【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は歪補償直交変調器に係り、特に、精度のよい直交変調波を出力するための歪補償直交変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信等の使用帯域が制限されている通信では、多値ＰＳＫ（Phase ShiftKeying）、ＱＡＭ
（Quadrature Amplitude Modulation ）等、狭帯域の変調波が用いられる。

【０００３】ディジタル変復調では、波形伝送となるのでアナログ変復調と比較すると精度の高い変調器が必要となる。 ディジタル変復調には同相信号振幅と直交信号振幅とをベースバンド信号入力とする直交変調器が用いられるが以下の様な問題点があった。

【０００４】(i) ベースバンド入力信号の正負、すなわちオフセットレベルがバランスしていても、直交変調器の実効的な入力としてバランスさせることが難しいので変調波にキャリヤリーク成分が重畳される。

【０００５】(ii)二つのベースバンド入力信号の振幅がバランスしていても、直交変調器の実効的な入力としてバランスさせることが難しいので変調波にイメージ成分が重畳される。

【０００６】(iii) 直交変調器には移相が０とπ／２二つのキャリヤ信号を入力するが、π／２キャリヤ信号を生成する移相器をＩＣ上に正確に製造することは難しい。 この直交性が正確でないと変調波にイメージ成分が重畳される。

【０００７】(iv)ＩＣ化すると電源、温度の変動により上記の特性が変化する。

【０００８】従来は、上述したような問題を解決するために熟練した技術者の調整が必要であった。 また、定期的に点検することにより経年変化を修正していた。

【０００９】歪補償の自動化については、従来から簡単な構成法が二つ提案されている。

【００１０】第１の提案は特願昭６２−１３１４３に開示されているもので、その概略構成を図１２に示す。 これは９０度性が不完全なときに歪補償するための構成である。

【００１１】狭帯域で変調波を得るためには、同図に示すような直交変調器が通常用いられている。 この直交変調器は、入力端子４０，４１、出力端子４２、ミキサ４
３，４４、９０度移相器４５、発振器４６、合成器４
７、信号点位置識別器４８、振幅演算器４９により構成される。 この構成において信号点位置識別器４８は、同相振幅入力Ｉ（ｔ）と直交振幅入力Ｑ（ｔ）から構成される信号点を識別し、振幅演算器４９は識別時点における振幅を求める。 本来、同相振幅入力Ｉ（ｔ）と直交振幅入力Ｑ（ｔ）では振幅は等しいが、９０度移相がずれていると二つの時点における振幅が一致しない。 そこで振幅の差または比率を演算で求め、移相器４５を調整する。 この方法では、(i) 移相器４５を調整しているが、
実際の回路で微調できる移相器の実現は難しい、(ii)具体的な制御方法が記述されていないので実現性が不明である、(iii) ベースバンド信号のロールオフ整形により誤差が発生し精度が十分でない、(iv)他の歪、たとえばＤＣオフセット、振幅アンバランスがあると精度が十分でない、などの欠点があった。

【００１２】第２の提案は特願昭６３−６２４３９に開示されているもので、その概略構成を図１３に示す。 これはＤＣオフセットを補償するためのものである。 この構成では、変調波の同相及び直交成分の各々について、
比較器５１で検出した変調シンボルの正負に応じてＤＣ
オフセット算出部５０のＳＷを同期させながら変調波を整流し、それを積分した値を比較する。 積分値はＤＣオフセット量に比例しているので、フィードバックループ５２を形成すると補償ができる。 この従来例では、同相及び直交成分回路ごとに補償を行っているが、実際の高周波回路ではローカルキャリアがリークして、同相と直交成分の合成器４７にも重畳されて歪を生じるので、合成器４７の前で歪を取り除いても不十分であるという欠点があった。 また、本回路は回路構成が相当に複雑となる欠点があった。

【００１３】一般に、これらの従来の構成の変調器では線形歪及び非線形歪により変調波が劣化する場合がある。 非線形歪はミキサ４３，４４に使用しているダイオードの非線形応答が原因であり、入力レベルをある程度下げることにより容易に小さくできるが、線形歪についてはバランスのとれた部品の選定あるいは微調整等が必要となる。 以下では、その線形歪について具体的に説明する。

【００１４】図１２において、入力端子４０，４１はそれぞれ、同相振幅入力Ｉ（ｔ）と、直交振幅入力Ｑ
（ｔ）が入力される。 一方、発振器４６から出力される各周波数ω _cのキャリアｒ _c （ｔ）＝cos （ω _c ｔ）
と、キャリアを９０度移相器でπ／２移相したｒ
_s （ｔ）＝−sin （ω _c ｔ）がそれぞれミキサ４３，４
４に入力され、同相振幅信号ａ（ｔ）、直交振幅信号ｂ
（ｔ）と乗積される。 この乗積された信号は合成器４７
で合成され、出力端子４２から出力される。 しかし、実際の直交変調器では、浮遊容量、浮遊インダクタンスなどによるキャリアリークや９０度移相器４５の移相誤差によるイメージ発生などが起きる。 そのため、変調器出力ｙ（ｔ）は以下のようになる。

【００１５】 ｙ（ｔ）＝ｙ ₁ （ｔ）＋ｙ ₂ （ｔ）＋ｙ ₃ （ｔ）＋ｙ ₄ （ｔ） （１） 次にｙ ₁ （ｔ）はミキサ４３においてベースバンド信号にＤＣオフセットδ _c1が加わった時の応答であり、以下のように示される。

【００１６】 ｙ ₁ （ｔ）＝［Ｉ（ｔ）＋δ _c1 ］cos （ω _c ｔ） （２） ｙ ₂ （ｔ）はミキサ４４の利得が同相に対してα倍のアンバランスとなり、ＤＣオフセットδ _s1が加わった時のベースバンド信号が移相誤差θの直交キャリアと乗積された時の応答であり、以下のように示される。

【００１７】 ｙ ₂ （ｔ）＝［−αＱ（ｔ）＋δ _s1 ］sin （ω _c ｔ＋θ） （３） ｙ ₃ （ｔ）は同相成分のキャリアリークであり、キャリアリークの大きさがδ _c2 、キャリアリークの位相がθ ₁
の時の応答であり、以下のように示される。

【００１８】 ｙ ₃ （ｔ）＝δ _c2 cos （ω _c ｔ＋θ ₁ ） （４） ｙ ₄ （ｔ）は直交成分のキャリアリークであり、キャリアリークの大きさがδ _s2 、キャリアリークの位相がθ ₂
の時の応答であり、以下のように示される。

【００１９】 ｙ ₄ （ｔ）＝δ _s2 sin （ω _c ｔ＋θ ₂ ） （５） これにより変調器出力ｙ（ｔ）を計算すると、 ｙ（ｔ）＝ｃ（ｔ）cos （ω _c ｔ）−ｄ（ｔ）sin （ω _c ｔ） （６） となり、同相変調信号ｃ（ｔ）は、 ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋δ _c sin θ［−αＱ（ｔ）＋δ _s1 ］ （７） また、直交変調信号ｄ（ｔ）は、 ｄ（ｔ）＝−αＱ（ｔ）cos θ＋cos θ・δ _s1 ＋δ _s （８） オフセットδ _cとδ _sは、 δ _c ＝δ _c1 ＋δ _c2 cos θ ₂ ＋δ _s2 sin θ ₂ （９） δ _s ＝−δ _c2 sin θ ₁ ＋δ _s2 cos θ ₂ （１０） となる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記に示した直交変調器の出力値は、同相変調信号と同相振幅入力及び直交変調信号と直交振幅入力が等しくなる理想的な出力ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）、ｄ（ｔ）＝ｂ（ｔ）とは大きく異なっている。

【００２１】図１４は変調波の信号空間ダイヤグラムを示す。 Ｉ（ｔ）＝cos （ｘ）、Ｑ（ｔ）＝sin （ｘ）としてｘ＝０〜２πとした時の理想的な応答では変調波ｃ
（ｔ）とｄ（ｔ）の位相ダイヤグラム上の軌跡が図１４
の実線で示されるように円形に描かれるが、一方、理想的でない場合には、同図に破線で示されるように中心が原点からシフトし、斜めになった楕円となる。 この図１
４の斜めになった楕円は実際には図１５（ａ）に示す正常な軌跡に図１５（ｂ）に示すＤＣオフセットによる線形歪を受けた軌跡、図１５（ｃ）に示す振幅アンバランスによる線形歪を受けた軌跡、図１５（ｄ）に示す不完全な９０度性による線形歪を受けた軌跡が重ね合わされたものである。 このような線形歪を抑えるためにはＤＣ
オフセットδ _c1 ，δ _s1 、直交キャリアの移相誤差θ、キャリアリークδ _c2 ，δ _s2などを小さくするための調整、
あるいは、バランスのとれた部品の選定等を必要とする。 また、このようなことを実現させるために、熟練作業、調整時間、高価な測定器を必要とするという問題がある。

【００２２】これらの従来例の問題を解決する提案として、ＤＣオフセットによる歪の補償に線形変換手段を導入した発明例があるが、線形パラメータを導出するために、直交変調器の出力を同相成分と直交成分とを抽出するＩＱ検波器を用いている。 この従来の構成では直交変調器より精度のよいＩＱ検波器が必要であり、そのオフセット調整、振幅調整、直交性の調整が必要であった。

【００２３】また、これら従来例はいずれも各種線形歪に個別に対処したものであり、実際にはＤＣオフセットや振幅バランスが十分補償されていないと９０度性が十分に補償できないといったような問題を残すものである。

【００２４】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、上記のような線形歪による変調波の劣化を解決し、
簡単な構成の回路で精度のよい歪補償直交変調器を提供することを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理を説明するための図を示す。 線形歪を補償するための線形補償パラメータが設定され、同相振幅信号及び直交振幅信号を線形変換し、ベースバンド信号とする線形変換手段（１）と、線形変換手段（１）により線形変換されたベースバンド信号を入力とする歪補償直交変調器において、直交変調器（２）の変調波出力からキャリア成分を除去し、レベル信号を生成するレベル信号生成手段（３）と、レベル信号生成手段（３）から入力されたレベル信号の値を用いて線形変換パラメータを導出し、線形変換手段（１）に設定するパラメータ生成手段（４）
とを有する。

【００２６】

【作用】本発明は同相振幅信号及び直交振幅信号を線形変換手段（１）により線形変換し、線形変換された信号を入力とする直交変調器（２）の変調波出力をレベル信号生成手段（３）に入力し、レベル信号を抽出し、そのレベル信号に対してパラメータ生成手段（４）により線形変換のパラメータが導出され、その線形変換パラメータを線形変換に用いることにより線形歪が充分小さな値に抑えられる。

【００２７】下記の第１実施例では、線形パラメータは既知のテスト信号を使って、レベル信号に基づき求める。

【００２８】下記の第２実施例では、線形パラメータは同相及び直交振幅入力の状態に従って、レベル信号に基づき求める。

【００２９】更に、実際には各種線形歪は混在しているため、本発明ではまずＤＣオフセットによる線形歪に関するパラメータを求め、次にＤＣオフセット補償を行いつつ振幅アンバランスによる線形歪に関するパラメータを求め、最後にＤＣオフセットと振幅アンバランスの補償を行いつつ不完全直交位相による線形歪に関するパラメータを求めるという手順で全ての線形パラメータを決定する。

【００３０】

【実施例】図２に本発明の第１の実施例の歪補償直交変調器の構成を示す。 図１２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。 図２において、本実施例の歪補償直交変調器はＬ端子、Ｃ端子を有するスイッチ２０，２１，２２，２３と、線形変換器２４を含む線形変換手段１と、直交変調器２、制御回路２５、検波器２
６、低域通過フィルタ２９により構成される。 直交変調器２はミキサ４３，４４と、９０度位相器４５と、発振器４６と、合成器４７から構成されている。

【００３１】この図２の構成において、検波器２６には２乗検波特性が要求される。 ２乗検波特性は通常の検波器において入力レベルを低くすれば実現できる。 確実に２乗検波特性を得るためには、ダブルバランスミキサのＲＦ端子とＬＯ端子へ変調波を入力すればよい。 また、
制御回路２５にはディジタル信号処理が有利であり、その時には、低域通過フィルタ２７の出力をＡ／Ｄ変換して用いる。

【００３２】この構成の歪補償直交変調器において、同相振幅信号Ｉ（ｔ）、直交振幅信号Ｑ（ｔ）が、線形変換器２４に入力され、ベースバンド信号である同相振幅入力ａ（ｔ）と直交振幅入力ｂ（ｔ）に変換される。 ベースバンド信号ａ（ｔ）とｂ（ｔ）は直交変調器５０に入力され、式（６）〜（１０）で表される変調波ｙ
（ｔ）が得られる。 変調波ｙ（ｔ）は検波器２６に入力され、低域通過フィルタ２７でキャリア成分が除去され、レベル信号ｚ（ｔ）が得られる。 このレベル信号ｚ
（ｔ）は制御回路２５に入力され、線形変換パラメータが導出され、その値が線形変換器２４に設定される。

【００３３】次に本実施例における歪補償直交変調器の具体的な動作を説明する。 直交変調器５０の出力の変調波ｙ（ｔ）の変調波同相・直交振幅ｃ（ｔ），ｄ（ｔ）
は理想的にはそれぞれ同相振幅信号Ｉ（ｔ）と直交振幅信号Ｑ（ｔ）に等しくなるはずであるから、以下の方程式 ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ） （１１） ｄ（ｔ）＝Ｑ（ｔ） （１２） が得られ、これと式（７），（８）を連立させて解くと、ベースバンド信号の同相振幅入力ａ（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋tan θ・Ｑ（ｔ）＋ａ （１３） また、ベースバンド信号の直交振幅入力ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝（１／αcos θ）Ｑ（ｔ）＋ｂ （１４） ａ＝−δ _c tan θ（δ _s ＋δ _s1 cos θ）−sin θ・δ _s1 （１５） ｂ＝（cos θ・δ _s1 ＋δ _s ）／αcos θ （１６） となる。 実際にはα，θ，ａ及びｂの値は不明であるから何らかの方法で求めなければならない。 その求められた値を線形変換パラメータα ₀ ，θ ₀ ，ａ ₀ ，ｂ ₀とすると、線形変換器２４で行われる線形変換は次のようになる。

【００３４】ベースバンド信号ａ（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋tan θ ₀・Ｑ（ｔ）＋ａ ₀ （１７） となり、ベースバンド信号ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝（１／α ₀ cos θ ₀ ）Ｑ（ｔ）＋ｂ ₀ （１８） となる。

【００３５】従って、線形変換器２４で行う線形変換は図３に示すように、同相振幅信号Ｉ（ｔ）に、直交振幅信号Ｑ（ｔ）にパラメータθ ₀から求まるtan θ ₀を乗じた信号とパラメータａ ₀とを加算したベースバンド信号ａ（ｔ）を直交変調器２の同相入力信号とし、また直交振幅信号Ｑ（ｔ）にパラメータα ₀とθ ₀から求まる１／α ₀ cos θ ₀を乗じた信号とパラメータｂ ₀とを加算したベースバンド信号ｂ（ｔ）を直交変調器２の直交入力信号とするものとなる。

【００３６】検波器２６と低域通過フィルタ２７を介して抽出される変調波のレベルは ｚ（ｔ）＝ｃ ² （ｔ）＋ｄ ² （ｔ） （１９） で表される。 そこで、図２のスイッチ２２，２３をＣ端子側に接続し、ベースバンド信号の同相振幅入力ａ
（ｔ）と直交振幅入力ｂ（ｔ）として制御回路２５よりテスト信号を入力した時の変調波レベルｚ（ｔ）から線形変換パラメータを以下のように導出する。 スイッチ２
２，２３をＣ端子側に切り替えた時の変調波ｃ（ｔ）とｄ（ｔ）は式（７），（８）で表されるから、これを式（１９）に代入して、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）について偏微分をとり、それらを０とおくと、次のような連立方程式が得られる。

【００３７】

【数１】

_a ，Ｔ

_bを制御回路２５で変化させてレベル信号が最小となる時の値を求めれば、その値が線形変換パラメータａ

₀とｂ

₀である。

【００３８】次に、求められた線形変換パラメータａ ₀
とｂ ₀及び、移相誤差の暫定値θ ₀ ＝０、振幅比の暫定値α ₀ ＝１を線形変換器２４に設定し、スイッチ２２，
２３をＬ端子側に戻すと、線形変換器２４は線形変換作動を行い、その変換された信号ａ（ｔ），ｂ（ｔ）を直交変換器５０に入力すると、その出力ｙ（ｔ）の変調信号ｃ（ｔ），ｄ（ｔ）は ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）−αsin θＱ（ｔ） （２２） ｄ（ｔ）＝−αcos θＱ（ｔ） （２３） となる。

【００３９】従って、スイッチ２０，２１をＣ端子側に接続して、制御回路２５からテスト信号Ｔ _I ，Ｔ _Qを入力するとき、Ｔ _I （ｔ）＝Ａ（所定値）、Ｔ _Q （ｔ）＝
０を入力すると、そのときのレベル信号ｚ ₁はｚ ₁ ＝Ａ
²となる。 また、Ｔ _I （ｔ）＝０、Ｔ _Q （ｔ）＝Ａを入力すると、そのときのレベル信号ｚ ₂はｚ ₂ ＝α ² Ａ ²
となる。 レベル信号ｚ ₁とｚ ₂からのαの推定値α ₀が α ₀ ＝（ｚ ₂ ／ｚ ₁ ） ^1/2 （２４） により求められる。

【００４０】ただし、この説明では、検波器２６からのレベル信号が正確に変調波のレベルの２乗に比例しているという条件が必要である。 実際には、その出力にはバイアス分が重畳されるいるので、その分を補正して用いる。 すなわち、変調波を入れないときのレベル信号値が０となるように校正する。

【００４１】さらに、式（２２）と（２３）が成立しているとき、直交振幅信号Ｑ（ｔ）＝Ａとして変調波のレベル信号ｚ（ｔ）を同相振幅信号Ｉ（ｔ）で偏微分し、
その偏微分値を０とおくと、

【数２】

₀とすると、 θ＝arcsin（Ｉ

₀ ／αＡ） （２６） のような関係がある。

【００４２】ここで、同相振幅信号Ｉ（ｔ）に相当するテスト信号Ｔ _I （ｔ）を変化させた時にレベル信号ｚ
（ｔ）が最小になるときのＴ _I （ｔ）の値Ｉ ₀と、式（２４）で求められたαの推定値である線形変換パラメータα ₀をαとして、式（２６）に代入すれば、移相誤差θの推定値θ ₀が求められる。

【００４３】以上をまとめると、制御回路２５における線形変換パラメータの決定は図４のフローチャートに沿って以下の通り行われる。

【００４４】まずステップ１０１において、スイッチ２
２，２３をＣ側に切替え、テスト信号Ｔ _a ，Ｔ _bの初期設定Ｔ _a （ｔ＝０）＝ａ ₁ ，Ｔ _b （ｔ＝０）＝ｂ ₁を行う。

【００４５】次にステップ１０２において、レベル信号ｚ（ｔ）を最小とするテスト信号Ｔ _a ，Ｔ _bの値を求め、これを線形変換パラメータａ，ｂの最適値ａ ₀ ，ｂ
₀とする。

【００４６】次にステップ２０１において、最適値ａ ₀ ，ｂ ₀を線形変換器２４に設定し、また、線形変換パラメータθ，αの暫定値θ ₀ ＝０，α ₀ ＝１を設定した後、スイッチ２２，２３をＬ側に戻す。

【００４７】次にステップ２０２において、スイッチ２
０，２１をＣ側に切替え、テスト信号Ｔ _I （ｔ）＝Ａ，
Ｔ _Q （ｔ）＝０を入力してレベル信号ｚ ₁を測定し、テスト信号Ｔ _I （ｔ）＝０，Ｔ _Q （ｔ）＝Ａを入力してレベル信号ｚ ₂を測定する。

【００４８】次にステップ２０３において、線形変換パラメータαの最適値α ₀をα ₀ ＝（ｚ ₂ ／ｚ ₁ ） ^1/2を計算して求める。

【００４９】次にステップ３０１において、最適値ａ ₀ ，ｂ ₀ ，α ₀を線形変換器２４に設定し、テスト信号Ｔ _I ，Ｔ _QをＴ _I （ｔ）＝Ｉ ₁ ，Ｔ _Q （ｔ）＝Ａに設定する。

【００５０】次にステップ３０２において、レベル信号ｚ（ｔ）を最小とするテスト信号Ｔ _I （ｔ）の値Ｉ ₀を求める。

【００５１】次にステップ３０３において、線形変換パラメータθの最適値θ ₀をθ ₀ ＝arcsin（Ｉ ₀ ／α
₀ Ａ）を計算して求める。

【００５２】最後にステップ４００において、決定された線形変換パラメータの最適値ａ ₀ ，ｂ ₀ ，α ₀ ，θ ₀
を線形変換器２４に設定し、スイッチ２０，２１をＬ側に戻す。

【００５３】以上に述べた方法によれば、制御回路２５
は検波器２６と低域通過フィルタ２７からなるレベル信号生成手段からのレベル値の入力のみで線形変換パラメータが求められ、その線形変換パラメータを線形変換器２４に設定する。 これにより線形歪を充分小さな値に抑えることができる。

【００５４】上述の図４の方法では、レベル値ｚ（ｔ）
を最小にするテスト信号Ｔ _a ，Ｔ _b ，Ｔ _Iの値を求める方法を述べたが、これらの値は、レベル信号ｚ（ｔ）が最小になるところではｚ（ｔ）の各テスト信号に関する傾きの符号が変化するという原理を用いる摂動法を利用して容易に求められる。 そのような摂動法の一例としてＴ _bの値を固定した場合にＴ _aの値を求める手順のフローチャートを図５に示す。

【００５５】図５の摂動法では、まずステップ５０１において、Ｔ _aの初期値をａ ₁に設定する。

【００５６】次にステップ５０２において、以下のような設定を行う。

【００５７】 Ｔ _a （ｔ）＝ｅ・sin （ｔ）＋ａ _n （２７） Ｔ _b （ｔ）＝ｂ （２８） ここで０＜ｅ≪１は摂動振幅、ｂは一定値、ａ _nはｎ回目の摂動におけるＴ _aの値である。

【００５８】次にステップ５０３において、式（２７）
におけるａ _nの値を次の式（２９）に基づいて更新する。

【００５９】

【数３】

０３がｎ＝Ｎとなるまで繰返される。 ここでＮは最大摂動回数である。

【００６０】尚、この図５に示す最適化においては外部から摂動を与えるが、摂動振幅の大きさによって最適値へ収束するまでの時間が異なる。 その様子を図６に示す。 従って、収束時間が短くなるような適当な摂動振幅を選ぶことが好ましい。

【００６１】また、図４の方法におけるステップ１０２
にこの摂動法を利用する場合には、Ｔ _bの値を固定せずに、Ｔ _a ，Ｔ _bの両方を交互に調整するようにしても良い。

【００６２】この発明の第１の実施例に歪補償直交変調器を使った等化器の出力における平均ビット誤り率（Av
erage BER ）と、従来の歪補償のない直交変調器を使った等化器の出力における平均ビット誤り率を、ＤＣオフセット、振幅バランス、位相オフセットの各々について図７（ａ），（ｂ），（ｃ）に示す。

【００６３】図８に本発明の第２の実施例の歪補償直交変調器の構成を示す。 図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

【００６４】この第２の実施例では、上述した第１の実施例のようにスイッチ２０，２１，２２，２３を通して制御回路２５からテスト信号を入力する代わりに、同相及び直交振幅入力Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を入力検出器３１
で検出し、これを制御回路２５に報告することにより、
適当な同相及び直交振幅入力Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を第１
実施例におけるテスト信号同様に利用することで線形変換パラメータを決定する。 このため、この第２の実施例においては線形変換パラメータの決定をリアルタイムに行うことが可能である。

【００６５】より詳細には、この第２の実施例における線形変換パラメータの決定は以下のように行われる。

【００６６】まず、線形変換パラメータａに周期的な小振幅の摂動信号を重畳し、その時のレベル信号を摂動信号を用いて相関検出し、その相関検出信号レベルが０となるような最適値ａ ₀に線形変換パラメータａを調整し、また、線形変換パラメータｂについても同様に最適値ｂ ₀を調整して最適パラメータａ ₀とｂ ₀を求める。

【００６７】次に制御回路２５は、線形変換器２４に最適パラメータａ ₀とｂ ₀を設定し、パラメータθとαには暫定値θ＝０，α＝１を設定し、直交振幅信号Ｑ
（ｔ）が０となった瞬間の同相振幅信号Ｉ（ｔ）の値Ｉ
₁とレベル信号生成手段のレベル信号ｚ（ｔ）の値ｚ ₃
を測定し、またＩ（ｔ）が０になった瞬間のＱ（ｔ）の値Ｑ ₂及びｚ（ｔ）の値ｚ ₄を測定し、 α ₀ ＝（Ｉ ₁ ／Ｑ ₂ ）・（ｚ ₂ ／ｚ ₃ ） ^1/2 （３０） を算出して最適パラメータα ₀を求める。

【００６８】次に制御回路２５は、線形変換器２４に最適パラメータａ ₀とｂ ₀とα ₀を設定し、パラメータθ
には暫定値θ＝０を設定し、同相振幅信号Ｉ（ｔ）と直交振幅信号Ｑ（ｔ）が等しい値Ａ ₁になった瞬間のレベル信号ｚ（ｔ）の値ｚ ₅を測定し、またＩ（ｔ）＝−Ｑ
（ｔ）＝Ａ ₂となった瞬間のｚ（ｔ）の値ｚ ₆を測定し、測定値から比β＝ｚ ₁ Ａ ₂ ² ／ｚ ₂ Ａ ₁ ²を求め θ ₀ ＝arcsin［（１−β）／（１＋β）］ （３１） を算出して最適パラメータθ ₀を求める。

【００６９】従って、この第２の実施例では、ＤＣオフセットについては単に摂動を加えて最適値を求めるだけで済み、振幅バランスと直交性については同相及び直交振幅入力が所定の状態にあることを検知した時のレベル信号から最適値を計算することができる。

【００７０】尚、上記の手順において相関検出は上述した図５の摂動法と同様の方法で行うことができる。

【００７１】以上説明した歪補償調整器の具体的な回路形成には様々な形態が考えられる。 制御回路２５は処理の性格上、ディジタル回路で実現するのが有利である。
線形変換器２４についてはアナログ回路による実現とディジタル回路による実現の２通りがある。

【００７２】アナログ回路で線形変換器２４を作るためには、精度のよい乗算器が必要である。 線形パラメータはディジタル信号であるから、乗算器には４象限Ｄ／Ａ
変換器を用いることができる。 ４象限Ｄ／Ａ変換器は図９のように抵抗とスイッチから形成され、被乗算信号を基準入力端子３３へ入力し、乗算値をディジタル端子３
２に入力する。 ディジタル端子３２はスイッチを制御し、出力端子３４と３５にはアナログの精度の高い乗算出力が得られる。 ２つの出力端子には平衡レベル、たとえばアナログ・グランドを対称にして反転した２つの電流信号たとえばａ（ｔ）とａ▲バー▼（ｔ）が生成される。 これらを増幅器を介して直交変調器２へ入力する。
この直交変調器２は図１０のように構成され、そのミキサ部４３，４４は図１１のように差動アンプで形成されるので、反転した２つの入力が必要である。 もちろん、
線形変換器２４が生成するアナログベースバンド信号を反転増幅器で反転させて２つの信号を生成することも考えられる。

【００７３】ディジタル回路で実現するときには、同相振幅信号及び直交振幅信号をＡ／Ｄ変換したディジタル入力信号を入力とし、線形変換器２４から出力されるディジタルベースバンド出力信号をＤ／Ａ変換して直交変調器２へ入力する。

【００７４】尚、上述の説明により求めた線形パラメータは電源が切れると削減してしまうので、不揮発性メモリに蓄積しておき、電源がＯＮになった時には、まずその値を読み出して使用することが望ましい。

【００７５】又、実際の実装時には線形変換手段とパラメータ生成手段はＣＭＯＳで一体的にＩＣ化し、直交変調器とレベル信号生成手段はバイポーラまたはＧａＡｓ
のＩＣとして一体的にＩＣ化してこれらＩＣの組合せで本発明の歪補償直交変調器を実現することも可能である。

【００７６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、レベルを検出する回路を設けることにより、容易に線形変換パラメータを導出することができ、簡単な構成の回路により非常に精度のよい歪補償直交変調器を実現できる。 また、バースト伝送を行っている伝送系では、本発明の方法により送信していない時間に線形変換パラメータを修正していれば、送信時にリアルタイムに補償を最適化でき、機器の温度変動、経時変化等があっても精度のよい変調波を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を説明するための図である。

【図２】本発明の第１の実施例の歪補償直交変調器の構成図である。

【図３】図２の歪補償直交変調器の線形変換器による線形変換のダイアグラムである。

【図４】図２の歪補償直交変調器による線形変換パラメータ決定手順のフローチャートである。

【図５】図４の手順において利用する摂動法のフローチャートである。

【図６】図５の摂動法における収束時間と摂動振幅の関係を示すグラフである。

【図７】図２の歪補償直交変調器を用いた等化器の出力の平均ビット誤り率と従来の歪補償のない直交変調器を用いた等化器の出力の平均ビット誤り率とをＤＣオフセット、振幅バランス、位相オフセットについて示すグラフである。

【図８】本発明の第２の実施例の歪補償直交変調器の構成図である。

【図９】本発明の歪補償直交変調器の線形変換部に用いる４象限Ｄ／Ａ変換器の構成図である。

【図１０】本発明の歪補償直交変調器の直交変調部の構成図である。

【図１１】図１０の直交変調部のダブルバランスミキサの構成図である。

【図１２】従来の直交変調器の一例の構成図である。

【図１３】従来の直交変調器の他例の構成図である。

【図１４】出力変調波の信号空間ダイアグラムである。

【図１５】正常及び線形歪を受けた変調波の信号空間ダイアグラムである。

【符号の説明】

１ 線形変換手段 ２ 直交変調器 ３ レベル信号生成手段 ４ パラメータ生成手段 ２０，２１，２２，２３ スイッチ ２４ 線形変換器 ２５ 制御回路 ２６ 検波器 ２７ 低域通過フィルタ