总的说来，本发明涉及电视信号的传输系统以及方法;具体地说，本发明涉及一种新颖的具有改进了的噪声性能的电视传输系统。如用调幅（AM）方式来实施本发明，则这种经改进的传输信号信噪比可以全部或部分地转化为传输功率的显著减少而不使信号保真度产生明显下降。如用调频（FM）方式实施本发明，则压缩了的传输信号能产生大大改善了的信噪比，以后还可看出：本发明在解决NTSC制及其他制式的电视信号发送接收制式中普遍存在的邻频道干扰和同频道干扰的问题方面具有特别的优点。这种经改的传输系统还能在位于或邻近NTSC电视信号发送地区内工作而不对NTSC频道产生也不受NTSC频道的有害的邻频道或同频道干扰。本发明的调频实施方案可直接应用于直接广播卫星（DBS）传输系统中。这种使用能使碟状接收天线的直径大大减小，从而能引起卫星电视接收机的数量增长的飞跃。

NTSC制电视信号占据6MHz带宽并要求很大的发送功率。这种功率要求与信号发射机的工作成本直接相关，因此，发送功率的减少能节省非常大的成本。这个事实对那些电缆电视台（特别是那些工作寿命较长、能处理的频道数由它们的放大器的信号功率处理能力所限定的电缆电视台）具有重要意义。能减少发送电视信号所需的信 号功率总量是求之不得的，因为这样就能减少发射机的工作成本，功率处理能力固定的那些电缆电视台就能处理数量更多的电视频道信号。本发明的系统能使发射一个AM（调幅）电视信号所需的功率显著下降而不使信号的保真度发生明显下降，从而能给先有技术提出的要求提供一个解决方案。

以调频方式工作时，本发明的系统能在显著减少的带宽中实现发射，这是因为FM信号的频偏已被减至最小。带宽窄能直接改善系统的信噪比性能，这种改善又能转化为接收天线的小型化。因此，下面可以看出本发明的系统能解决DBS发射系统中的一个长期存在的难题。

本发明有几个重要方面。根据本发明的一个重要方面，电视信号以这样的方式形成，即被发送的信号是一个被编码的数字部分和一个模拟部分的“混合物（hybrid）”。被编码的数字部分表示低频图象细节的信号分量（要求较高的发送功率），可以用较低的功率使用方式加以发送。模拟部分表示高频信号细节的信号分量（及较低的发送功率要求）。模拟部分和数字部分之间的分界部分地是发送数字信号的装置的工作效率的函数。根据本发明，这些数据在发送信号的无效视频部分中被送出。

混合系统又分成“基本混合”和“扩展混合”。在“基本混合”中，频率低于15KHz的信号被取出并被数字化。在“扩展混合”中，频率低于200KHz的信号被取出并被数字化。正象下面将要详细解释的那样，在本发明的基本混合形式中，数字部分中包括低于行偏转频率的视频分量，这些视频分量被进行数字编码，并在电视信号的无效视频信号期间作为数据送出。在本发明的扩展混合方式中， 数字部分中包括低于200KHz的频率分量，这些频率分量被进行数字编码，并在电视信号的无效视频部分期间作为数据送出。由于本发明可用于许多不同的电视信号制式，因此，上述的信号的无效视频部分可以包括行消隐期间和场消隐期间的任一个或者二个。

我们还发现下面的做法还能带来进一步的优点：即顺序地进行基本混合处理和扩展混合处理（称之为两步处理法），对每一水平行的有效视频信号这样进行基本混合处理，即从模拟信号中取出每一水平行低频平均值，然后再顺序地取出剩下的低于200KHz的分量。

本发明系统的另一个重要方面是位于6MHz频道中心的2.8MHz双边带AM压缩载波的应用。这种安排能使对NTSC制电视信号和受NTSC制电视信号的邻近频道干扰减至最小，并使本发明能工作在通常禁止的其他电视信号的毗邻区域。

本发明的另一个重要方面与“瞬时预加重”有关，瞬时预加重也被称为瞬时滤波、场处理或帧合并。通过这种方法，静止图象的发射功率下降，而活动图象的发射功率增加。由于一般的电视图象相对来说是静止的，因此采用瞬时预加重是有好处的，因为与活动图象相对应的信号的干扰趋势由于下列事实而显得不那么重要了：即活动图象中的噪声比静止图象中的噪声要难注意到多。在接收机中进行瞬时去加重。本发明的这一特征在独立于信号混合处理的任何“视频”传输系统使用均有好处。因为通常在相邻的视频帧之间只有少量变动，对这些变动相对于静止部分进行加重能使传输效率提高。

本发明系统的另一个重要特征是压缩“混合”视频信号，从而在噪声容易察觉的平坦、宽阔的视频区域达到一个较大的信噪比，而对噪声不容易察觉的窄视频分量（表示边缘和视频细节）则取得一个低 的信噪比。接收机中再对信号进行扩展以补偿发射机中进行的压缩。这里把压缩与扩展的结合称之为“压展”。

本发明的系统的另一个重要特征是使用了分散滤波，通过把能量分散在复合视频信号产生的空隙中的方法减少峰值视频分量的幅度。下面将看出，这些空隙是对视频信号进行混合处理（即取出低频模拟分量，进行编码及作为数据并入剩下的模拟高频分量的无效视频部分中）的直接结果。

本技术领域内的熟练人员马上就会意识到：传输信号的平均功率的降低是极其有益的，特别在考虑邻近频道干扰和共同频道干扰时更是如此。发生上述的功率降低是因为对视频信号进行了混合处理，这种处理有效地用“复制品（doublets）”取代了低频视频信号，这种复制品通过瞬时滤波后将确定视频图象的边缘，它们是活动视频边缘所产生的最大的信号，能被进一步压缩。压展处理增加了在视频图象的相对静止边缘的信噪比，但这种增加是以活动图象边缘的更不易观察到的噪声为代价的。分散滤波首先降低了高于混合处理频率范围的信号的幅度。

本发明能提高信噪比，特别是能提高在邻近NTSC信号或与NTSC信号同频道工作的能力。应用本发明的其他方面还能带来一些好处。这些其他方面包括相对于同频道NTSC信号的精确载频偏置技术，这一技术能中断（break    up）干扰信号的产生，从而减小它们在视频显示中的可视性;还包括同位置或者说把本发明的混合信号发射机置于邻近频道NTSC发射机附近，从而保证两个接收区域中的接收机能收到强度大约相等的信号而使它们各自的AGC系统正常工作。此外，把混合信号相对于NTSC信号进行帧锁定以 及把所有数据结合在混合信号的场消隐期间这二个方面也对同频道环境下的工作能力起着重要作用。当然，下面可看出，本发明的系统的许多方面都有独立于其他方面的好处。把一个或几个方面结合起来使用能产生更多的好处。

本发明的一个主要目的是提供一种新颖的电视信号传输系统及方法。

本发明的另一目的是提供具有经提高的噪声性能的电视信号传输系统。

本发明还有一个目的是提供一个需要显著减少的发送功率的新颖的AM电视信号传输系统。

本发明还有一个目的是提供一个需要显著减小的带宽的新颖的PM电视信号发送系统。

本发明的另一目的是提供一种将邻频道和同频道干扰减至最小的电视发送系统。

本发明还有一个目的是提供一个具有较好的噪声性能最佳电视信号发送系统。

结合附图阅读下面的本发明描述时，本发明的这些目的及其他一些目的将会变得更清楚。

附图中，

图1.是根据本发明构成的基本混合电视信号发射机的方框图。

图2.是一系列用于解释图1所示发明的波形图。

图3和图4.是一个典型的调幅电视信号的功率分布图。

图5.是根据本发明构成的、工作在RF（射频）频段的基本混合电视接收机的方框图。

图6.是根据本发明构成的、工作于基带频段中的基本混合电视接收机的方框图。

图7.是根据本发明构成的基本混合发射机的数字实施方案。

图8.是一系杏糜诮馐捅痉⒚鞯幕旌戏矫嫠玫男掠钡男藕诺缙讲钩テ鞯牟ㄐ瓮肌?

图9.示出了本发明的混合部分所用的识别信号的一种形式。

图10.是用于处理混合FM调制后的发射信号的接收机方框图。

图11.是根据本发明构成的扩展混合电视信号发射机的方框图。

图12.是一套用于表示本发明的混合处理的波形图。

图13.是一系列表示不同类型的信号处理的FM带宽的波形图。

图14.示出了根据本发明进行二步混合处理的发射机的方框图。

图15.是使用经二步混合处理过的信号的接收机框图。

图16.是使用本发明原理的最佳电视信号发送接收系统的简化框图。

图17.示出了一个瞬时预加重滤波器以及在图16所示的发射机中使用它的响应。

图18.示出了一个瞬时去加重电路以及在图16中的接收机中使用时它的响应。

图19.是图16中的发射机中的压缩电路的响应特性。

图20.是图16中的接收机中的扩展电路的响应特性。

本发明的混合处理的机器是通过下面的方法来降低发送一个电视信号所要求的功率：从中取出低频率视频模拟分量（它们要求有较高的发射功率），把这些分量以一种经编码的低功耗形式和剩下的以通常方式发送的高频分量一些发送。正象下面要讨论的那样这将引起所需发射功率的显著下降，这又将转化成较好的低频噪声性能，因为低频分量的发送功率需求是最大的。在调频制方式中，这一优点以降低了的带宽的形式被体现出来，降低了的带宽也能改善噪声性能。因此，本发明的混合电视信号发送系统与先有技术的电视系统相比其噪声性能已得到改善。

更具体地说，在本发明的基本混合形式中，发射机中对基带复合视频信号进行“行积分”以确定每一水平行的有效视频信号的行平均值。在模拟式发射机中，这个行平均值通过一个模拟-数字（A/D）转换器，被转化成一个数字值，这个数字值被编码，并和视频信号中的高频分量一起被发送出去。这些高频分量是取出一个相对于每一水平行的有效视频部分的行平均数字值的模拟信号得到的。为了保证取出的模拟信号对应于基带视频信号中的正确部分，基带复合视频信号将进行一行延迟。行积分器的输出可以直接从基带视频信号中取出从而可得到高频分量。这种方法可能会引起差错，这是因为在接收机用来重建低频分量的该信号的编码表示可能有分辨率造成的限制。表示行平均视频信号的数字值最好再送入一个数字-模拟（D/A）转换器，从而产生一个要从基带视频信号中减掉的模拟信号（低频分量）。这将消除因分辨率限制造成的差错。现在接收机中可实现低频分量的精确重现了，这是因为每个编码表示精确地表示了从每一视频行中取出的低频分量。在数字式发射机中，模拟视频信号被转化成数 字信号，并得到每一水平行的有效视频部分的数字平均值。

下面参照本发明的扩展混合形式可看出，为了得到更大的功率减小的优点，取出频率低于200KHz的信号并作为编码数据送出;从对经瞬时预加重后的信号进行压缩和分散可产生有关同频道干扰的优点。

详细参考附图1。基带复合视频信号源12根据常规技术向视频钳位电路14提供信号以建立一个基准行参考，通常是消隐电平（即对应于同步信号后肩的电平）。视频钳位电路14的输出送至1行（1H）延迟电路16、行积分器24及常规的同步分离电路28。同步分离电路28的输出端向定时和控制电路30提供同步脉冲。数据源38以将被包括在发送电视信号中的数据形式向定时和控制电路提供信息。延时电路16输出的经延时的基带复合视频信号经过一个由定时和控制电路所控制的开关18，开关18的输出被送到一个加法网络20，这个网络反过来又向乘法电路22提供信号。行积分器24也与定时与控制电路30相连，并在它的控制之下只对基带复合视频信号的每一水平行的有效视频部分进行积分，其输口送至A/D转换器26。A/D转换器26通过通信点线27与定时与控制电路30相连。通信总线27还与D/A转换器32相连。控制线29把A/D转换器26与定时与控制电路30相连。ROM31接在定时与控制电路30和D/A转换器32之间。正象下面要解释的那样，ROM31向D/A转换器32提供一些固定的参考信号和识别信号。

乘法器22的输出端与一个低通滤波器（LPF）23相连使数据脉冲和频道带宽限制相一致。LPF23向调制器34提供信号。 调制器34和乘法器22一样，都是在定时和控制电路的控制之下。调制器34上还加有一个RF（射频）载波，反过来，它又向加法网络36提供输出。加法网络36把来自调制声音信号源40的一个声音信号与本发明的经调制的视频信号加以结合以发送至适当的接收机。调制器34可以是调幅也可以是调频调制器，图1中的实施方案是调幅型的。实行调频制时，声音源只需插在LPF23和调制器34之间。

工作时，定时与控制电路30在来自同步分离电路30的控制下向视频钳位电路14，行积分器24，开关18，乘法器22，调制器34，A/D转换器26，D/A转换器32及ROM引送出适当的定时信号。视频钳位电路14把基带复合视频信号的同步信号后沿维持在一定的电平上。行积分器24工作时只对每行的有效视频部分进行积分。开关18在定时和控制电路30的控制之下使有效视频分量及色同步信号送至加法电路20但不使行同步信号通过。由行积分器产生的每一特定视频行的行平均视频值由A/D转换器26加以数字化，并分别送至定时与控制电路30和D/A转换器32。D/A转换器32把A/D26的输出转换成一个相应的模拟信号，这一模拟信号将在加法电路20中从有效视频信号中减去。在复合视频信号的行同步期间，ROM31对定时与控制电路作出响应，向D/A32送出一个数字消隐脉冲信号。这个数字消隐脉冲信号被转化成相应的模拟消隐脉冲信号，并插入加法网络20中建立起来的信号上。下面可以看出，一些格式的视频信号在相邻的水平行之间没有行同步或行消隐期间。

定时与控制电路30产生一个数据信号，该信号包括来自A/D26的、表示经数字化的行平均信号的正的和负的电压数据脉冲;定时与控制电路30在行消除期间把这些数据脉冲提供给乘法器22。乘法 器22把这些数据脉冲与先前在行消隐期间插入的模拟消隐脉冲信号相乘，以在信号的行消隐期间产生正的或负的数据脉冲。正象下面需讨论的那样，得到的行平均信号的编码表示将在接收机中被用来重建信号。

由于在行消隐期间可插入的数据脉冲数取决于数据频率，因此如果需要的话，本发明的系统能允许其他编码数据（特别是来自数据源38的数据）在行消隐期间被插入。对于每一视频行A/D转换器26的数据输出的编码表示最好包括3或4个比特，根据所需的分辨物可使用更多的比特。为保证在接收机中精确重建信号，这个逐行变化的、表示高（传送）能量的低频视频信号分量的3/4比特数据信号通过D/A转换器32，形成一个要从复合基带视频信号中减去的模拟信号。由于3/4比特信号的分辨率的限制，少量的低频分量还可能留在由加法网络20送至乘法器22的模拟实用信号之中。然而，由于加在高频视频分量上的低频视频分量是从同样的3/4比特信号中得到的，因此，它将与在接收机中被减掉的信号完全匹配。

图2中是一系列理想化了的不按比例的波形图，图中标的A、B、C、D、E分别对应于出现在图1中相应地标有记号的各部分上的波形。波形A表示一个基带复合视频信号，68为反向的15.75KHz的行脉冲，70为3.58MHz的彩色色同步信号，72为行消隐期间，波形B是水平方向的虚直线，表示了对应于相邻的行消隐期间72之间的有效视频信号平均电平的行积分器24的输出。波形C表示了复合视频信号减去行平均视频后的结果，其中心位于0V。它也包括在加法网络20中所加入的消隐脉冲数据。波形D表示把数据和消隐脉冲数据相乘以便在行消隐期间建立正的或负的数据 脉冲的乘法器22的运算结果。为简单起见，图中只画了二个这样的脉冲，实际上有大量的脉冲。调制电路34为了进行发送用带宽被限制的包含数据脉冲的视频信号对一个RF电视频率载波进行调制，如波形E所示。该信号约以零载波为中心，每次其包络穿过零载波电平就倒相一次。这样，举个例子来说，每过半周色同步信号及数据脉冲，相位就倒相一次。波形中的部分74和76表示了视频信号RF载波的相位翻转。

参照图3。这是一个理想化的NTSC制信号表示性功率分布图，图中可看出在载波附近对发射机有很高的功率要求。图4中示出了经高倍放大的图3中的曲线位于视频载频附近的那一部分，并特别示出了视频载频和15KHz之间的功率谱部分。由波形和虚线所包围的阴影区域图示地表示出了由于在发射信号中减去低频（低于15KHz）信号分量而由本发明的基本混闲问剿谑〉墓β省Ｕ庑┑推捣至孔陨厦嫠倒木趼氲牡凸男问降氖荼环⑸涑鋈ァ＞莨兰疲飧鲆跤扒虼笤急硎疽桓龅湫偷牡缡有藕诺拇笤?9%的功率，而发送功率的20dB的下降将肯定满足本发明的期望的。当然，这个下降规中的一部分可能作为改善发送信号信噪比的交换条件而牺牲掉。有一点必须清楚，就是该曲线的功率坐标是对数值，因此并不图示地正确反映本发明所获得的功率下降的实际幅度。

图3中0-200KHz间的限影区域将在以后结合本发明的伸展混合形式（即取出最高达200KHz的模拟分量）加以讨论。通过取出低于200KHz的分量而产生的附加发送功率节省与基本混合所取得的幅度不一样，压缩和分缩峰值视频信号所产生的效益相当巨大。应该指出的是编码数据不一定非得置于被传输信号的行消隐期 间，而是可以更方便地被传输电视信号场消隐期间传送。事实上，正象上面的未决申请中清楚地描述的那样，被发送信号不必有行消隐期间，甚至不必有行同步。概括地说，这些数据为了达到最佳噪声效果而设置在电视信号的任何无效视频部分上。

在图5所示的接收机中，具有基本混合形式的发送信号由调谐器41接收，并送至缓冲放大器42。放大器42的输出送至声音载波带通滤波器44和视频载波带通滤波器46。该接收机工作在RF频率，虽然也期望工作在IF（中频）和基带频率。声音载波滤波器44的输出端与加法网络66的一个输入端相连。视频带宽滤波器46的输出送至缓冲放大器48。缓冲放大器48向乘法器50和双相位稳定的锁相环电路（BPLL）52提供输出。乘法器50的输出通过一个开关54送至加法电路58。BPLL52的数据输出送入控制器56中，控制器56反过来控制乘法器50和开关54的操作。控制器56也向D/A转换器60提供包括行平均视频信号的编码表示在内的数据。在最佳实施例中，BPLL52是双相位稳定的，它向控制器56提供包括行平均视频的缩码表示在内的恢复数据，并向乘法器62提供一个固定幅度的、与接收到的信号要么同相要么相位相差180°的载波F0。BPLL52可以以已知的任何方式（如78年2月7日公告的第4，072，909号美国专利及78年5月23日公告的第4，091，410号美国专利中披露的双相位稳定环路）来构成。

放大器48的输出端上的接收信号与P0要么同相、要么相差180°。由ROM31（见图1）在编码器插入电视信号场期间的一个特别的识别信号（这将在以后加以详细讨论）也作数据的一部分 被接收到，控制器对它进行解释并判定接收信号是否需要倒相以建立正确的相位关系。乘法器50在控制器56的控制下把放大器48的输出端上的信号乘入“+1”或者“-1”，以保证它与F0有正确的相位关系。本技术领域内的熟练人员马上可认识到：也可以通过适当的相乘控制F0的相位而不是象上面所说的那样控制收到的信号的相位。不管是哪种情况，经过任何必需的校正之后F0和接收到的信号将具有相同的相位。当然，本技术领域内的熟练人员还可以设想出其它的公知技术，用于代替上面说过的用于判定F0的正确相应的技术中相应的技术。

控制器56从收到的色同步信号以众知的方式产生几个时钟或叫定时信号。我们记得编码信号中的色同步信号每半个周期就改变RF载波相位以提供一个用常规手段能检测出的定时基准。这些信号包括一个与色同步信号锁定的高频时钟和一个通过向下计数得到的一个行速率时钟。低频时钟是从识别信号中建立起来的（下面将要描述）。数据是通过在对应的数据出现的时间周期中打开开关54而取出的。同步信号（即同步脉冲和平顶）是在控制中重新生成，然而通过D/A60和乘法器62而送至加法网络58中的。

乘法器62把F0与D/A转换器60的输出相乘，从而产生一个载波信号（其幅度由行平均低频视频的编码表达式来确定），这个载波与加给加法电路58的接收到的视频信号相加。这样，加法电路58的输出即是电视信号的重新视频部分。这个信号被送之特殊的AGC电路61及加法网络66。这里它与经声音调制的载波并通过通常的电视信号处理电路（未画出）。AGC电路的输出控制了放大器4的增益，从而保证：接收机中的行平均视频的数字表示与发 射机中的相符。由于作为信号的模拟部分数字数据并没有受传送损耗而受影响。

特殊的AGC电路61包括一个RF检测器、一对取样保持（S/H）电路63和65，及一个比较器67。正象下面要解释的那样，发送基准信号，在接收机中对其信号部分进行取样以判定对信号的模拟部分的衰减的大小，再相应地补偿接收机的增益。

虽然图5中的接收工作于RF频率，但在许多场合下要求它能工作在基带频率上，图6就示出了这样一个接收机。一个调谐器/中频41′接收发出的信号，并通过一个放大器42向视频IF（中频）带通滤波器46′和声音IF带通滤波器44′提供一个IF信号。滤波器46′反过来向BPLL52′和乘法器50提供一个IF信号。数据由BPLL51′取出，并送入控制器56′。BPLL52′还恢复出一对相互正交的中频载波F0′和F0′90°，F0′送至乘法器58′，而F0′90°则送至乘法器59′。控制器56′根据收到的基准信号判断收到的信号与F0′的相位是否一样，并且如果有必要的话通过乘“+1”或“-1”的方法使信号倒相。乘法器58′和59′的作用是同步检测器，它们响应于F0′和F0′90°分别用于建立输出基带视频和4.5MHz的声音信号。4.5MHz的声音信号加至4.5MHz声音BPF44′，复合视频信号加至开关54′。由控制器56′控制的开关54′在接收信号的数据和行同步部分期间打开。D/A60′也可被控制器56所控制，向加法网络47′的一个输入端提供信息，加法网络47′的另一个输入端与开关54′相连。D/A60′把同步及同步平坦电平和相对于BPLL52′中恢复出的数据中的低频分量的 编码表示的一个模拟信号（该信号在开关54′的输出端上与基带视频信号相加）送入加法电路47′。这样，在加法电路47′的输出端上将出现重建的基带视频信号，该信号被直接送至一对S/H电路63′和64′中;S/H电路63′和64′在控制器56′的控制下对用来判断发射信号的模拟部分的衰减影响基准信号进行取样。比较器67′将提供调整放大器42′的增益从而使模拟信号部分与数字表示相符所需的任何校正。重建的视频信号还在加法网络66中与4.5MHz的声音信号组合，从而得到一个可加在电视监视器或类似设备上观看的输入基带电视信号。

参照图7，图7示出了根据本发明的基本混合形式构成的一台发射机的数字组成方案。一个基带复合视频信号源12与视频钳位电路14相连，其输出供给A/D转换器78和同步分离电路28。定时和控制电路84与A/D转换器78互连并馈有同步分离电路28的输出。视频钳位电路14在定时与控制电路84的控制下工作，把输入的视频信号钳位在后沿电平上。数据源也与定时和控制电路84相连。A/D转换器78的输出供给数字平均电路79和一个RAM存贮器80。数字平均电路79在定时和控制电路84的控制下在信号的有效视频部分期间对A/D转换器78的输出进行取样，并为每一个水平行建立一个平均数字值。这个值还送回定时和控制电路84并送至加法网络81，加法网络81上还接有RAM存贮器80的输出。RAM存贮器80包括一个二行视频行存贮器，其中一个旧的视频行读出后写入一个视频行。这种安排能引起一行延迟，从而确保从适当的水平行的视频取样中减去数字平均值。加法网络81的输出被送至多路转换电路82，电路82还与ROM31的输出端相连。 ROM31象下面将要描述的那样提供基准和识别信号。来自数据源38和定时与控制电路84的数据在信号的行消隐期间送至多路转换电路82的第三个输入端。上面说到的数据包括由行平均电路79所建立起来的行平均值的编码表示。多路转换器82的输出送至D/A转换器86，D/A转换器的输出送至一个低通频道滤波器23及一个调制器34。加法网络81，多路转换器82，D/A转换器86和调制器34均在定时与控制电路的控制下工作。调制器34还接有一个RF信号，它的输出再被经过如图1所示的处理。

再看一下图2，可以看出波形C是在每一水平行的有效视频部分期间，亦即除了行消隐期间从波形A中减去波形B得到的。本技术领域内的熟练人员将会联想到：把波形B只与行消隐期间相加并对其进行校正使之在零电平上发生变化亦能得到相似的结果。考虑编码器的数字化实施时，后一方案能带来显著的简便，因而是实现本发明的这一形式的最佳方法。

图7中，A/D转换器78的输出中最好每一水平行包括大约910个取样，其中约有752个取样表示这一行的有效视频部分。每个取样根据输出分辨率的要求由8比特或10比特来表示。举个例子来说，对一般的商业电视信号而言，8比特分辨率已足够;而对于演播室质量和发送场合而言，最好采用10比特的分辨率。为有效视频部分而选定的比特数最好能被2除尽，因为这将大大地简化硬件。正象前面参照图2时所提到的那样，最好是把行平均值（波形B）加至信号行消隐电平上而不是从有效视频部分中减掉行平均值。这将需要60次加法（与另一方法的752次减法相比较），从而可以大大地简化操作和硬件。但是，校正零电平和采用特殊技术能使结果不变 这一点不能视为限制了本发明。然后，来自加法网络81的经数字处理的信号、来自定时及控制电路84的数据以及来自ROM31的固定识别和基准信号一起送入多路转换器82。通过D/A转换器86之后，对信号的处理绞揭圆握胀?描述方式相同。

由于被传输的电视信号的本质（即模拟和数字编码信息的混合）的缘故，这里还提供了一个用于补偿模拟信号所经历的传输衰减（数字信号设有改变）的系统。为了正确重建接收到的信号，就需要对模拟视频信号加以调整以保证它和数字信号之间的在发射机侧的关系。本发明提出了以已知的模拟和数字数据的关系发送一个基准信号，在解码器中检测该信号，比较检测电平从而判定所需调整的量和极性。

参照图8，图8中示出了三个波形A、B、C，分别表示传输信号的两个水平行。波形A构成了一个参考信号，它包括一个下降至零或黑电平（标有数字电平0）白行（标有数字电平255），后面接一个没有视频信号的第二行。波形（B）表示了基准信号（A）的编码产物，其中由于减去了假定的平均电平200，白线的数字电平已降至55。视频行中的黑电平部分现有的电平为-200，反映出其中已减掉了平均电平200。而第二行的有效视频部分没变化，因为它的平均电平为零。波形C表示经解码了的（即重建的）信号，其中还标出了标为取样＃1和取样＃2的二个取样区域。对这些区域的电平进行取样并存贮在接收机的取样保持电路中。在模拟信号没有衰减的情况下，取样＃1将与取样2匹配，反映出信号电平精确地回到了零电平。假如编码后的（重建）信号高了，如虚线部分H所示，则取样1将大于取样2，比较器（图5中的67和图6中的67′）将产生一个供放大器42或42′使用的校正电压。反过来，如果解码后 的信号正于低电平L，取样＃1便会小于取样＃2，比较器就会向放大器提供一种相反类型的校正。这种包括具有意义的模拟视频部分后接一行具有零模拟视频部分的基准信号的设置为判明模拟信号在传输和处理中的情况提供了一种内藏式标准。

图9中示出了能想到为计时目标提供起始信号以及识别视频载波信号和F0之间的正确相位关系双重目的的识别信号的一种形式。正常的编码后的行（设有按比例画）包括数据，行脉冲90，色同步信号91和有效视频部分92，因此保证一定量的过零点。检测是以一行中没有过零点为基础的，去除数据脉冲和色同步信点就能建立起没有过零点的识别行。视频信号93的极性可用来指示视频载波和被恢复的F0信号间的一种特定的相位关系。而下一行，假定处于场消隐期内，因此没有色同步信号，却有数据脉冲。这样，它也有过零点。应该注意的是这种信号安排是可用作识别信号的许多安排中的一个。

图10中示出了用于接收经基本混合处理过的FM电视信号的接收机。IF13所接收到的信号送至普通的FM解调器15，FM解调器15反过来与开关17、定时与控制电路25及声带通滤波器35相连。定时与控制电路25从解调器15接收数据、控制开关17的操作以及向D/A转换器33提供经编码的数据信息。同步信号信息被用来建立定时信号，定时信号将送至D/A331。开关17和D/A转换器33都向加法电路19提供输出。加法电路19的输出送至另一个加法电路19′，D/A33′向加法电路还提供定时信号。

标为LPF2的虚线方框39在基本混合型FM接收机中没有使用，但在下面将要描述的用于接收经扩展混合处理过的信号的扩展混 合型接收机中却得到了利用。

上面讲述的基本混合处理电路通过从模拟行中减掉低频（低于行频）模拟信号分量的行平均值以后从而去掉低频模拟视频信号的。这可是认为是一种更一般的电视信号的混合处理方程中的一个特例，即视频信号分成低频和高频分量。应该注意的是低于15KHz的低频视频分量占据了所需发射功率中的极大部分;进一步去除低频（200KHz以下）不会引起传输功率节省的大量增加。但是，扩展混合处理确实在产生噪声性能经提高的电视信号方面、对NTSC制信量具有最小的同频道和邻频道干扰趋势方面产生了极大的效益。因此，本发明的扩展混合处理系统中，低于200KHz的视频信号分量被取出、转化成数字形式，被取出分量的编码数据表示在模拟信号无效视频期间被送出。

在图11所示的扩展混合型接收机中，视频钳位电路14的输出送至一个延迟补偿网络49，该补偿网络49又与加法电路20相连。视频信号还送至同步分离电路28及低通滤波器37（LPF1）。滤波器37上标有通频带10-200KHz）。滤波器37的输出送至A/D转换器26，A/D转换器26的输出接至D/A转换器32，D/A转换器32的输出送至滤波器39LPF2）及定时和控制电路51。从加法电路20的全模拟视频信号中减去滤波器39的输出。数据组合电路55接收加法电路的输出以及从定时和控制电路51接收数据和定时信号。电路的其余部分与图1基本相同，其工作也与图1相似。如果使用的是全分辨率数据编码表示，那么，滤波器33就不需要。然而在大多数情况下，来自A/D转换器26比特数目一定，这样就限定了分辨率，此时，滤波器39应包括而发射 信号与接收机中建立的信号一致。

图12中示出了基本混合和扩展混合这两个混合在处理一个由一个脉冲和一个方波组成的理想化视频信号时的效果。曲线A表示视频信号，有相当尖的脉冲，又有相当平坦的方波。从图中可以看出，平均信号电平肯定超过“零”。曲线示出了经过本发明的基本混合信号处理后的脉冲57和方波讯号。可以看出平均信息电平已被减掉，因而信号的总幅度下降。曲线C是经过本发明的扩展混合处理后信号。从这里可以看出：由于去掉了最高达200KHz以下的低频分量，因此，只有高频信号如对应于图象边缘和图象细节的尖峰43、45和脉冲57才留了下来。特别要指出的是扩展混合处理方法在被发送的模拟信号中产生大量的空隙，如47表示。

图13示出了对调频传输带宽上的方波视频信号进行混合处理的效果。曲线A是一半白屏一半黑屏的一个水平行经基本混合处理后的情况。波形B示出了该信号的以载波频率F0为中心的传输带宽。在曲线C表示的经扩展处理过的波形中，只有以复制品形式出现的信号尖脉冲才保留，因此，曲线D所示的带宽窄多了，并使由黑电平信号与白电平信号引起的频率偏移以频率F0为中心互相折叠，这是因为它们分别相当于零伏特信号。可以看出，经扩展混合处理后的信号的FM传输带宽要比经基本混合处理过的信号的带宽要窄得多。这种FM传输带宽的减少可以FM讯道上显著提高的噪声性能，是本发明的扩展混合处理的一个突出优点。应该指出的是，信噪比显著提高的同时信息不会丢失（取出的低频分量在接收机中被恢复），因此不会增加失真。

上述所述，尖峰信号的幅度在邻频道和同频道干扰问题上是个关 键因素。这些以复制品和脉冲形式出现的尖峰是在进行扩展混合处理时对视频边缘和视频细节（即视频电平迅速变化的时间）作出响应时产生的。我们在上面也曾说过信号的非视频部分（消隐期间）的信号电平在混合处理系统中是随机建立的。正如上述的基本混合系统中所述的那样，使用行平均视频把水平行信号电平设置在该行的平均信号电平上。因此，消隐期间结束时视频信号电平更有可能接通该行的视频信号电平而不是处于建立起来的一个随机电平上。因此，把一行设置在该行的平均视频电平上可以把视频电平的改变幅度（和扩展混合处理所产生的复制品的幅度）减至最小。正如上面结合本申请的共同未决申请描述时谈论的那样，被传输信号不一定必须有行消隐期间，也不一定必须有行同步，当然会有行结构，会有行与行之间的转换。进行混合处理时，这些行间转换将以复制品的形式出现，能减小它们的幅度，好处不少。因此，本发明采用了二步处理：即在执行扩展混合处理之前用基本混合处理取出该行的行平均。这样，二步混合处理法正是人们所期望的，因为有了它，行与行之间（即行消隐期内）的视频信号电平可被设在平均视频信号电平上，从而降低了所产生的复制品的幅度，还可期望使用邻近视频行间的平均值来降低复制品的幅度。

图14示出了一个结合了二步处理（即先基本混合后扩展混合处理）的发送系统。基本混合处理依靠行积分器24，A/D转换器26，D/A转换器32，一行延迟电路16，开关18和加法电路20来完成;而扩展混合处理则依靠滤波器37，A/D转换器26′，D/A转换器32′，滤波器38，延迟补偿电路49和加法电路20′来完成。先进行基本混合处理，然后进行扩展混合处理。定时和控制电路53向数据组合电路55提供合适的定时和数据 信号。正如上面所述的那样，这些数据被置于信号中通常只包括行消隐周期或者既包括行消隐周期又包括场消隐周期的无效视频范围内。

图15示出了经改进的能接收经二步混合处理过的信号（如图14中的发送器所产生的信号）的图6中的基本混合接收机。该接收机包括一个D/A32和一个滤波器39，由控制器56″向它们提供经扩展混合的数据。BPLL52′检测之后，取出的基本低频信息被加入加法网络47′，低频信息中剩下的部分被加至加法网络69。LPP2滤波器39的频响特性当然与发射机中的LPF239相同，它们各自所用的参考数字亦相同。

本发明的基本混合和扩展混合处理结合本技术领域内的一些公知技术如瞬时预加重、滤波信号压缩（也称为帧合并或场处理），时间分散、预加重等等将能构成具有最佳的信号和噪声特性的电视系统。

图16中示出了这样一个具有最小的邻、同频道干扰最佳电视系统，该系统包括一个具有一个用来取出低频视频分量并对其进行编码的混合处理（可能是两步处理）级的数字式发射机。含有数字化了的高频分量的余下的信号进行瞬时预加重以加重连续视频帧之间的变化，然后进行压缩和时间分散。被分散的信号在对以6MHz为中心的双边带抑制载波进行调制前进行预加重和频道滤波。上面的预加重和频道滤波可以这样进行，即把经时间分散的（数字形式的）信号加至一个数字滤波器，然后对其进行D/A变换，再把它送到一个同时还接收表示性数字和进行适当的波形处理后的其他数据的模拟滤波器。该接收机中把一个真实的同步检测电路以及后面的信号去加重级和A/D转换级结合了起来。数字信号在这里进行相反的时间扩散，扩展和瞬时去加重以得到数字化的高频分量。去掉的低频从数据中重 建起来，把去掉的分量加回去即可恢复出原始信号。本系统在减轻邻近频道和同频道干扰方面具有令人注目的优点。此外，载波频率可以被安排成和同频道的NTSC（混合）信号具有一个“精确偏置”的频率关系。这个精确偏置频率是在先有技术中已知的，应该是1/3或1/2倍的行扫描频率加上1/3信的场扫描频率。这一精确偏置的效果是对应于DC的视频区域“打碎”成间隙为10KHz而在电视屏幕上不易察觉的许多视频线条。因此，同频道视频显示被显著抑制，从而使得变得不易察觉得多。混合信号还应与NTSC（的相同频道实现帧锁定，从而使经混合处理过的信号的数据部分（数据是在场消隐期间发送的）不会出现在NTSC同频道信号的视频部分期间。在上面谈到共同未决申请中，被发送的信号没有同步信息，这样可进一步降低峰值信号的幅度，改善同频道性能。

图17示出了发射机中的瞬时预加重电路。视频输入信号先被延迟时间T（1场延迟），乘上一个因数（小于1），再从未延迟的信号中减去该信号。图中示出了它的冲击响应和频率相应。在接收机中进行如图17所示的与上面相反的处理：这里输入信号被延迟时间T，乘上相同的放大因数“a”，并馈回信号中。

帧组合在先有技术中被用来分离彩色信号。帧组合或者瞬时滤波在实现视频信号编码，降低传输功能方面具有还未被人们所认识到的优点。在混合电视信号系统中使用它可以减少静止图象发送功率，从而降低了混合信号对NTSC同频道的干扰，也减少了来自NTSC频道的对混合信号接收机的同频道干扰。瞬时预加重滤波器对静止图象（瞬时频率为零）的响应最小，而对等本2/T的频率响应最大。如图所示，对静止图象的响应下降至1-a，而在场频的一半处响应 开始增加。这些数字当然是实际滤波器的设计数据的函数。这样，对应于静止图象的视频信号明显降低。因为大多数电视图象相对来说是静止的，因此对NTSC的同频道造成的总干扰将被减小。对于视频活动部分而言，对NTSC同频道造成的干扰不会减小，但会变得更不易察觉，这是因为人眼很难分辨清快速运动的视频图象（宽度非常小的移动边缘）。

图18中示出了与上面相补的起相反作用的瞬时去加重电路，它是一个在发射机的相应滤波器中消除零点的有冲击响应单极点滤波器。发射机的瞬时滤波器与接收机的瞬时滤波器的综合频率相应是平坦的;接收机的瞬时滤波器在零瞬时频率（静止图象）时响应最大，而对运动图象的响应最小。结合上面提高的精确偏置，可以使NTSC同频道干扰的静态部分以半场频瞬时频率分量出现，使之落入滤波器的凹点中而减少其影响程度。

对信号进行预加重和去加重可用来提高混合信号的噪声性能。其工作电路没有画出，因为它涉及的是非常普通的技术：在发送期间提升高频，而在接收机中降低或轧去被提升的高频。接收机滤波器的频响形状可以是草垛型的，从而可以大量地抑制邻频道频率。

图19示出了压展压缩电路，而图20示出了压展扩展电路。压展（即压缩后扩展）可以提高来自和对NTSC公共频道的干扰性能。造成这样的结果是因为有了混合处理之后，高信号电平只是在转变处（如一个视频边缘或视频细节）才出现。加了瞬时预加重之后，信号的高幅度只发生的活动边缘处。从图19中可看出，压缩电路具有一个非线性转移特性，它将提升高幅度信号的电平，降低高幅度信号的电平。通过减少最高幅度信号的信号，会引起公用频道干扰的信 号峰值也被消小。低幅度信号被增加，他们不是造成公共频道干扰的峰值信号。接收机中，扩展器的转移特性与此相补（见图20），这样，对信号的总效果是平坦的。下面可看出，伸展电路还起到减轻NTSC同频道对混合信号频道的干扰。NTSC制共同频道在最坏的情况下将是一个低幅度信号，而混合信号只在视频活动和视频细节处才展现出高幅度。混合接收机将收到一个低幅度公用频道和混合信号之和的信号。在公共频道干扰最易察觉的低细节区域内，公用频道和混合信号的组合信号电平依然很低，扩展器通过对压缩器的放大因数起倒数而进一步降低该电平。这样，最容易被察觉到的干扰信号被降低了。在公共频道最不容易被看到的运动视频和视频细节期间，公共通道和混合信号的组合电平较高，并由于扩展器的特性而进一步升高。这个结果是公共频道干扰已从（平坦、静止的）低视频细节区域移至它不易被察觉的高细节或活动区域。对噪声也能进行象同频道干扰那样的处理，因此对噪声性能也能获得同样的改善。压缩处办可能会在视频信号中产生失真产物，但可通过适当的锐化（Peaking）加以补偿。