技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信领域，具体涉及基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法。
背景技术
[0002] 在现代通信系统中，
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术由于具备高
频谱效率和强抗多径衰落能
力而得到广泛应用。但其存在较高的旁瓣功率，因而对传输的同步有严格的要求。为了抑制带外功率以降低系统对同步的要求，学者们提出了多种技术，如
滤波器组多载波(Filter bank multi-carrier，FBMC)、滤波OFDM(Filtered-OFDM)、广义频分复用(Generalized frequency division multiplexing，GFDM)和通用滤波多载波(Universal filtered multi-carrier，UFMC)(Vakilian,V.；Wild,T.；Schaich,F.；ten Brink,S.&Frigon,J.F.Universal-filtered multi-carrier technique for wireless systems beyond LTE 2013 IEEE Globecom Workshops(GC Wkshps),2013,223-228)等。这些技术都使用了滤波来抑制带外功率泄露。
同时，近年来，一种基于加权分数傅里叶变换(Weighted-type fractional Fourier transform，WFRFT)的混合载波设计理念(Mei L,Sha X J,Ran Q W,et al.Research on the application of 4-weighted fractional Fourier transform in communication system[J].Science China(Information Sciences),2010,53(6):1251-1260.)由于能整合传统的单载波与多载波体制得到了广泛的关注。在《加权类分数傅里叶变换及其在通信系统中的应用》(梅林.加权类分数傅里叶变换及其在通信系统中的应用[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2010：51-60)中，基于WFRFT的混合载波体系成功整合了传统的单载波与多载波体制，以加权组合的方式融合两种不同的载波分量。混合载波
信号能量在时频平面能均匀分布，可提升系统的抗干扰性能(Wang K,Sha X,Mei L,et al.Performance Analysis of Hybrid Carrier System with MMSE Equalization over Doubly-Dispersive Channels[J].IEEE Communications Letters,2012,16(7):1048-1051)。原有WFRFT混合载波传输方法在载波
频率偏移(Mei L,Zhang Q,Sha X,et al.WFRFT Precoding for Narrowband Interference Suppression in DFT-Based Block Transmission Systems[J].IEEE Communications Letters,2013,17(10):1916-1919)以及符号间干扰和载波间干扰抑制(Li Y,Sha X,Zheng F C,et al.Low Complexity Equalization of HCM Systems with DPFFT Demodulation over Doubly-Selective Channels[J].IEEE Signal Processing Letters,2014,21(7):862-865)等方向具有良好性能，得到了学界与产业界的重视。
发明内容
[0003] 本发明的目的是为了解决现有方法带外泄露高，以及现有方法是按“
块”传输，每个混合载波符号前加入循环前缀，导致频谱效率低的缺点，而提出基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法。
[0004] 基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法包括以下步骤：
[0005] 步骤一：每一子带的连续数据流Dk独立生成后，k＝1,2,…,K，K为子带的个数，将Dk按给定长度Q分成P段，将P段数据流采用预编码矩阵进行预编码后，得到与编码后的数据p＝1,2,…,P，再将P段预编码后的数据拼接成连续的数据流sk(n)，n＝0,1,…,m-1，m为数据流的总点数；
[0006] 步骤二：对预编码后的连续数据流sk(n)进行长度为Lk,b的不重叠分块，对于第q个分块的信号，表示为sk,q， 取出三个连续不重叠分块信号sk,q-1,sk,q,sk,q+1的中间的Nk,b个符号，得到重叠分块信号 其中，Nk,b是Lk,b的2倍；当q＝1时，在两个连续不重叠分块信号sk,1,sk,2前补Lk,b个零后取出中间的Nk,b个符号，完成前述的重叠分块操作。
[0007] 步骤三：将重叠分块信号 进行Nk,b点的傅里叶变换；
[0008] 步骤四：将傅里叶变换结果直接复制Mk次并首尾拼接形成N点的数据，与该子带对应的N点的频域滤波器的系数ek进行点乘，完成频域滤波，得到各子带频域滤波后的结果Pk；
[0009] 步骤五：将步骤四得到的各子带频域滤波的结果加和后进行N点的傅里叶逆变换，得到
[0010] 步骤六：取出 的中间L个符号，完成重叠保留操作，得到
输出信号y(n)的不重叠分块信号 将得到的 个分块信号yq拼接得到y(n)，并经过上变频处理后发出；其中，2L＝N；
[0011] 步骤七：对接收到的步骤六发出并经过信道后的信号进行下变频处理得到混合载波基带信号r(n)，对混合载波基带信号r(n)进行长度为L的不重叠分块；对于第q个分块的信号，表示为rq，取出三个连续不重叠分块信号rq-1,rq,rq+1的中间N个符号，得到重叠分块信号 其中，L是2的幂，N是L的2倍；
[0012] 步骤八：将重叠分块信号 进行N点的傅里叶变换；
[0013] 步骤九：将步骤八进行傅里叶变换后的分块信号进行均衡和子带滤波；
[0014] 步骤十：将步骤九进行均衡和子带滤波后的数据进行Nk,b点傅里叶逆变换，得到其中，Nk,b＝2Lk,b，Lk,b＝L/Mk，Mk为第k个子带对应的插值倍数；
[0015] 步骤十一：保留各分块 的中间Lk,b个数据xk,q，组成数据流xk；再按长度Q分成P段，每段记为xk,p，各段分别进行逆预编码 变换，得到 再将逆预编码后的P个结果组合得到各子带的接收信号
[0016] 本发明的有益效果为：
[0017] 本发明将子带滤波引入混合载波系统来抑制带外泄露，拓展了传统混合载波系统的结构。同时，原有混合载波传输方法是按“块”传输，即每个混合载波符号前加入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，而本发明提出的是连续流传输方法，混合载波符号不加CP，提高了频谱效率。
[0018] 已有的子带滤波通信系统中，各子带传输
波形是单载波或者是多载波信号，本发明提出各子带可灵活的选取所传输的波形，传输的信号为混合载波信号，其中，单载波与多载波信号为两个特例。本发明发明了一种无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法，多个子带同时并行传输，每个子带进行加权傅里叶变换预处理后，经由滤波映射到不同的频段上。而快速卷积能完成时域滤波的线性卷积过程，并具有低复杂度与高灵活性的好处。本发明使用快速卷积完成滤波，能有效地抑制子带的带外泄露。各子带可灵活的选取子带宽度，并设定不同的加权傅里叶变换调制阶数。不同子带的加权傅里叶变换调制阶数既可以相同，也可以根据均衡法则设定各自最优的调制阶数，以使得误比特率性能最优。并且，调整调制阶数也能抑制峰均比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)。在
实施例给定的参数下，子带间的带外抑制泄露相比原有的混合载波系统下降了20dB左右。实施例中也可看出本发明的单一子带的PAPR得到了有效的抑制。同时，本发明所提系统不再依赖CP的使用，提高了系统的频谱效率。本发明将所提系统命名为无循环前缀滤波混合载波系统，其是对传统混合载波系统的拓展，进一步灵活了波形设计，抑制了子带的带外泄露，并不使用CP，提高了系统的频谱效率。
附图说明
[0020] 图2为本发明系统接收机模块示意图；
[0021] 图3为本发明与传统混合载波系统的单子带
功率谱对比图；
[0022] 图4为本发明与传统混合载波系统的功率谱对比图；
[0023] 图5为本发明与传统混合滤波系统的单一子带的
峰均功率比对比图；
[0024] 图6为ZF均衡准则下，本发明在固定频选信道下的误比特率性能图；
[0025] 图7为MMSE均衡准则下，本发明在固定频选信道下的误比特率性能图；
[0026] 图8为ZF均衡准则下，本发明随机频选信道下误比特率性能图；
[0027] 图9为MMSE均衡准则下，本发明随机频选信道下误比特率性能图；
[0028] 图10为数据流重叠分块示意图。
具体实施方式
[0029] 具体实施方式一：基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法包括以下步骤：
[0030] 本发明所提出的系统结构如图1所示。发送机部分由一组插值滤波器构成，接收机部分由一组相应的
采样滤波器构成。
专利的核心在于将发射端的每个子带可选择不同的调制阶数进行WFRFT预编码，在接收端每个子带经过匹配滤波与均衡处理后，相应的子带作逆预编码处理，从而把符号判决
位置从时域变换到分数域。预编码的操作使得波形的选择变得灵活，针对不同的检测
算法，选取最优的调制阶数α，可使得误比特性能最优。并可兼顾系统对PAPR的要求，调整α。由文献(Mei L,Sha X J,Ran Q W,et al.Research on the application of 4-weighted fractional Fourier transform in communication system[J].Science China(Information Sciences),2010,53(6):1251-1260)，经由WFRFT预编码的多载波调制过程可视为混合载波系统。随着α的变化，其单载波分量和多载波分量的比重在发生变化。在本发明提出的系统中，每个用户占据一个子带，不同的子带可选取相同的调制阶数，也可选取不同的调制阶数，因此本发明提出的传输方法属于灵活的混合载波传输。同时，本发明的另一个核心是，利用快速卷积完成无CP混合载波系统各子带的滤波操作，并针对发射机的快速卷积滤波结构，在接收端基于快速卷积算法完成了均衡处理与相应的匹配滤波。该结构不仅能有效抑制子带的带外泄露，同时，不同于传统的混合载波系统，该结构不再依赖CP的使用，即发射端传输的是无CP的混合载波连续流。
[0031] 如图1所示，对于本发明系统，调制过程可以映射为若干路多载波基带信号先经由WFRFT预编码处理生成混合载波信号后，再通过合成
滤波器组，解调过程可以映射为基带接收信号通过分析滤波器组，再经过逆预编码处理。具体来说，每一路预编码后信号通过相应的插值滤波器进行上采样和滤波后，信号被调制至某个载频并限制在相应的频段内，再经过
叠加形成合成信号。载波的个数等于插值滤波器的个数。在接收端，合成信号经过一组采样滤波器进行滤波和
下采样后，分别得到各路的原始预
编码信号，再经由逆预编码处理，得到原始信号。
[0032] 本发明所提系统是以快速卷积的方式完成了插值滤波器的实现。对于每一子带，都可认为是以插值滤波的方式完成了基带信号的映射。而每一子带传送的数据都经由相应的预编码处理。这里可假设每一子带连续流信号是-α阶的加权分数域信号，经过α阶的WFRFT变换后，原始信号就由-α阶的加权分数域信号变换成了时域信号。本发明使用了重叠保留法在频域完成了时域滤波的过程，类似的，可使用重叠相加法在频域完成时域滤波的过程。
[0033] 在本发明所提系统中，对于每一子带，都可认为是以基于快速卷积的插值滤波的方式完成了基带信号的映射。每一子带输入的为连续的数据流，以k标识不同的子带。记Lk,b与L分别为插值前与插值后的不重叠分段的长度，Nk,b与N为相应的重叠分段长度，下标b指明Lk,b与Nk,b为第k个子带的插值前的不重叠分段长度和重叠分段长度。其中，Nk,b＝N/Mk为整数，Mk为第k子带的插值倍数及采样倍数，N是2的幂。
[0034] 步骤一：每一子带的连续数据流Dk独立生成后，k＝1,2,…,K，K为子带的个数，将Dk按给定长度Q分成P段，将P段数据流采用预编码矩阵 进行预编码后，得到预编码后的数据 p＝1,2,…,P，再将P段预编码后的数据拼接成连续的数据流sk(n)，n＝0,1,…,m-1；
[0035] 步骤二：对预编码后的连续数据流sk(n)进行长度为Lk,b的不重叠分块，对于第q个分块的信号，表示为sk,q，sk,q＝[sk,q(0) sk,q(1)…sk,q(Lk,b-1)]T；取出三个连续不重叠分块信号sk,q-1 ,sk,q ,sk,q+1的中间的Nk,b个符号，得到重叠分块信号其中，Nk,b是Lk,b的2倍；当q＝1时，在两个连续不重
叠分块信号sk,1,sk,2前补Lk,b个零后取出中间的Nk,b个符号，完成前述的重叠分块操作。
[0036] 步骤三：将重叠分块信号 进行Nk,b点的傅里叶变换；
[0037] 步骤四：将傅里叶变换结果直接复制Mk次并首尾拼接形成N点的数据，与该子带对应的N点的频域滤波器的系数ek进行点乘，完成频域滤波，得到各子带频域滤波后的结果Pk；
[0038] 步骤五：将步骤四得到的各子带频域滤波的结果加和后进行N点的傅里叶逆变换，得到
[0039] 步骤六：取出 的中间L个符号，完成重叠保留操作，得到输出信号y(n)的不重叠分块信号yq，yq＝[yq(0) yq(1)…yq(L-1)]T；将得到的 个分块信号yq拼接得到y(n)，并经过上变频处理后发出；其中，2L＝N；
[0040] 步骤七：对接收到的步骤六发出并经过信道后的信号进行下变频处理得到混合载波基带信号r(n)，对混合载波基带信号r(n)进行长度为L的不重叠分块；对于第q个分块的信号，表示为rq，rq＝[rq(0) rq(1)…rq(L-1)]T；取出三个连续不重叠分块信号rq-1,rq,rq+1的中间N个符号，得到重叠分块信号 其中，L是2的幂，N是L的2倍；
[0041] 步骤八：将重叠分块信号 进行N点的傅里叶变换；
[0042] 步骤九：将步骤八进行傅里叶变换后的分块信号进行均衡和子带滤波；
[0043] 步骤十：将步骤九进行均衡和子带滤波后的数据进行Nk,b点傅里叶逆变换，得到其中，Nk,b＝2Lk,b，Lk,b＝L/Mk，Mk为第k个子带对应的插值倍数；
[0044] 步骤十一：保留各分块 的中间Lk,b个数据xk,q，组成数据流xk；再按长度Q分成P段，每段记为 p＝1,2,…,P，各段分别进行逆预编码 变换，得到 再将逆预编码后的P个结果组合得到各子带的接收信号
[0045] 缩略语定义：
[0046]
[0047] 主要变量的说明：
[0048]α 加权傅里叶变换的调制阶数
k 子带标识
Lk,b 第k个子带插值前的不重叠分段的长度，b为basic的缩写。
L 插值后的不重叠分段的长度
Nk,b 第k个子带插值前的重叠分段的长度，b为basic的缩写。
N 插值后的重叠分段的长度
Mk 第k个子带的插值倍数及采样倍数
Q 连续流的分段长度
P 连续流的分段数
B 系统总带宽
β 根升余弦滤波器的滚降系数
[0049] 滤波器说明及复杂度分析：
[0050] 本发明以根升余弦滤波器为例，并使用快速卷积的方式在频域完成了时域滤波的等效操作。本发明的仿真实例中，以滚降系数β＝0.125的根升余弦滤波器进行说明。实际系统，可结合需要，进行滚降系数调整。但本发明所提系统不限于使用根升余弦滤波器。有相关文献对子带滤波器的优化设计方法进行了研究。在文献(Yli-Kaakinen J,Renfors M.Optimization of flexible filter banks based on fast-convolution[C]//IEEE International Conference on Acoustics,Speech and Signal Processing.IEEE,2014:1-11)中，提出了以最小化滤波器的通频带和
阻带波动为准则的最优化设计方法；在文献(Yli-Kaakinen J,Renfors M.Optimized burst truncation in fast-convolution filter bank based waveform generation[C]//IEEE,International Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications.IEEE,2015:71-75)中，提出了以时频局部化特性为第一目标的滤波器设计方法。技术人员可参考有关资料进行滤波器设计。
[0051] 本发明的一大特色是，针对混合载波系统，采用快速卷积的方式完成滤波，相比传统的时域滤波，极大地降低了算法复杂度。同时，在实现上，快速卷积的操作可使用并行处理，加快处理速度。
[0052] 与传统混合载波系统相比，本发明系统增加了滤波的操作，提高了算法复杂度。但基于快速卷积的操作，相比传统的时域滤波，又显著地减小了复杂度。
[0053] 为在统一的标准下进行比较，设混合载波系统载波总数为N，实际使用L个
子载波，复杂度的衡量标准为发送LU个符号需要的乘法运算次数。为了对比，表1中也列出了传统的OFDM系统。针对本发明系统，对于某一个归一化带宽为Nk,b/N并采用滚降系数为β的RRC滤波器的子带k，发送ULk,b个符号所需的计算量可近似为(ULk,blogQ+4ULk,b)+(UNlogN)+UNk,b(β+logNk,b)。其中，Q为ULk,b个符号组成的连续流的分段长度。
[0054] 表1几种多载波技术的发射机计算复杂度
[0055]
[0056] 如表1所示，列出了4个系统的近似发射机复杂度。对于本发明系统，由于频域滤波系数在阻带上为0，在大部分
通带上为1，可节省运算量。不过，快速卷积在进行快速傅里叶变换/快速傅里叶逆变换计算前后，重叠保留的操作在一定程度上降低了计算效率。而对于时域滤波混合载波系统，时域线性卷积的滤波操作极大提高了算法复杂度。基于快速卷积在频域完成滤波，与在时域完成滤波本质上是等效的，都能抑制带外泄露，但极大地减小了算法复杂度。值得指出的是，本发明不是简单地使用快速卷积替代时域滤波，而是相应地对传统混合载波接收机结构进行设计，使得接收端的匹配滤波与均衡操作能进行有机融合。从而，让混合载波信号不再依赖CP的使用，并提高了频谱效率。但是各子带采用根升余弦滤波器，再映射到相应频带，由于为了抑制带外引入了过渡带，也导致各子带所占子载
波数增加，亦会带来频谱效率的下降。故本发明所提系统相比在时域滤波的混合载波系统，能有效提高频谱效率。但与未滤波的混合载波系统，其频谱效率无明显提高。
[0057] 具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一中将Dk按给定长度Q分成P段，将P段数据流采用预编码矩阵进行预编码后，得到与编码后的数据p＝1,2,…,P，再将P段预编码后的数据拼接成连续的数据流sk(n)的具体过程为：
[0058] Dk＝[DTk,1 DTk,2…DTk,P]T
[0059] Dk,p＝[Dk,p(0) Dk,p(1)…Dk,p(Q-1)]T
[0060]
[0061]
[0062] 其中sk为sk(n)的矢量表示；DTk,1表示第k个子带第1个分段的数据信号的转置；DTk,2表示第k个子带第1个分段的数据信号的转置；DTk,P表示第k个子带第P个分段的数据信号的转置；Dk,p(0)表示第k个子带第p个分段的数据信号里的第1个数据信号点；Dk,p(1)表示第k个子带第p个分段的数据信号里的第2个数据信号点；Dk,p(Q-1)表示第k个子带第p个分段的数据信号里的第Q个数据信号点； 表示第k个子带第1个分段的数据信号进行预编码后得到的数据的转置； 表示第k个子带第1个分段的数据信号进行预编码后得到的数据的转置； 表示第k个子带第P个分段的数据信号进行预编码后得到的数据的转置；
[0063] 预编码矩阵为Q阶的加权分数
傅立叶变换矩阵 αk为子带k的加权分数傅里叶变换的调制阶数；
[0064] 所述矩阵 的表达式具体为：
[0065]
[0066] 其中 是加权系数，定义如下：
[0067]
[0068] 其中IQ是Q×Q单位矩阵，FQ是Q×Q离散傅里叶变换矩阵；TQ是置换矩阵，每一行每一列只有一个元素非零，具体表示如下：
[0069]
[0070] 另外，加权分数傅里叶逆变换可以表示为 即 为 对应的逆预编码矩阵。αk的小标k用于区分不同子带的加权傅里叶变换调制阶数α。并且，根据文献(Mei L,Sha X J,Ran Q W,et al.Research on the application of 4-weighted fractional Fourier transform in communication system[J].Science China(Information Sciences),2010,53(6):1251-1260)，经由WFRFT预编码的多载波调制过程可视为混合载波系统。由上述的公式可知，WFTFR变换是由原函数和其傅里叶变换后的函数加权求和得到的。同时，随着α在[0,1]内变化，其单载波分量和多载波分量的比重在发生变化。当α＝0时，只有单载波分量，混合载波系统变成单载波系统；当α＝1时，只有多载波分量，混合载波系统变成OFDM系统。可将调制阶数α限定在[0,1]内，通过自由选择α，来调整单载波和多载波的比重，以发挥其对抗信道畸变的优势，这便是混合载波调制的机理。
[0071] 其它步骤及参数与具体实施方式一相同。
[0072] 具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：如图10所示，所述步骤二中取出三个连续不重叠分块信号sk,q-1,sk,q,sk,q+1的中间的Nk,b个符号，得到重叠分块信号 的表达式为：
[0073]
[0074] 其中，Rb为发送机重叠分块矩阵， 为Nk,b阶的单位矩阵，记2Lk,s为相邻重叠分块信号间的重叠样本数，则Nk,b＝Lk,b+2Lk,s；本发明取Lk,s＝Lk,b/2，即Nk,b＝2Lk,b；值得指出的是，2Lk,s的长度可结合滤波器的时域响应长度进行设计，非本发明重点，未予讨论。
[0075] 其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。
[0076] 具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述步骤四中将傅里叶变换结果直接复制Mk次并首尾拼接形成N点的数据，与该子带对应的N点的频域滤波器的系数ek进行点乘，完成频域滤波，得到各子带频域滤波后的结果Pk的具体过程为：
[0077]
[0078] 其中， 为Nk,b点傅里叶变换矩阵 ，表示增益修正后的滤波器系数矩阵，Bk是第k个子带滤波器的3dB带宽；
Mk表示插值倍数，对于所有子带，有Lk,bMk＝N。Λk表示以第k个子带对应的插值滤波器频域响应为对
角线元素的N×N矩阵，Λk＝diag(ek)，diag(·)表示以括号内的数作为对角线元素生成对角矩阵； 表示Mk行1列的全1矩阵， 表示Nk,b阶的单位
阵， 表示克罗内可(Kronecker)积。
[0079] 各子带使用快速卷积在频域实现了滤波。因此，每个子带滤波器只需在频域对应的抽头上设计不同的权重系数。滤波器可选用根升余弦滤波器频域系数进行设计，通带内的最大权重设为1。若要调整该子带的中心频率，可将(1+β)Nk,b的非零值在N点的FFT单元上移动，最小的移动距离对应的频率变化(也即频率
分辨率)Δf＝B/N，B为系统总带宽。相应的，接收端对应的
匹配滤波器做同样的移动即可。
[0080] 所述频域滤波器的系数ek的非零部分根据根升余弦滤波器的归一化的频域公式H(f)直接采样生成：
[0081]
[0082] 所述频域滤波器的3dB带宽为Nk,b点，ek的总点数为N点，非零点数为(1+β)Nk,b点。其中β为滚降系数，f0＝Δf·Nk,b/2为截止频率，Δf为频率分辨率，f为频率，对f进行离散采样， 得到滤波器系数
的非零值。
[0083] 其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。
[0084] 具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式一至四之一不同的是：所述步骤五中将步骤四得到的各子带频域滤波的结果加和后进行N点的傅里叶反变换，得到 具体为：
[0085]
[0086] 其中， 为FN共轭转置矩阵，FN为N点傅里叶变换矩阵，[FN]p,d＝N-1/2e-j2π(p-1)(d-1)/N。
[0087] 其它步骤及参数与具体实施方式一至四之一相同。
[0088] 具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式一至五之一不同的是：所述步骤六中分块信号yq的表达式为：
[0089]
[0090] 其中，O为发送机重叠保留矩阵，O＝[0L×L/2 IL 0L×L/2]，IL为L阶的单位矩阵。
[0091] 其它步骤及参数与具体实施方式一至五之一相同。
[0092] 具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式一至六之一不同的是：所述步骤七中重叠分块信号 的表达式为：
[0093]
[0094] 其中，R为接收机重叠分块矩阵，R＝[0N×(L-L/2) IN 0N×(L-L/2)]，IN为N阶的单位矩阵。
[0095] 其它步骤及参数与具体实施方式一至六之一相同。
[0096] 具体实施方式八：本实施方式与具体实施方式一至七之一不同的是：所述步骤九中将步骤八进行傅里叶变换后的分块信号进行均衡和子带滤波的具体过程为：
[0097] 先根据不同的均衡法则得到均衡系数矩阵Φ后，将均衡系数矩阵Φ与不同子带的滤波器系数矩阵Πk进行相乘合并后，再与N点的傅里叶变换结果进行点乘；将结果按长度Nk,b均分成Mk段，进行叠加，完成降采样滤波，得到第k子带第q个分段的降采样滤波后的数据Qk,q；所述不同的均衡准则为迫零准则和
最小均方误差准则；
[0098]
[0099] 这里，ET为E的转置，由于本发明采用成对的采样滤波器和插值滤波器，故接收端的增益修正后的滤波器系数矩阵Πk与发射机相同。Φ为频域均衡系数矩阵，其可根据ZF准则或MMSE准则得到；
[0100] 所述均衡系数矩阵Φ具体为：
[0101] 当采用最小均方误差准则时，均衡系数矩阵Φ为：
[0102]
[0103] 当采用迫零准则时，均衡系数矩阵Φ为：
[0104] Φ＝diag(1/hi),i＝1,2,…,N
[0105] 其中，hi为 的主对角线元素，HN×N为多径信道矩阵，FN为N维的傅里叶变换矩阵， 为FN的共轭转置矩阵，σ2为噪声方差， 为hi的共轭。
[0106] 在接收端，本分明采用了快速卷积的方式完成采样滤波。将均衡过程加入，其实现框图如图2所示。图2中，滤波器的阻带部分值为0，与均衡系数进行相乘合并后，依旧为0，图中没有标注。
[0107] 可以发现，这里使用的是简单的单点抽头均衡，均衡器系数可与滤波器系数相乘合并。这一简化的单抽头均衡器的设计理念的可行性在文献(Zhao J,Wang W,Gao X.Transceiver design for fast-convolution multicarrier systems in multipath fading channels[C]//International Conference on Wireless Communications&Signal Processing.IEEE,2015:1-5)进行了说明。本发明结合不同的加权变换调制阶数，在不同均衡准则下，予以了仿真验证。为了尽量减小段间干扰，各分段之间的重叠部分应显著大于信道长度。同时，多径信道矩阵HN×N会被傅里叶变换矩阵渐进对角化，对角化程度随着傅里叶变换点数N的增大而增大。也即，N越大，取主角线元素hi生成的均衡系数对信道畸变的补偿效果更佳。
[0108] 其它步骤及参数与具体实施方式一至七之一相同。
[0109] 具体实施方式九：本实施方式与具体实施方式一至八之一不同的是：所述步骤十中将步骤九进行均衡和子带滤波后的数据进行Nk,b点傅里叶逆变换，得到 的表达式为：
[0110]
[0111] 其中 为Nk,b点傅里叶逆变换矩阵。
[0112] 其它步骤及参数与具体实施方式一至八之一相同。
[0113] 具体实施方式十：本实施方式与具体实施方式一至九之一不同的是：所述步骤十一中保留各分块 的中间Lk,b个数据xk,q，组成数据流xk；再按长度Q分成P段，每段记为各段分别进行逆预编码 变换，得到 再将逆预编码后的P个结果组合得到各子带的接收信号 具体为：
[0114]
[0115]
[0116]
[0117]
[0118]
[0119] 其中，Ob为接收机重叠保留矩阵， 为Lk,b阶的单位矩阵。xTk,1表示第k个子带第1个不重叠分块数据信号的转置；xTk,2表示第k个子带第2个不重叠分块数据信号的转置； 表示第k个子带第 个不重叠分块数据信号的转置；数据流xk由 个不重叠分块数据xk,q拼接而成，再将其按长度Q分成成P段，每段数据信号记为 表示第k个子带第1个分段的数据信号的转置； 表示第k个子带第2个分段的数
据信号的转置； 表示第k个子带第P个分段的数据信号的转置； 表示第k个子带第1个分段的数据逆预编码变换后得到的结果的转置； 表示第k个子带第2个分段的数据逆预编码变换后得到的结果的转置； 表示第k个子带第P个分段的数据逆预编码变换后得到的结果的转置；
[0120] 其它步骤及参数与具体实施方式一至九之一相同。
[0121] 实施例一：
[0122] 本发明提出的系统相对于传统的混合载波系统最显著的优点便是陡峭的带外衰减。带外泄露会带来子带间的信号干扰，因而本发明提出的系统带外衰减快，能更好地利用碎片化频谱资源间的“空隙”。
[0123] 基本仿真参数设置为：加权变换的调制阶数α＝0.5，N＝2048，L＝1024，根升余弦滤波器滚降系数β＝0.125，连续流的分段进行加权变换预编码的长度Q＝64，重叠分块长度Nk,b＝128，仿真中初始数据信号均采用4QAM调制生成，均未使用信道编码。仿真中各子带使用了相同的重叠分块长度与相同的加权变换调制阶数。图3比较了本发明提出的系统的某个子带使用根升余弦滤波器后与传统混合载波系统不使用根升余弦滤波器进行滤波两种情况下的功率谱。仿真中，使用的根升余弦滤波器的滚降因子β＝0.125。从图3中可以看出，本发明提出的系统能较好地抑制旁瓣。同时，在相同的频谱效率下，将本发明所提系统与传统混合载波系统已调信号的功率谱进行比较。两系统实际使用的载波数均为1024。结果如图4所示，相邻子带间的干扰在-30dB以下，子带间干扰较小。需要指出的是，本发明系统中，各子带带宽和中心频率可自由调整。并且，可以改变滤波器的滚降系数改变带外抑制性能。
[0124] 峰值-
平均功率比(PAPR)定义为信号的最大瞬时功率与平均功率之比：
[0125]
[0126] 其中，s(n)表示发射的时域信号，E[·]表示期望值。无线通信系统发射机的功率
放大器存在着最大功率限制。为了确保信号经过
功率放大器之后不发生非线性失真，要求功率放大器工作在线性工作区内，即发射机信号的最大瞬时功率一般不能超过功率放大器的最大输出功率。信号的高PAPR会损害系统的通信性能。互补累计分布函数(CCDF)被用来评估系统的PAPR性能，其定义为信号实际峰均功率比超过
门限峰均功率比PAPR0的概率:
[0127] CCDF＝Pr[PAPR>PAPR0]
[0128] 其中，Pr[·]表示概率。我们知道，对于混合载波系统，其PAPR值介于OFDM系统与DFT-S-OFDM之间(沙学军，梅林，张钦宇.加权分数傅里叶变换及其在通信系统中的应用[M].人民邮电出版社，2016：81-83)。而OFDM系统与DFT-S-OFDM系统是特定加权变换调制阶数下的混合载波系统。而本发明所提的基于快速卷积的滤波混合载波系统不仅保留了传统混合载波系统根据不同调制阶数对PAPR进行调整的灵活性，同时，滤波的操作可在一定程度上进一步减小PAPR。
[0129] 图5以单一子带为例，对本发明系统的PAPR特性与传统混合载波系统进行了对比。仿真中，基本仿真参数同上，采用4QAM调制方式，本发明系统子带3dB带宽对应的子载波占用数为128(Nk,b＝128)，其余系统单一子带均占用128个子载波。由图可见，当单个子带用于一个用户传输数据时，本发明系统发射端信号的PAPR明显小于传统混合载波系统的PAPR。
其中，OFDM可视为α＝1的混合载波系统，DFT-S-OFDM可视为α＝0的混合载波系统。在相同的调制阶数下，本发明系统PAPR性能优于传统混合载波系统。并且，对于本发明系统，当发送的原始数据为时域信号，即α＝0时，其具有最佳的PAPR性能。
[0130] 实施例二：
[0131] 该实施例对本发明方法的误比特率性能进行了仿真。
[0132] 基于前述对本发明系统接收机的介绍，结合系统特点，在接收端采用基于快速卷积的均衡器设计。该接收机设计，不再要求所发送信号带有循环前缀CP。本发明系统不依赖CP结构，提高了频谱效率，同时，在频选信道下，可达到和原混合载波系统接近的误比特率性能。本发明提出，可根据均衡所采用的基于ZF或MMSE均衡准则，与系统对PAPR的要求，在发端选取合适的调制阶数。需要注意的是，每一子带可根据各自不同的需求选取不同的调制阶数α。而本发明的仿真以单一子带进行说明。如果是多子带系统，可将各子带的误码率进行平均处理。同时，下述仿真中，连续流分段进行预编码的分段长度Q都设为64。
[0133] 在固定频选信道下，对本发明系统进行了仿真。仿真使用三径信道，信道延迟[0，5，10]个码片，信道冲激响应为[1，-0.5，0.3]并做能量归一化处理。基本参数设置为：加权变换的调制阶数α＝0，0.5，1，N＝2048，L＝1024，RRC滤波器滚降系数β＝0.125，单子带占用的3dB带宽为128个子载波，即Nk,b＝128。初始连续流信号均采用4QAM调制生成，均未使用信道编码。接收端均假设具有理想的信道状态信息。
[0134] 从图6与图7可见，对于本发明所提系统，当子带所发送数据所含的单载波成分越高，该子带越类似宽带单载波系统，能更好的利用频率分集，误比特率性能更佳。
[0135] 在随机频选信道下，对本发明系统的性能进行了蒙特卡罗仿真。各径的相对时延为[0，10，20，30，50，70]个码片，各径的平均功率为[0，-3.6，-7.2，-10.8，-18，-25.2]dB。基本参数设置为：加权变换的调制阶数α＝0，0.5，1，N＝2048，L＝1024，RRC滤波器滚降系数β＝0.125，单子带占用的3dB带宽为128个子载波，即Nk,b＝128。初始连续流信号均采用4QAM调制生成，均未使用信道编码。为了体现衰落信道的随机性，生成了1000次随机信道，每次信道仿真1000次，并取平均。
[0136] 由图8与图9可见，在随机频选信道下，本发明提出的基于快速卷积滤波混合载波系统在不同的均衡法则下，不同的加权调制阶数α预编码下，呈现不同的误比特率性能。在ZF准则下，子带发送多载波数据(即α＝1)时，具有最好的误比特率性能。在MMSE准则下，子带发送单载波数据(即α＝0)时，具有最好的误比特率性能。故而，针对本发明系统，如果只考虑误比特率性能时，接收机采用ZF准则进行均衡时，可选取预编码矩阵的调制阶数α＝1；如果接收机采用MMSE准则进行均衡时，选取预编码矩阵的调制阶数α＝0。同时，调制阶数也会影响PAPR的大小。当系统单载波成分越多，即α接近0时，PAPR越小。故，可结合系统对PAPR的要求，兼顾接收机采用的均衡法则，选取合适的调制阶数α。
[0137] 本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和
变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的
权利要求的保护范围。
