하게 낮아지게 된다.

반면 (나)를 보면, 43.08dBm(20W) 크기의 전대역 WIBRO 출력 신호이며, 인접채널누설비의 특성이 -38.414dB로 WIBRO 규격을 만족시킴과 동시에 전력 효율은 50% 정도로 높일 수 있도록 구성된다.

즉, 본 발명은 간섭억제시스템 필터유닛(30)에 의해 인접채널누설비의 특성을 높임으로써, 잡음 및 다른 대역과의 간섭이 없도록 분리도를 높일 수 있고, 구동 증폭기(10)에서 인접채널특성비를 고려하지 않고 이득을 높일 수 있으므로, 전력 증폭기(50)가 비선형 영역에서 동작하더라도 선형 영역에서 동작한 것과 같은 효율을 낼 수 있으므로 전력 증폭기(50)로 공급되는 전원 대 출력 전원인 효율을 증가시킴으로써, 열로 손실되는 전력을 최소화시켜 전력효율을 증가시킴과 동시에 방열장치 및 방열판 등을 삭제 및 최소화시켜 이동통신장치의 크기 및 부피를 초소형화시킬 수 있도록 이루어진다.

상기 표 1 및 표 2는 본 발명에 따른 출력단이 전대역 WIBRO의 이동통신장비에 적용된 경우의 실측치가 도시된다.

출력단의 효율은 출력이 증가함에 따라 함께 증가하여 실험에 사용한 전력 증폭기의 출력이 20W일 때, 대략 효율이 50% 정도 가까이 되는 것을 알 수 있고, WCDMA의 경우에는 20W의 출력일 때, 대략 효율이 27% 정도로 추정되며, 그 결과의 파급 효과는 클 것으로 기대된다.

여기서, 표 1 및 표 2는 모두 WIBRO에 관한 실측치이며, 두 개의 다른 종류의 출력단을 이용하여 실험하였으나, 비슷한 효율을 보이고 있다.

한편, WCDMA에 본 발명에 따른 출력단이 적용된 경우의 효율은 대략 최소한 30% 이상, WIBRO의 경우에는 그 보다 더 높은 효율을 얻을 수 있는데, 그 이유는 WIBRO나 WIMAX의 수신단 및 송신단 사이의 스위칭 과정 때문이다.

도 13은 본 발명에 따른 출력단을 구비한 WIBRO 중계기를 개략적인 블록도이다. 도 13에 도시된 바와 같이, 우선 두 개의 안테나 중 어느 하나의 안테나로부터 수신된 데이터는 저잡음 증폭기(LNA)에 의해 증폭된다.

그 이유는, RF 수신단에서 수신된 전력은 감쇄 및 잡음의 영향으로 인해 매우 낮은 전력 레벨을 가지고 있기 때문에, 이미 외부에서 많은 잡음을 포함해서 수신된 신호이므로 잡음을 최소화시키는 것이 우선이기 때문이다.

그리고 나서, 본 발명에 따른 구동 증폭기(10)를 통해 간섭억제시스템 필터유닛(30)의 삽입 손실 등을 고려한 이득, 즉 간섭억제시스템 필터유닛(30)의 삽입 손실이 발생한 경우, 이를 구동 증폭기(10)에서 보상하기 위한 이득을 고려하여 신호를 증폭시키는데, 간섭억제시스템 필터유닛(30)에서 인접채널누설비 등의 특성을 정제하기 때문이다.

따라서, 구동 증폭기(10)에서 충분한 이득을 가지고 증폭된 신호는 간섭억제시스템 필터유닛(30)으로 입력되어 다른 주파수 및 잡음과 분리도를 높이며 인접채널누설비의 특성을 높이게 된다.

그리고, 인접채널누설비의 특성이 높아지고 이득도 커진 신호는 전력 증폭기(50)로 입력되며, 상기 전력 증폭기(50)의 출력을 피드백 신호로 전치 왜곡 장치(20)로 입력시켜, 비선형성을 가진 파형을 가지는 출력 신호가 있는 경우, 이를 제거하기 위해 비선형성을 가진 반대 파형을 출력하여 상기 전력 증폭기(50)로 입력되도록 결합기(40)로 출력시킨다.

더불어, 상기 전력 증폭기(50)에서는 종래 기술처럼 큰 이득을 주기 위해 비선형 영역에서 동작할 필요 없이 선형 영역에서 작동한 것과 동일한 효과를 내면서 효율이 높도록 신호를 출력하게 됨과 동시에, 비선형 영역의 주파수 신호가 나올지라도 적응형 피드포워드 선형화회로(70)에서 이를 완벽히 제거하게 되므로, 인접채널누설비 및 선형성의 특성으로 모두 만족시켜 이득, 전력, 효율을 모두 극대화시킬 수 있도록 이루어진다.

즉, 1차적으로 전력 증폭기(50)가 비선형 영역에서 동작할지라도 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터모듈(30)에서 다른 주파수 대역과의 분리도인 인접채널누설비 특성을 높여놓았기 때문에, 전력 증폭기(50)가 비선형 영역에서 동작하더라도 선형 영역에서 동작한 것과 같은 효율을 얻을 수 있고, 2차적으로 비선형 영역에서 동작되는 주파수 신호를 피드백 신호로 입력받아 미리 왜곡시킨 주파수 신호를 결합기(40)로 출력하고, 3차적으로 혼변조 왜곡 성분을 원래 신호에서 빼는 것과 같은 상쇄를 실시함으로써, 혼변조 왜곡 신호를 최종단에서 제거하여 안테나를 통해 대기중으로 방사함으로써 출력 신호의 선형화, 효율성 증가, 최대 전력으로 출력 가능한 특성들을 모두 가질 수 있게 되는 것이다.

따라서, 본 발명은 결과적으로 전력 증폭기(50)의 효율을 높이게 되므로, 입력 전원이 열로 손실되는 비율을 줄일 수 있어 전력사용량을 줄일 수 있으며, 방열장치 및 방열판 등의 구성을 최소화시킬 수 있어, 본 발명의 출력단이 장착되는 이동통신장치의 부피 및 무게를 초소형화시킬 수 있고, 인접채널누설비의 특성이 WIBRO 규격에 부합하게 되므로, 정제되고 깨끗한 신호를 수신할 수 있도록 이루어지며, 선형성을 가진 주파수 신호를 출력할 수 있으므로 효율을 극대화시킬 수 있다.

덧붙여서, 반대측의 안테나로 수신되는 신호도 상기 언급된 과정과 동일하게 처리되므로 생략하기로 한다.

마지막으로, 이동통신장비의 출력단에서 구동 증폭기와 전력 증폭기가 구비되는 모든 출력단이면 본 발명에 따른 출력단을 적용할 수 있다.

도 14는 본 발명에 따른 출력단 중 간섭억제필터유닛의 필터를 도시한 도이다. 도 14에서 도시된 바와 같이, 본 발명에 적용되는 필터를 (b)와 같이 생성한다.

우선, (a)를 보면 하나의 필터는 다수개의 공진기가 직렬로 결합되어 형성되는데, 5 개의 공진기가 모두 DR 공동 공진기(DR Cavity Resonator)로 형성되어 있고, (b)를 보면 1 개의 공진기는 메탈 공동 공진기(Metal Cavity Resonator)이고, 나머지 4 개의 공진기는 DR 공동 공진기(DR Cavity Resonator)로 형성된 것을 알 수 있다.

여기서, (b)의 경우에는 삽입 손실(Insertion Loss)을 크게 손상시키기 않고도 스퓨리어스(Spurious) 특성을 크게 향상시킬 수 있는데, 이때 스퓨리어스 특성이란 무선 송신기로 목적하는 주파수 이외에 발생되는 불필요한 고조파, 저조파 등의 신호 성분을 일컫는다.

그리고, 불필요한 고조파, 저조파 신호 성분이 공간으로 복사되는 것을 스퓨리어스 복사 또는 불요복사(不要輻射)라 하며, 다른 통신에 방해가 되므로 일정 한도 이하로 엄격히 제한하고 있다.

따라서, 공진기의 외부 및 내부까지 모두 금속으로 이루어진 메탈 공동 공진기와, 외부는 금속이고 내부는 유전체로 형성된 DR 공동 공진기를 직렬로 연결하여 스퓨리어스 특성을 개선시킴과 동시에, 보상 회로를 직렬로 연결하지 않아도 리플을 2dB 미만으로 조정가능하다.

단, 엄격한 리플 특성이 요구되는 경우에는 보상 회로를 연결하는 것이 바람직하다.

이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이 같은 특정 실시예에만 한정되지 않으며 해당 분야에서 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 특허청구범위 내에 기재된 범주 내에서 적절하게 변경이 가능할 것이다.

도 1은 인접채널누설비의 개념을 설명하기 위한 그래프.

도 2는 종래 기술에 따른 기지국 및 중계기의 출력단을 개략적으로 도시한 도.

도 3은 종래 기술에 따른 통신 장치의 단일 채널 출력을 출력 스펙트럼 밀도로 도시한 그래프.

도 4는 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단을 도시한 도.

도 5는 본 발명에 따른 전치왜곡장치의 개념을 설명하기 위한 도.

도 6은 본 발명에 따른 적응형 피드포워드 선형화회로의 개념을 설명하기 위한 도.

도 7은 본 발명에 따른 출력단 중 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로를 상세히 도시한 도.

도 8은 본 발명에 따른 간섭억제시스템 필터유닛을 상세히 도시한 도.

도 9는 본 발명에 따른 구동 증폭기와 종래 기술에 따른 구동 증폭기로 입력되는 신호를 비교한 그래프.

도 10은 본 발명에 따른 구동 증폭기에서 출력된 신호를 도시한 그래프.

도 11은 본 발명에 따른 전력 증폭기와 종래 기술에 따른 전력 증폭기로 입력되는 신호를 비교한 그래프.

도 12는 본 발명에 따른 전력 증폭기와 종래 기술에 따른 전력 증폭기에서 출력되는 신호를 비교한 그래프.

도 13은 본 발명에 따른 출력단을 구비한 WIBRO 중계기를 개략적인 블록도.

도 14는 본 발명에 따른 출력단 중 간섭억제필터유닛의 필터를 도시한 도.

<도면의 주요 부분에 대한 도면 부호의 간단한 설명>

10: 구동 증폭기 20: 전치 왜곡 장치

21: 제1 A/D 변환기 22: CFR

23: DPD 24: 커플러

25: 제1 믹서 26: 제2 A/D 변환기

27: D/A 변환기 28: 국부 발진기

29: 제2 믹서 30: 간섭억제필터유닛

31: 간섭억제필터모듈 31a: LNA

31b: 대역 통과 필터 33: 보상 회로

40: 결합기 50: 전력 증폭기

70: 제1 커플러 72: 제1 시간 지연기

73: 제2 커플러 74: 제1 결합기

75: 에러 증폭기 76: 제2 시간 지연기

80: 제2 결합기