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一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法

阅读：1发布：2020-06-01

专利汇可以提供一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，包括：步骤1，将M路载波进行平方和串并转换输出为N路并行数据；步骤2，将N路并行数据进行多相滤波处理；步骤3，多相滤波处理后经过L次累加并缓存至存储器；步骤4，读取存储器中的累加结果进行反正切变换；步骤5，将反正切变换的输出乘以步骤6，将步骤5的输出乘以采样倍数N；步骤7，根据步骤6的输出计算内插基点mk和内插小数uk；步骤8，将mk和uk，以及多相滤波处理后的输出，进行内插滤波。本发明在整个实现过程中均按时钟节奏完成流水操作，即每个载波之间的处理时间仅相差1/(4T)，T为符号周期，不但节省Ram资源，而且保证每个载波的处理延时最小。，下面是一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，进行符号同步的输入信号为经过数字分路的M路载波，每个分路的数据长度为m×L×N，采样率为信号速率的N倍，L为估计所需信号长度；则所述面向MF-TDMA的多载波符号同步方法以如下步骤实现：
步骤1，将串行输入的M路载波进行平方操作，并对平方结果进行串并转换，输出为N路并行数据；
步骤2，将N路并行数据进行多相滤波处理；
步骤3，将步骤2多相滤波处理后的输出经过L次累加，并将累加结果缓存至存储器；
步骤4，读取存储器中存储的累加结果进行反正切变换；
步骤5，将步骤4的反正切变换的输出乘以
步骤6，将步骤5的输出乘以采样倍数N；
步骤7，根据步骤6的输出，通过向下取整、取余和递归累加的方法，计算内插基点mk和内插小数μk；
步骤8，将步骤7输出的mk和μk，以及步骤2多相滤波处理后的输出，发送至内插滤波器进行信号的内插滤波，内插滤波的输出即为最佳采样点。
2.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤2中可以采用乘法器或减法器，将N路并行数据进行多相滤波处理。
3.根据权利要求2所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，当所述步骤2中可以采用乘法器将N路并行数据进行的多相滤波处理时，滤波后的N路并行数据采用如下表达式：
其中，xk为每路并行数据，表示滤波系数，k∈[0,NL)。
4.根据权利要求2所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，当所述步骤2中可以采用加法器将4路并行数据进行的多相滤波处理时，滤波后的N路并行数据采用如下表达式：
其中，xk为每路并行数据，表示滤波系数，k∈[0,NL)；x4l、x4l+1、x4l+2、x4l+3分别为并行数据的第一路、第二路、第三路、第四路。
5.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤3中的存储器的深度为M。
6.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤4中进行反正切变换的算法为Cordic算法。
7.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤7包括以下子步骤：
(1)根据步骤6的输出通过查表计算内插基点mk的初值m0，以及内插小数uk的初值μ0；
其中，查的表包括根据步骤6的输出向下取整的结果和取余的结果；
(2)将m0和μ0进行递归累加，得到内插基点mk和内插小数μk；其中，mk+1＝mk+4，当k＝1时，mk为初值m0；μk＝μ0。
8.根据权利要求7所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤7中查的表为：
9.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，所述步骤8中的内插滤波器为采用Farrow结构实现的4点分段抛物线内插滤波器。

说明书全文

一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法

技术领域

[0001] 本发明涉及卫星通信技术领域，尤其是一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法。

背景技术

[0002] 在卫星通信系统中，符号同步技术是保证卫星与终端之间可靠通信的关键技术之一。符号同步算法根据是否构成闭环，分为反馈式结构与前馈结构。反馈式结构的符号同步算法其收敛时间较长，并可能出现“悬搁”现象，导致其无法直接应用于数据量较少的突发通信系统中，如图1所示，基于Gardner算法的反馈式结构。基于平方律定时误差器的前馈结构通过简单计算就可用直接得到准确的定时偏差估计，从而用于前向定时校正，避免使用反馈环路导致环路挂起的弊端，如图2所示。

[0003] 通常卫星系统是受限于星载FPGA器件的水平，需通过资源分时复用的方式提高星上的基带处理能力。目前的分时复用方式是将待同步的多载波低速数据存储后，将时间划分成若干时隙，逐个在每个时隙处理一路载波的符号同步，这样的处理需要对原始数据进行大量的缓存，同时导致最后一路载波处理延时很大，从而影响如语音等实时性较高通信的效果。

发明内容

[0004] 本发明所要解决的技术问题是：针对上述存在的问题，提供一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，采用串行流水的方法，以时钟为节拍而不是分时隙处理的方式完成资源复用，将处理延时均匀的分配到各个载波的处理时延上，从而保证每个载波的延时基本相同，提高通信实时性。

[0005] 本发明采用的技术方案如下：

[0006] 一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，其特征在于，进行符号同步的输入信号为经过数字分路的M路载波，每个分路的数据长度为m×L×N，采样率为信号速率的N倍，L为估计所需信号长度；则所述面向MF-TDMA的多载波符号同步方法以如下步骤实现：

[0007] 步骤1，将串行输入的M路载波进行平方操作，并对平方结果进行串并转换，输出为N路并行数据；

[0008] 步骤2，将N路并行数据进行多相滤波处理；

[0009] 步骤3，将步骤2多相滤波处理后的输出经过L次累加，并将累加结果缓存至存储器；

[0010] 步骤4，读取存储器中存储的累加结果进行反正切变换；

[0011] 步骤5，将步骤4的反正切变换的输出乘以

[0012] 步骤6，将步骤5的输出乘以采样倍数N；

[0013] 步骤7，根据步骤6的输出，通过向下取整、取余和递归累加的方法，计算内插基点mk和内插小数μk；

[0014] 步骤8，将步骤7输出的mk和μk，以及步骤2多相滤波处理后的输出，发送至内插滤波器进行信号的内插滤波，内插滤波的输出即为最佳采样点。

[0015] 综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

[0016] 1、本发明在整个实现过程中均按时钟节奏完成流水操作，即每个载波之间的处理时间仅相差1/(4T)，T为符号周期，不但节省Ram资源，而且保证每个载波的处理延时最小。

[0017] 2、本发明避免采用FFT，选择支持多路信号串行滤波的滤波器，特别是在N等于4的情况下，采用4个并行加法器即可完成相同操作，从而节省乘法器资源。附图说明

[0018] 为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

[0019] 图1为基于Gardner算法的反馈结构示意图。

[0020] 图2为基于平方律定时估计算法的反馈结构示意图。

[0021] 图3为本发明的符号同步方法实现原理图。

[0022] 图4为本发明的平方律定时误差检测实现原理图。

[0023] 图5为本发明的具体示例中数据流控制实现原理图。

[0024] 图6为本发明的具体示例中平方律定时误差检测实现原理图。

[0025] 图7为本发明的具体示例中递归控制实现原理图。

[0026] 图8为本发明的内插滤波器实现原理图。

[0027] 图9为本发明的采用Farrow结构实现的4点分段抛物线内插滤波器结构示意图。

具体实施方式

[0028] 本发明的一种面向MF-TDMA的多载波符号同步方法，如图3所示，进行符号同步的输入信号为经过数字分路的M路载波，每个分路的数据长度为m×L×N，采样率为信号速率的N倍，L为估计所需信号长度；则所述面向MF-TDMA的多载波符号同步方法以如下步骤实现：

[0029] 步骤1，将串行输入的M路载波进行平方操作，并对平方结果进行串并转换，输出为N路并行数据；以下步骤2-5采用平方律定时误差检测算法实现，如图4所示，将通过采样信号进行幅值平方后，该信号即包含有符号速率1/T的谱分量，M.Oerder与H.Meyr在其文献中指出该谱分量的归一化相位是归一化定时偏差的无偏估计。

[0030] 步骤2，将N路并行数据进行多相滤波处理；其中，输入的M路载波，每个分路的数据长度为m×L×N，表示将M路载波分为m块，每块的数据量为LN点，通过信号的离散傅里叶变换分别提取m块数据的谱分量，对于N倍过采样的LN点的频谱，其第LN-1样点即对应于采样频率，则LN/N＝L样点即对应于符号速率，则有符号速率谱分量：

[0031]

[0032] 由数字信号处理可知，对于固定点的FFT结果，可通过滤波器实现。因此，可以采用乘法器将N路并行数据进行的多相滤波处理，滤波后的N路并行数据采用如下表达式：

[0033]

[0034] 其中，xk为每路并行数据，表示滤波系数，k∈[0,NL)。

[0035] 步骤3，将步骤2多相滤波处理后的输出经过L次累加，并将累加结果缓存至存储器；由于有M路载波，故需要将累加结果缓存至存储器，所述步骤3中的存储器的深度为M。

[0036] 步骤4，读取存储器中存储的累加结果进行反正切变换；

[0037] 步骤5，将步骤4的反正切变换的输出乘以

[0038] 步骤6，将步骤5的输出乘以采样倍数N；

[0039] 步骤7，根据步骤6的输出计算内插基点mk和内插小数μk；

[0040] 步骤8，将步骤7输出的mj和μk，以及步骤2多相滤波处理后的输出，发送至内插滤波器进行信号的内插滤波，内插滤波的输出即为最佳采样点。

[0041] 以下结合具体示例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。

[0042] 对一个中低轨卫星，假设该卫星可以支持4路载波，对这4路载波完成数据分路之后，流水输入到符号同步模块进行符号同步，输入数据采样率为信号速率的4倍，估计所需信号长度L为64，每个分路的数据长度为m×4×64，

[0043] 如图3所示，所述的面向MF-TDMA的多载波符号同步方法以如下步骤实现：

[0044] 步骤1，将串行输入的4路载波进行平方操作，并对平方结果进行串并转换，输出为N路并行数据，如图5所示；

[0045] 步骤2-5采用平方律定时误差检测算法实现的过程如图6所示。

[0046] 步骤2，将N路并行数据进行多相滤波处理；其中，由于采样率为信号速率的4倍，可以不采用乘法器，而是采用加法器将N路并行数据进行的多相滤波处理，即，将采用乘法器滤波后的N路并行数据的表达式根据欧拉公式展开，进一步简化，则采用加法器的N路并行数据的表达式如下：

[0047]

[0048] 其中，xk为每路并行数据，表示滤波系数，k∈[0,NL)；x4l、x4l+1、x4l+2、x4l+3分别为并行数据的第一路、第二路、第三路、第四路。也就是说，并行数据的第1路与第3路做减法，将并行数据的第4路与第2路做减法。

[0049] 步骤3，将步骤2多相滤波处理后的输出经过64次累加，并将累加结果缓存至存储器；即，将并行数据的第1路与第3路相减的结果，以及并行数据的第4路与第2路相减的结果分别做累加64次的处理。

[0050] 步骤4，读取存储器中存储的累加结果采用Cordic算法进行反正切变换；

[0051] 步骤5，将步骤4的反正切变换的输出乘以避免除法运算，以节省资源；

[0052] 步骤6，根据步骤5的输出通过查表和递归累加的方法，计算内插基点mk和内插小数μk；如图7所示，所述步骤6包括以下子步骤：

[0053] (1)根据步骤5的输出通过查表计算内插基点mk的初值m0，以及内插小数μk的初值μ0。其中，查的表包括根据步骤5的输出向下取整的结果和取余的结果，在本实施例中，查的表为表1。

[0054] 表1：

[0055]

[0056] 也就是说，

[0057] 当在范围内时，m0＝2，

[0058] 当在范围内时，m0＝3，

[0059] 当在范围内时，m0＝0，

[0060] 当在范围内时，m0＝1，

[0061] (2)将m0和u0进行递归累加，得到内插基点mk和内插小数μk；其中，mk+1＝mk+4，当k＝1时，mk为初值m0；μk＝μ0；

[0062] 步骤7，如图8所示将步骤6输出的mk和μk，以及步骤2多相滤波处理后的输出，发送至内插滤波器进行信号的内插滤波，内插滤波的输出即为最佳采样点。

[0063] 在本实施例中，内插滤波器为采用Farrow结构实现的4点分段抛物线内插滤波器，如图9所示，具体实现时，采用多相形式以提高效率。将步骤7输出的mk和μk，以及步骤2多相滤波处理后输出的4路并行数据发送至该内插滤波器，得到最佳采样点。其中，[0064]

[0065]

[0066]

[0067] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

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