技术领域
[0001] 本
发明涉及一种用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法。
背景技术
[0002] 近年来为了治理
低电压配
电网电能质量问题，电
力部
门在低压配电台区安装了无功补偿装置。这些无功补偿装置以电容器组动态投切原理为主，均存在投切级差。由于低压配电网负荷变化较大，在低负荷情况下，由于投切极差的存在，很多情况下无法正确的补偿无功缺额。
[0003] 静止同步补偿器(STATCOM-Static Synchronous Compensator，国内俗称SVG)能够快速连续地提供容性和感性
无功功率，实现快速的电压和无功功率控制，保障电力系统稳定、高效、优质地运行，近年来被广泛用于电力系统中。低压配电网直接面向用户，必须保证为用户提供合格的电力。SVG可以更灵活的补偿无功缺额、治理谐波、改善三相
不平衡，特别适用于低压配电台区。与传统的无功补偿装置相比，SVG具有调节连续、谐波小、损耗低、运行范围宽、可靠性高、调节速度快等优点，自问世以来，便得到了广泛关注和飞度发展。
[0004] 另外，随着
智能电网建设的步伐，我国已经开始了主动配电网的研究工作。研究表明主动式配电网需要依靠配电网灵活交流输电技术，使用D-STATCOM灵活分配配电网的潮流、调节电压和无功，
支撑可再生分布电源、微电网的接入，使配电网取得更经济、高效的运行效果。
[0005] 然而，低压配电网建设对所用设备的要求是经济、实用，具有较高的性价比。以往由于没有面向低压配电网的小容量SVG产品，而通用SVG产品造价较高，不适合低压配电网的要求。因此，在低压配电网SVG设备受到价格因素的制约，没有得到推广应用。研制新一代高性价比的低压配电网SVG设备，已经成为一项十分迫切的任务。
[0006] 对于静止同步补偿器的使用，需要使用
滤波器对补偿
电流进行过滤，使用传统滤波器所采用的方法，为了得到较好的过滤效果是以延长时滞为代价，而延时过大会造成电流震荡增加，反映到电流
波形中就是波形明显宽度较宽，降低了
过滤器的过滤效果，从而会降低低电压配电网电能质量。为了在计算瞬时功率时消除上述干扰，需要效果更好的滤波器。
发明内容
[0007] 本发明要解决技术问题是：克服
现有技术缺点，提出一种用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法，在低通滤波前增加一级
软件筛选，首先滤除明显的错误
采样点，然后进行低通滤波
算法，可以大大提高滤
波速度和滤波效果。
[0008] 为了解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是：一种用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法，包括如下步骤：
[0009] 第1步、获取当前采样点上一周波内SVG输出的所有采样点实际补偿电流，第y个采样点的实际补偿电流 y＝1，2，...，Y，Y为上一周波的采样点数；
[0010] 第2步、对第1步获得的实际电流I′y依次做三维静止坐标变换、三维旋转坐标的变换，获得三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流： 式中，N为谐波的次数， 分别代表第y个实际补偿电流三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流在d、q、0轴上的电流分量；
[0011] 第3步、分别针对系统需要补偿的谐波次数M，对上一周波所有采样点的实际补偿电流的M次谐波等效变换电流在q轴上的电流分量 取平均值并乘于sin(2·π·M·50)，获得上一周波的M次谐波的无功分量；
[0012] 第4步、将所述M次谐波的无功分量依次作旋转/静止坐标反变换、三相静止坐标反变换，获得当前采样点的M次谐波补偿电流参考值 其中 分别为当前采样点的M次谐波A、B、C相补偿电流参考值，再将当前采样点的M次谐波补偿电流参考值累加获得当前采样点的虚拟发生电流
[0013]
[0014] 第5步、利用Iref±X作为
门槛对当前采样点实际补偿电流进行过滤，若当前采样点的实际补偿电流 满足|ia-Iaref|≤X且|ib-Ibref|≤X且|ic-Icref|≤X，则将当前采样点的实际补偿电流i送入下一级
低通滤波器进行低通滤波，否则将其作为干扰电流进行过滤，其中 式中，Udc为SVG直流电容的维持电压，K为上一周波的SVG桥
电路的上下桥臂占空比之差；θ为当前采样点所对应的电流波形旋转
角度，T为采样间隔时间，L为SVG连接电感的电感值。
[0015] 本发明一种用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法，基于电感中电流不会突变，电容中电压不会突变的原理，根据上一周波内SVG输出的实际补偿电流获得当前采样点的虚拟发生电流Iref(即理论采样值)，然后获取系统在设计要求下所能允许的采样
波动值X，最终根据|i-Iref|≤X得出采样点补偿电流i的取值范围，若当前采样点的补偿电流实际值i满足|i-Iref|≤X，则将补偿电流实际值i送入下一级低通滤波器进行低通滤波，否则将其作为干扰电流进行过滤。
[0016] 本发明一种用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法，还具有如下改进：
[0017] 1、当前采样点上一周波内SVG输出的第y个实际补偿电流获取方法如下：以
指定频率进行时时采样，当前采样点上一周波内第y个采样点的三相补偿电流为 及中线补偿电流In，y；当前采样点上一周波内SVG输出的实际补偿电流式中
[0018] 2、三维旋转坐标下的基波等效变换电流及各次谐波等效变换电流获取方法如下：
[0019] 先对实际补偿电流I′y做三维静止坐标变换，获得第y个实际补偿电流的三维静止
坐标系等效变换电流：
[0020]
[0021] 式中I″α，y、I″β，y、I″γ，y分别为第y个实际补偿电流的三维静止坐标系下等效变换电流在α、β、γ轴上的电流值分量；
[0022] 再对所述第y个实际补偿电流的三维静止坐标系等效变换电流I″y进行三维旋转坐标的变换，获得第y个实际补偿电流的三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流：
[0023]
[0024] 式中，N为谐波的次数， 分别代表第y个实际补偿电流的三维旋转坐标下N次谐波等效变换电流在d、q、0轴上的电流分量。
[0025] 3、第五步中，若当前采样点实际补偿电流的某相或多相越过门槛，则利用相应相的门槛电流值替换干扰相电流，完成对干扰电流的修正，并将修正后的电流送入下一级低通滤波器进行低通滤波。
[0026] 4、第五步中，θ＝z*2π/Y，z为当前采样点所在正弦电流波形的采样点序号。
[0027] 本发明滤波方法在不增设物理滤波器件的前提下实现了对干扰电流的前置过滤，大大降低了本发明的应用成本；本发明设计了巧妙的判断逻辑，实现了对当前采样点实际补偿电流的实时判断，能够迅速完成前置滤波，几乎不存在延时，是本发明滤波方法具有实际应用价值；并且本发明提出了对干扰电流进行修正的方案，确保SVG的稳定可靠输出，不会因为持续的干扰电流存在而影响补偿输出；经过本发明前置滤波后的电流
信号再进行低通滤波，可大大提高滤波效果，克服了传统方法依靠提高
硬件造价或延长时滞为代价以增强滤波效果的
缺陷。
附图说明
[0028] 下面结合附图对本发明作进一步的说明。
[0030] 图2为A相虚拟发生电流及边界曲线示意图。
[0031] 图3-a为传统滤波算法SVG补偿后电流波形示意图。
[0032] 图3-b为本发明实施例的滤波方法SVG补偿后电流波形示意图。
具体实施方式
[0033] 下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
[0034] 如图1所示，为本发明实施例用于静止同步补偿器的增强型高速低通滤波方法流程图，本实施例包括如下步骤：
[0035] 第1步、获取当前采样点上一周波内SVG输出的所有采样点的实际补偿电流，第y个采样点的实际补偿电流 y＝1，2，...，Y，Y为上一周波的采样点数；本例中一周波采样点个数为128个。
[0036] 本步骤中当前采样点上一周波内SVG输出的第y个实际补偿电流获取方法如下：以指定频率进行时时采样，当前采样点上一周波内第y个采样点的三相补偿电流为 及中线补偿电流In，y；当前采样点上一周波内SVG输出的实际补偿电流式中
[0037] 第2步、对第1步获得的实际电流I′y依次做三维静止坐标变换、三维旋转坐标的变换，获得三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流： 式中，N为谐波的次数， 分别代表第y个实际补偿电流三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流在d、q、0轴上的电流分量。
[0038] 本步骤中，三维旋转坐标下的基波等效变换电流及各次谐波等效变换电流获取方法如下：
[0039] 先对实际补偿电流I′y做三维静止坐标变换，获得第y个实际补偿电流的三维静止坐标系等效变换电流：
[0040]
[0041] 式中I″α，y、I″β，y、I″γ，y分别为第y个实际补偿电流的三维静止坐标系下等效变换电流在α、β、γ轴上的电流值分量；
[0042] 再对所述第y个实际补偿电流的三维静止坐标系等效变换电流I″y进行三维旋转坐标的变换，获得第y个实际补偿电流的三维旋转坐标下的N次谐波等效变换电流：
[0043]
[0044] 式中，N为谐波的次数， 分别代表第y个实际补偿电流的三维旋转坐标下N次谐波等效变换电流在d、q、0轴上的电流分量。
[0045] 第3步、分别针对系统需要补偿的谐波次数M，对上一周波所有采样点的实际补偿电流的M次谐波等效变换电流在q轴上的电流分量 取平均值并乘于sin(2·π·M·50)，获得上一周波的M次谐波的无功分量。
[0046] 针对不同的设备，系统需要补偿的谐波次数不尽相同，实施例以常见的三相全桥可控
硅整流型负载为例，波形含有大量的谐波分量，但主要以5次，7次，11次，13次为主，含有少量17，19次谐波，依照本算法，重点考虑5次，7次，11次，13次谐波分量。
电机负载主要是基波无功含量较大，而三相四线制用户则各种次数谐波都有可能存在。而12脉冲三相整流设备则可能存在12次以上的
奇次谐波。本例的补偿对象为可控硅中频炉的电流，则M＝1，5，7，11，13。本实施例SVG输出电流一周波有128个采样点，则一个周波内有128个基波(1次谐波)无功瞬时分量，128个5次谐波无功瞬时分量、128个7次谐波无功瞬时分量、128个11次谐波无功瞬时分量、128个13次谐波无功瞬时分量。对128个基波无功瞬时分量求平均并乘于相应旋转角度的正弦值，即获得基波的无功分量，同理可获得所有需要补偿的各次谐波的无功分量。
[0047] 第4步、将所述M次谐波的无功分量依次作旋转/静止坐标反变换、三相静止坐标反变换，获得当前采样点的M次谐波补偿电流参考值 其中 分别为当前采样点的M次谐波A、B、C相补偿电流参考值，再将当前采样点的M次谐波补偿电流参考值累加获得当前采样点的虚拟发生电流
[0048] 第5步、利用Iref±X作为门槛对当前采样点实际补偿电流进行过滤，若当前采样点的实际补偿电流 满足|ia-Iaref|≤X且|ib-Ibref|≤X且|ic-Icref|≤X，则将当前采样点的实际补偿电流i送入下一级低通滤波器进行低通滤波，否则将其作为干扰电流进行过滤，其中 式中，Udc为SVG直流电容的维持电压，K为上一周波的SVG桥电路的上下桥臂占空比之差；θ为当前采样点所对应的电流波形旋转角度，θ＝z*2π/Y，z为当前采样点所在正弦电流波形的采样点序号，T为采样间隔时间，L为SVG连接电感的电感值。
[0049] 以A相为例，如图2所示，中间的曲线是当前采样点的A相虚拟发生电流Iaref(即理论采样值)相对于时间的函数曲线；上线边界曲线是Iaref+X，下线边界曲线是Iaref-X，X为系统在设计要求下所能允许的采样波动最大值。将上线边界曲线和下线边界曲线之间的补偿电流实际值进行保留，并送入下一级低通滤波器进行低通滤波；否则将其作为干扰电流进行过滤；以相同方法分别对B相、C相的补偿电流实际值进行过滤。
[0050] 为了更好更稳定的实现对系统的补偿，本实施例对干扰电流进行了修正，具体做法是：第五步中，若当前采样点实际补偿电流的某相或多相越过门槛，则利用相应相的门槛电流值替换干扰相电流，完成对干扰电流的修正，并将修正后的电流送入下一级低通滤波器进行低通滤波。假设A相补偿电流实际值大于Iaref+X，则修正后的A相干扰电流等于Iaref+X，若A相补偿电流实际值小于Iaref-X，则修正后的A相干扰电流等于Iaref-X，以相同方法对B相、C相干扰电流进行修正。
[0051] 本实施例对传统低通滤波和经过本发明方法进行前置滤波后再进行低通滤波进行了对比，滤波效果详见如图3-a和图3-b所示。从图中可见：使用传统滤波器为了达到同样的滤波效果，滤波延时过大，对于瞬时值电流直接控制方式所采用的算法，延时过大会造成电流震荡增加，可以看到图3-a中的波形明显宽度较宽，而图3-b显示采用本发明滤波方法后，由于延时较小，通过瞬时电流算法体现出电流波形明显较细。
[0052] 除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。
