技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子变换技术领域的一种单相功率因数校正器（PFC），具体地，涉及一种直接网侧功率控制的单相功率因数校正器。
背景技术
[0002] 为了抑制采用
整流桥的单相AC-DC变换器产生的谐波
电流，降低谐波电流干扰，使其符合谐波电流标准，需要采用单相有源功率因数校正（PFC）技术。单相有源功率因数校正技术具有多种控制策略，如双闭环控制、单周期控制等，都能获得很好的校正效果。其中采用单周期控制的单相有源PFC，功率因数校正效果好，动态响应快，鲁棒性强。但是在原理上，单周期控制不涉及
电压外环，但是为了稳定输出直流电压，必须增加电压外环。传统电压外环一般采用电压误差
放大器，而不采用PID调节器。电压误差放大器的惯性较大，影响了单周期控制的动态响应速度。
[0003] 直接功率控制是一种直接控制功率变化符合规定曲线的砰砰控制，在三相PWM
整流器、三相有源
滤波器以及三相潮流
控制器等FACTS范畴的变换器当中得到了广泛的关注和研究，具有响应快速的优点。在单相有源PFC领域，尚没有这方面应用的先例，尤其没有综合直接功率控制和单周期控制的应用先例。
[0004] 经过对采用单周期控制原理的单相有源功率因数校正器
现有技术的检索，发现主要有以下代表性文献：
[0005] [1]李东和阮新波.《高效率的BOOST型功率因数校正预调节器》.中国
电机工程学报.V24,No.10，2004.10：153-156；其主要技术特征如下：采用UC3854BN模拟控制器，电压误差放大器作为电压外环，响应速度受到影响；
[0006] [2]胡宗波和张波等.《BOOST功率因数校正变换器单周期控制适用性的理论分析与实验验证》.中国电机工程学报.V25,No.21，2005.11：19-23；其主要技术特征如下：采用电压误差放大器作为电压外环，响应速度受到影响，没有充分发挥单周期控制的优势；
[0007] [3]何志远和韦巍.《基于虚拟磁链的PWM整流器直接功率控制研究》.浙江大学学报.V38,No.12，2004.11：1619-1622；其主要技术特征如下：三相整流器，响应速度快，但是由于采用砰砰控制，带来
开关频率突变而是引入扰动和噪声，降低系统的可靠性，甚至使得系统的性能发生恶化。
[0008] 综合以上，对单相有源功率因数校正器现有技术的检索发现，单周期控制和直接功率控制具有响应快的优点，但是电压外环限制了单周期的响应速度，传统直接功率控制开关频率剧烈变化带来系统的潜在不稳定。
发明内容
[0009] 针对现有技术中的
缺陷，本发明的目的是提供一种采用功率
电路、辅助电路和控
制模块构成的直接网侧功率控制的单相功率因数校正器，实现单位输入功率因数的交流-直流变换，适合宽负载应用，同时具有电路简单、控制方便等优点。
[0010] 本发明提供一种直接网侧功率控制的单相功率因数校正器，包括功率电路、辅助电路和
控制模块，其中：所述功率电路完成单相AC-DC的功率变换；所述辅助电路连接所述功率电路，完成对输入电压、输入电流、
输出电压的瞬时检测和对原始PWM脉冲的驱动，并将各种测量电量输出到所述控制模块；所述控制模块接受所述辅助电路各种检测电量后，按照直接功率控制和单周期控制原理进行数字运算和逻辑处理，并得到原始驱动脉冲，经过驱动后输送到所述功率电路，控制功率器件的通断规律，使得所述功率电路完成功率因数校正，并输出稳定的直流电压。
[0011] 优选地，所述功率电路包括整流电路、
升压电路、分流电路和分压电路，其中：
[0012] 所述整流电路包括并联于网侧的交流电容和由第一、第二、第三、第四
二极管构成的单相整流桥，所述交流电容的两端并联于交流网侧，所述单相整流桥的第一桥臂包括
串联的所述第一、第二二极管，所述单相整流桥的第二桥臂包括串联的所述第三、第四二极管，所述第一、第二桥臂的高端共
阴极相连形成正极，所述第一、第二桥臂的低端共
阳极相连形成负极，所述第一、第二桥臂的中点与所述交流电容的两端相连；
[0013] 所述升压电路包括升压电感、反向快速恢复二极管、斩波功率器件和
电解电容，所述升压电感的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥正极相连，另一端与所述反向快速恢复二极管的阳极、所述斩波功率器件的集
电极相连，所述反向快速恢复二极管的阴极与所述电解电容的正极相连后形成直流输出正极，所述斩波功率器件的发射电极与所述电解电容的负极相连后形成直流输出负极；
[0014] 所述分流电路是一分流
电阻，所述分流电阻的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥的负极相连，另一端与所述升压电路中的所述斩波功率器件的发射电极、所述电解电容的负极相连；
[0015] 所述分压电路包括中间分压电路和输出分压电路，所述中间分压电路包括串联后并联于整流电路输出端的第二电阻、第三电阻，所述第二电阻的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥的正极相连，另一端与所述第三电阻的一端相连，所述第三电阻的另一端与所述整流电路中的所述单相整流桥的负极、所述分流电路中的所述分流电阻的一端相连；所述输出分压电路包括串联后并联于直流输出端的第四电阻、第五电阻，所述第四电阻的一端与所述升压电路中的所述反向快速恢复二极管的阴极、所述电解电容的正极相连，形成直流输出正极，另一端与所述第五电阻的一端相连，所述第五电阻的另一端与所述分流电路的所述分流电阻的另一端、所述升压电路中的所述斩波功率器件的发射电极、所述电解电容的负极相连，形成直流输出负极。
[0016] 优选地，所述辅助电路包括输入电压检测电路、输入电流检测电路、输出电压检测电路和驱动脉冲放大电路，其中：
[0017] 所述输入电压检测电路的输入端与所述功率电路中的所述中间分压电路中点相连，所述输入电流检测电路的输入端与所述功率电路中的所述分流电阻一端相连，所述输出电压检测电路的输入端与所述功率电路中的所述输出分压电路中点相连，所述驱动脉冲放大电路的输出端与所述功率电路中的所述斩波功率器件的
门极相连。
[0018] 优选地，所述控制模块包括电压平方控制外环模块和电流控制内环模块，其中：
[0019] 所述电压平方控制外环模块包括输入电压有效值计算模块、输入电流有效值计算模块、输入功率平均值计算模块、输入功率需求值计算模块、输入功率定标模块和电压平方PI调节模块，其中：
[0020] 所述输入电压有效值计算模块的入口与所述辅助电路中的所述输入电压检测电路的输出端相连，出口与所述输入功率平均值计算模块的第一入口相连；
[0021] 所述输入电流有效值计算模块的入口与所述辅助电路中的所述输入电流检测电路的输出端相连，出口与所述输入功率平均值计算模块的第二入口相连；
[0022] 所述输入功率平均值计算模块的出口与所述输入功率需求值计算模块的第一入口相连；
[0023] 所述输入功率需求值计算模块的出口与所述输入功率定标模块的入口相连；
[0024] 所述输入功率定标模块的出口分别与所述单周期控制内环模块中的外部复位积分模块的第二入口、减法模块的第一入口相连；
[0025] 所述电压平方PI调节模块的第一入口与所述辅助电路中的所述输出电压检测电路输出端相连；第二入口为给定电压平方，出口与所述输入功率需求值计算模块的第二入口相连；
[0026] 所述单周期控制内环模块包括脉冲发生模块、RS触发模块、外部复位积分模块、比较模块和减法模块，其中：
[0027] 所述脉冲发生模块的出口与所述RS触发模块的第一入口相连；
[0028] 所述RS触发模块的第二入口与所述比较模块的出口相连，第一出口与所述外部复位积分模块的第一入口相连，第二出口与所述辅助电路中的所述驱动脉冲放大电路的输入端相连；
[0029] 所述外部复位积分模块的出口与所述比较模块的第一入口相连；
[0030] 所述比较模块的第二入口与所述减法模块的出口相连；
[0031] 所述减法模块的第二入口与所述辅助电路中的所述输入电流检测电路的输出端相连。
[0032] 本发明的工作原理是采用功率电路、辅助电路和控制模块实现直接网侧功率控制的单相功率因数校正器的全部功能，所述控制模块用以实现单相功率因数校正器的直接网侧功率控制
算法，具体的：
[0033] 所述输入电压有效值计算模块负责根据所述辅助电路中的所述输入电压检测电路测量得到的输入电压瞬时值，采用滑动窗口的方法处理半个电源周期的输入电压瞬时值，计算得到实时性较高的输入电压有效值；
[0034] 所述输入电流有效值计算模块负责根据所述输入电流检测电路测量得到的输入电流瞬时值，即所述分流电阻的端电压，反映所述升压电感的电流的瞬时值，采用滑动窗口的方法处理半个电源周期的输入电流瞬时值，计算得到实时性较高的输入电流有效值；
[0035] 所述输入功率平均值计算模块负责将所述输入电压有效值计算模块计算得到的输入电压有效值和所述输入电流有效值计算模块计算得到的输入电流有效值进行相乘，得到实时性较强的当前实际输入功率；
[0036] 所述电压平方PI调节模块负责根据所述输出电压检测电路测量得到的直流输出电压瞬时值，对其求平方，然后将已经平方后得到的给定电压平方减去输出电压瞬时值的平方得到平方差，接着对平方差进行比例积分调节（PI），得到控制电压平方的控制量；
[0037] 所述输入功率需求值计算模块负责将所述输入功率平均值计算模块得到的当前实际输入功率和所述电压平方PI调节模块输出的反映输出功率需求变化量的控制量相加，得到当前需要从
电网获取的总功率需求；
[0038] 所述输入功率定标模块将所述输入功率需求值计算模块得到的当前需要从电网获取的总功率需求，除以功率基值，得到标么值，该标么值被送入所述外部复位积分模块，进行数字积分，得到斜率反映标么值大小的斜坡
信号，根据单相有源PFC的功率范围和标么值，通过调试确定功率基值；
[0039] 所述脉冲发生模块负责产生与载波同步的脉冲，用于设置后级所述RS触发模块，该同步脉冲的频率即为所述功率电路中的所述斩波功率器件开关频率；
[0040] 所述减法模块负责将所述输入功率定标模块的标定功率减去所述输入电流检测电路输出的瞬时电流；
[0041] 所述RS触发模块接受来自所述脉冲发生模块的置位信号和来自所述比较模块的复位信号，产生原始的PWM触发信号，送至所述驱动脉冲放大电路，进而驱动所述斩波功率器件，所述RS触发模块同时输出原始PWM触发信号的互补信号，对所述外部复位积分模块产生的斜坡信号进行复位，得到锯齿形载波，该锯齿形载波被送入所述比较模块，再与所述减法模块的输出进行比较，产生所述RS触发模块的复位信号。
[0042] 与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
[0043] 1、本发明有机地将直接功率控制与单周期控制相结合，设计单相有源PFC的控制模块，利用直接控制功率动态响应快的特点设计电压平方控制外环，适应快速的负载变化，但是不采用砰砰控制，开关频率恒定，同时利用单周期控制响应速度快和抗扰能力强的优点，设计控制内环，改善动态特性和提高抗干扰能力；
[0044] 2、本发明采用直接功率控制外环，还有利于实现单相有源PFC的功率跟随特性，当负载较重时输出直流电压平均下降，反之增加，结果有利于改善功率电路中升压电感的设计难度；
[0045] 3、本发明控制模块的设计更加灵活高效，动静态性能得以提升，并且能够适应负载的随机变化，无论重载或轻载，都可以获得较高的功率因数校正效果。
附图说明
[0046] 通过阅读参照以下附图对非限制性
实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0047] 图1为本发明的直接网侧功率控制的单相功率因数校正器的原理图。
具体实施方式
[0048] 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0049] 如图1所示，本实施例提供一种直接网侧功率控制的单相功率因数校正器，包括功率电路1、辅助电路2和控制模块3，其中：所述功率电路1完成单相AC-DC的功率变换；所述辅助电路2连接所述功率电路1，完成对整流后电压（即输入电压）、电感电流（即反映输入电流）、输出电压的瞬时检测和对原始PWM脉冲的驱动，并将各种检测电量输出到所述控制模块3；所述控制模块3接受所述辅助电路2各种检测电量后，按照直接功率和单周期控制原理进行数字运算和逻辑处理，并得到最终原始驱动脉冲，经过驱动后输送到所述功率电路1，控制功率器件的通断规律，使得所述功率电路1完成功率因数校正，并输出稳定的直流电压。
[0050] 本实施例所述功率电路1包括整流电路、升压电路、分流电路和分压电路，其中：
[0051] 所述整流电路包括并联于网侧的交流电容C1和由第一、第二、第三、第四二极管(D1、D2、D3、D4)构成的单相整流桥B1，所述交流电容C1的两端并联于交流网侧，所述单相整流桥B1的第一桥臂包括串联的所述第一二极管D1和所述第二二极管D2，所述单相整流桥B1的第二桥臂包括串联的所述第三二极管D3和所述第四二极管D4，所述第一、第二桥臂的高端共阴极相连形成正极，所述第一、第二桥臂的低端共阳极相连形成负极，所述第一、第二桥臂的中点与所述交流电容C1的两端相连；
[0052] 所述升压电路包括升压电感L1、反向快速恢复二极管FRD1、斩波功率器件S1和电解电容E1，所述升压电感L1的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥B1正极相连，另一端与所述反向快速恢复二极管FRD1的阳极、所述斩波功率器件S1的集电极相连，所述反向快速恢复二极管FRD1的阴极与所述电解电容E1的正极相连后形成直流输出正极，所述斩波功率器件S1的发射电极与所述电解电容E1的负极相连后形成直流输出负极；
[0053] 所述分流电路是一分流电阻R1，所述分流电阻R1的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥B1的负极相连，另一端与所述升压电路中的所述斩波功率器件S1的发射电极、所述电解电容E1的负极相连；
[0054] 所述分压电路包括中间分压电路和输出分压电路，所述中间分压电路包括串联后并联于整流电路输出端的第二电阻R2、第三电阻R3，所述第二电阻R2的一端与所述整流电路中的所述单相整流桥B1的正极相连，另一端与所述第三电阻R3的一端相连，所述第三电阻R3的另一端与所述整流电路中的所述单相整流桥B1的负极、所述分流电路中的所述分流电阻R1的一端相连；所述输出分压电路包括串联后并联于直流输出端的第四电阻R4、第五电阻R5，所述第四电阻R4的一端与所述升压电路中的所述反向快速恢复二极管FRD1的阴极、所述电解电容E1的正极相连，形成直流输出正极，另一端与所述第五电阻R5的一端相连，所述第五电阻R5的另一端与所述分流电路的所述分流电阻R1的另一端、所述升压电路中的所述斩波功率器件S1的发射电极、所述电解电容E1的负极相连，形成直流输出负极。
[0055] 本实施例所述辅助电路2包括输入电压检测电路M1、输入电流检测电路M2、输出电压检测电路M3和驱动脉冲放大电路M4，其中：
[0056] 所述输入电压检测电路M1的输入端与所述功率电路1中的所述中间分压电路中点相连，所述输入电流检测电路M2的输入端与所述功率电路1中的所述分流电阻R1一端相连，所述输出电压检测电路M3的输入端与所述功率电路1中的所述输出分压电路中点相连，所述驱动脉冲放大电路M4的输出端与所述功率电路1中的所述斩波功率器件S1的门极相连。
[0057] 本实施例所述控制模块3包括完成控制算法的十一个数字模块，分为电压平方控制外环模块和电流控制内环模块，其中：
[0058] 所述电压平方控制外环模块包括六个数字模块，即输入电压有效值计算模块U1、输入电流有效值计算模块U2、输入功率平均值计算模块U3、输入功率需求值计算模块U4、输入功率定标模块U6和电压平方PI调节模块U5，其中：
[0059] 所述输入电压有效值计算模块U1的入口与所述辅助电路2中的所述输入电压检测电路M1的输出端相连，出口与所述输入功率平均值计算模块U3的第一入口相连；
[0060] 所述输入电流有效值计算模块U2的入口与所述辅助电路2中的所述输入电流检测电路M2的输出端相连，出口与所述输入功率平均值计算模块U3的第二入口相连；
[0061] 所述输入功率平均值计算模块U3的出口与所述输入功率需求值计算模块U4的第一入口相连；
[0062] 所述输入功率需求值计算模块U4的出口与所述输入功率定标模块U6的入口相连；
[0063] 所述输入功率定标模块U6的出口分别与所述单周期控制内环模块中的外部复位积分模块U9的第二入口、减法模块U11的第一入口相连；
[0064] 所述电压平方PI调节模块U5的第一入口与所述辅助电路2中的所述输出电压检测电路M3输出端相连；第二入口为给定电压平方，出口与所述输入功率需求值计算模块U4的第二入口相连；
[0065] 所述单周期控制内环模块包括五个数字模块，即脉冲发生模块U7、RS触发模块U8、外部复位积分模块U9、比较模块U10和减法模块U11，其中：
[0066] 所述脉冲发生模块U7的出口与所述RS触发模块U8的第一入口相连；
[0067] 所述RS触发模块U8的第二入口与所述比较模块U10的出口相连，第一出口与所述外部复位积分模块U9的第一入口相连，第二出口与所述辅助电路2中的所述驱动脉冲放大电路M4的输入端相连；
[0068] 所述外部复位积分模块U9出口与所述比较模块U10的第一入口相连；
[0069] 所述比较模块U10的第二入口与所述减法模块U11的出口相连；
[0070] 所述减法模块U11的第二入口与所述辅助电路2中的所述输入电流检测电路M2的输出端相连。
[0071] 本实施例采用所述功率电路1、所述辅助电路2和所述控制模块3实现直接网侧功率控制的单相功率因数校正器的全部功能，其中，所述功率电路1为传统的单相有源PFC的功率电路；所述辅助电路2也包含常用的功率电路中各种必要电量的检测电路和功率器件的驱动电路，所不同的是采用了直接面向网侧功率的控制算法来实现单相有源PFC的功能；所述控制模块3为核心部分，用来实现单相功率因数校正器的直接网侧功率控制算法，具体的：
[0072] 所述输入电压有效值计算模块U1负责根据所述辅助电路2中的所述输入电压检测电路M1测量得到的输入电压瞬时值，采用滑动窗口的方法处理半个电源周期的输入电压瞬时值，计算得到实时性较高的输入电压有效值；
[0073] 所述输入电流有效值计算模块U2负责根据所述辅助电路2中的所述输入电流检测电路M2测量得到的输入电流瞬时值，即所述分流电阻R1的端电压，反映所述升压电感L1的电流的瞬时值，采用滑动窗口的方法处理半个电源周期的输入电流瞬时值，计算得到实时性较高的输入电流有效值；
[0074] 所述输入功率平均值计算模块U3负责将所述输入电压有效值计算模块U1计算得到的输入电压有效值和所述输入电流有效值计算模块U2计算得到的输入电流有效值进行相乘，得到实时性较强的当前实际输入功率；
[0075] 所述电压平方PI调节模块U5负责根据所述辅助电路2中的所述输出电压检测电路M3测量得到的直流输出电压瞬时值，对其求平方，然后将给定电压平方（实际为已经平方后得到的给定电压平方）减去输出电压瞬时值的平方得到平方差，接着对平方差进行比例积分调节（PI），得到控制电压平方的控制量，该控制量是反映输出功率需求变化量的控制量，同时也是维持输出电压稳定不变的控制量；
[0076] 所述输入功率需求值计算模块U4负责将所述输入功率平均值计算模块U3得到的当前实际输入功率和所述电压平方PI调节模块U5输出的反映输出功率需求变化量的控制量相加，得到当前需要从电网获取的总功率需求，即直流量；
[0077] 所述输入功率定标模块U6将所述输入功率需求值计算模块U4得到的当前需要从电网获取的总功率需求，除以功率基值，得到标么值，该标么值被送入所述外部复位积分模块U9，进行数字积分，得到斜率反映标么值大小的斜坡信号，根据单相有源PFC的功率范围和标么值，通过调试确定功率基值；
[0078] 所述脉冲发生模块U7负责产生与载波同步的脉冲，用于设置后级所述RS触发模块U8，[S]表示置位端具有高于复位端的优先权，该同步脉冲的频率即为所述功率电路1中的所述斩波功率器件S1的开关频率；
[0079] 所述减法模块U11负责将所述输入功率定标模块U6的标定功率减去所述输入电流检测电路M2输出的瞬时电流；
[0080] 所述RS触发模块U8接受来自所述脉冲发生模块U7的置位信号和来自所述比较模块U10的复位信号，产生原始的PWM触发信号，送至所述辅助电路2中的所述驱动脉冲放大电路M4，进而驱动所述功率电路1中的所述斩波功率器件S1；同时所述RS触发模块U8输出原始PWM触发信号的互补信号，对所述外部复位积分模块U9产生的斜坡信号进行复位，得到锯齿形载波，该锯齿形载波被送入所述比较模块U10，再与所述减法模块U11的输出进行比较，产生所述RS触发模块U8的复位信号。
[0081] 本实施例中：交流输入电压宽范围，85VAC～264VAC，工频，额定输入电压220VAC，额定输出直流电压平均值385VDC，纹波电压峰峰值为10V，额定输出功率3.5kW，功率基值为3.5kW。
[0082] 开关频率：35kHz；
[0083] 交流电容C1：275V，1.0μF～2.2μF，
插件；
[0084] 单相整流桥B1（D1～D4）：600V，25A/100°C，扁桥，插件；
[0085] 升压电感L1：350μH，插件；
[0086] 斩波功率器件S1：600V，50A/100°C；
[0087] 反向快速恢复二极管FRD1：600V，35A/100°C；
[0088] 电解电容E1：4x680μF，400V；
[0089] 分流电阻R1：15mΩ，2W；
[0090] 分压电阻R2：150kΩ，1/2W，插件；
[0091] 分压电阻R3：1kΩ，1/2W，插件；
[0092] 分压电阻R4：200kΩ，1/2W，插件；
[0093] 分压电阻R5：1kΩ，1/2W，插件；
[0094] 参考电压平方U2ref：2.0V
[0095] 辅助电路：常用的滤波电路和驱动电路；
[0096]
数字信号处理器：用于控制模块，选用支持浮点运算的TMS320F28355。
[0097] 以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在
权利要求的范围内做出各种变形或
修改，这并不影响本发明的实质内容。
